Doherty技術(shù)在基站放大器改善效率中的應(yīng)用

1、內(nèi)部資料，注意保密Doherty技術(shù)在基站放大器改善效率中的應(yīng)用V1.0認(rèn)證測試工程師培訓(xùn)教材林惠帆譯目 錄Table of Contents TOC o 1-3 h z u HYPERLINK l _Toc223518125 術(shù)語 PAGEREF _Toc223518125 h 4 HYPERLINK l _Toc223518126 摘要 PAGEREF _Toc223518126 h 8 HYPERLINK l _Toc223518127 第一章 介紹 PAGEREF _Toc223518127 h 8 HYPERLINK l _Toc223518128 1、前言 PAGEREF _Toc

2、223518128 h 8 HYPERLINK l _Toc223518129 2、科研目的 PAGEREF _Toc223518129 h 8 HYPERLINK l _Toc223518130 3、文章架構(gòu) PAGEREF _Toc223518130 h 9 HYPERLINK l _Toc223518131 第二章 射頻功率放大器 PAGEREF _Toc223518131 h 10 HYPERLINK l _Toc223518132 1、功放管類型的選擇 PAGEREF _Toc223518132 h 10 HYPERLINK l _Toc223518133 a)A類 PAGEREF

3、_Toc223518133 h 10 HYPERLINK l _Toc223518134 b)B類 PAGEREF _Toc223518134 h 11 HYPERLINK l _Toc223518135 c)AB類 PAGEREF _Toc223518135 h 12 HYPERLINK l _Toc223518136 d)C類 PAGEREF _Toc223518136 h 13 HYPERLINK l _Toc223518137 e)其他高效率類型 PAGEREF _Toc223518137 h 13 HYPERLINK l _Toc223518138 2、放大器的特性 PAGEREF

4、_Toc223518138 h 13 HYPERLINK l _Toc223518139 a)線性度 PAGEREF _Toc223518139 h 13 HYPERLINK l _Toc223518140 b)線性的測量 PAGEREF _Toc223518140 h 13 HYPERLINK l _Toc223518141 c)1dB壓縮點(diǎn) PAGEREF _Toc223518141 h 14 HYPERLINK l _Toc223518142 d)互調(diào)失真 PAGEREF _Toc223518142 h 14 HYPERLINK l _Toc223518143 e)三階截止點(diǎn) PAGER

5、EF _Toc223518143 h 15 HYPERLINK l _Toc223518144 f)效率 PAGEREF _Toc223518144 h 16 HYPERLINK l _Toc223518145 g)噪聲 PAGEREF _Toc223518145 h 16 HYPERLINK l _Toc223518146 3、LDMOS功放管 PAGEREF _Toc223518146 h 16 HYPERLINK l _Toc223518147 4、結(jié)論 PAGEREF _Toc223518147 h 17 HYPERLINK l _Toc223518148 第三章 Doherty功率放

6、大器 PAGEREF _Toc223518148 h 18 HYPERLINK l _Toc223518149 1、介紹 PAGEREF _Toc223518149 h 18 HYPERLINK l _Toc223518150 2、Doherty功放的歷史 PAGEREF _Toc223518150 h 19 HYPERLINK l _Toc223518151 3、采納真空管的典型DPA PAGEREF _Toc223518151 h 19 HYPERLINK l _Toc223518152 4、現(xiàn)代的Doherty功放 PAGEREF _Toc223518152 h 20 HYPERLINK

7、 l _Toc223518153 5、負(fù)載牽引技術(shù) PAGEREF _Toc223518153 h 21 HYPERLINK l _Toc223518154 6、四分之一波長傳輸線 PAGEREF _Toc223518154 h 22 HYPERLINK l _Toc223518155 7、特性阻抗的計算 PAGEREF _Toc223518155 h 23 HYPERLINK l _Toc223518156 8、工作原理 PAGEREF _Toc223518156 h 25 HYPERLINK l _Toc223518157 a)第一時期 PAGEREF _Toc223518157 h 26

8、 HYPERLINK l _Toc223518158 b)第二時期 PAGEREF _Toc223518158 h 27 HYPERLINK l _Toc223518159 c)第三時期 PAGEREF _Toc223518159 h 28 HYPERLINK l _Toc223518160 9、Doherty結(jié)構(gòu)的性能 PAGEREF _Toc223518160 h 28 HYPERLINK l _Toc223518161 10、優(yōu)缺點(diǎn) PAGEREF _Toc223518161 h 29 HYPERLINK l _Toc223518162 11、結(jié)論 PAGEREF _Toc2235181

9、62 h 30 HYPERLINK l _Toc223518163 第四章 設(shè)計與實(shí)現(xiàn) PAGEREF _Toc223518163 h 31 HYPERLINK l _Toc223518164 1、前言 PAGEREF _Toc223518164 h 31 HYPERLINK l _Toc223518165 2、WCDMA指標(biāo) PAGEREF _Toc223518165 h 31 HYPERLINK l _Toc223518166 3、設(shè)計結(jié)構(gòu) PAGEREF _Toc223518166 h 31 HYPERLINK l _Toc223518167 4、類型的選擇 PAGEREF _Toc22

10、3518167 h 32 HYPERLINK l _Toc223518168 5、設(shè)計過程 PAGEREF _Toc223518168 h 33 HYPERLINK l _Toc223518169 a)設(shè)計功放管的通路 PAGEREF _Toc223518169 h 33 HYPERLINK l _Toc223518170 b)直流分析 PAGEREF _Toc223518170 h 33 HYPERLINK l _Toc223518171 c)優(yōu)化負(fù)載阻抗的方法 PAGEREF _Toc223518171 h 34 HYPERLINK l _Toc223518172 d)輸入和輸出匹配 PA

11、GEREF _Toc223518172 h 35 HYPERLINK l _Toc223518173 e)偏壓 PAGEREF _Toc223518173 h 36 HYPERLINK l _Toc223518174 f)設(shè)計輸出合路器 PAGEREF _Toc223518174 h 36 HYPERLINK l _Toc223518175 6、設(shè)計的實(shí)現(xiàn) PAGEREF _Toc223518175 h 38 HYPERLINK l _Toc223518176 7、結(jié)論 PAGEREF _Toc223518176 h 38 HYPERLINK l _Toc223518177 第五章 仿真和優(yōu)化

12、 PAGEREF _Toc223518177 h 39 HYPERLINK l _Toc223518178 1、前言 PAGEREF _Toc223518178 h 39 HYPERLINK l _Toc223518179 2、Doherty功放 PAGEREF _Toc223518179 h 39 HYPERLINK l _Toc223518180 a)單音信號的仿真結(jié)果 PAGEREF _Toc223518180 h 39 HYPERLINK l _Toc223518181 b)雙音信號的仿真結(jié)果 PAGEREF _Toc223518181 h 42 HYPERLINK l _Toc223

13、518182 3、Doherty （B類C類） PAGEREF _Toc223518182 h 44 HYPERLINK l _Toc223518183 4、Doherty結(jié)構(gòu)的比較 PAGEREF _Toc223518183 h 46 HYPERLINK l _Toc223518184 5、負(fù)載調(diào)制的重要性 PAGEREF _Toc223518184 h 47 HYPERLINK l _Toc223518185 6、DPA中主管偏壓的阻礙 PAGEREF _Toc223518185 h 49 HYPERLINK l _Toc223518186 7、DPA副管偏壓的阻礙 PAGEREF _To

14、c223518186 h 50 HYPERLINK l _Toc223518187 8、結(jié)論 PAGEREF _Toc223518187 h 52 HYPERLINK l _Toc223518188 第六章 總結(jié)和結(jié)論 PAGEREF _Toc223518188 h 53 HYPERLINK l _Toc223518189 1、總結(jié) PAGEREF _Toc223518189 h 53 HYPERLINK l _Toc223518190 2、結(jié)論 PAGEREF _Toc223518190 h 53 HYPERLINK l _Toc223518191 3、以后的趨勢 PAGEREF _Toc2

15、23518191 h 53術(shù)語3G Third Generation Cellular Systems ACI Adjacent Channel Interference ACPR Adjacent Channel Power Ratio BPSK Binary Phase Shift Keying CDMA Code Division Multiple Access DPA Doherty Power Amplifier EER Envelope Elimination and Restoration QAM Quadrature Amplitude Modulation EVM Error

16、 Vector Magnitude GMSK Gaussian Minimum Shift Keying GSM Global System for Mobile CommunicationsIIP3 Third Order Intercept Point LDMOS Laterally Diffused Metal Oxide SemiconductorLINC Linear Amplification Using Non-linear CoOIP3 Output Intercept Point PAE Power Added Efficiency QPSK Quadrature Phase

17、 Shift Keying WCDMA Wideband Code Division Multiple AccessCds漏-源電容Cdu漏-襯底電容Cgd柵-源電容Cgs漏-源電容Ciss柵短路共源輸入電容Coss柵短路共源輸出電容Crss柵短路共源反向傳輸電容D占空比（占空系數(shù)，外電路參數(shù)）di/dt電流上升率（外電路參數(shù)）dv/dt電壓上升率（外電路參數(shù)）ID漏極電流（直流）IDM漏極脈沖電流ID(on)通態(tài)漏極電流IDQ靜態(tài)漏極電流（射頻功率管）IDS漏源電流IDSM最大漏源電流IDSS柵-源短路時，漏極電流IDS(sat)溝道飽和電流（漏源飽和電流）IG柵極電流（直流）IGF正向柵電

18、流IGR反向柵電流IGDO源極開路時，截止柵電流IGSO漏極開路時，截止柵電流IGM柵極脈沖電流IGP柵極峰值電流IF二極管正向電流IGSS漏極短路時截止柵電流IDSS1對管第一管漏源飽和電流IDSS2對管第二管漏源飽和電流Iu襯底電流Ipr電流脈沖峰值（外電路參數(shù)）gfs正向跨導(dǎo)Gp功率增益Gps共源極中和高頻功率增益GpG共柵極中和高頻功率增益GPD共漏極中和高頻功率增益ggd柵漏電導(dǎo)gds漏源電導(dǎo)K失調(diào)電壓溫度系數(shù)Ku傳輸系數(shù)L負(fù)載電感（外電路參數(shù)） LD漏極電感Ls源極電感rDS漏源電阻rDS(on)漏源通態(tài)電阻rDS(of)漏源斷態(tài)電阻rGD柵漏電阻rGS柵源電阻Rg柵極外接電阻（外

19、電路參數(shù)）RL負(fù)載電阻（外電路參數(shù)）R(th)jc結(jié)殼熱阻R(th)ja結(jié)環(huán)熱阻PD漏極耗散功率PDM漏極最大同意耗散功率PIN-輸入功率POUT輸出功率PPK脈沖功率峰值（外電路參數(shù)）to(on)開通延遲時刻td(off)關(guān)斷延遲時刻ti上升時刻ton開通時刻toff關(guān)斷時刻tf下降時刻trr反向恢復(fù)時刻Tj結(jié)溫Tjm最大同意結(jié)溫Ta環(huán)境溫度Tc管殼溫度Tstg貯成溫度VDS漏源電壓（直流）VGS柵源電壓（直流）VGSF-正向柵源電壓（直流）VGSR反向柵源電壓（直流）VDD漏極（直流）電源電壓（外電路參數(shù)）VGG柵極（直流）電源電壓（外電路參數(shù)）Vss源極（直流）電源電壓（外電路參數(shù)）VG

20、S(th)開啟電壓或閥電壓V（BR）DSS漏源擊穿電壓V（BR）GSS漏源短路時柵源擊穿電壓VDS(on)漏源通態(tài)電壓VDS(sat)漏源飽和電壓VGD柵漏電壓（直流）Vsu源襯底電壓（直流）VDu漏襯底電壓（直流）VGu柵襯底電壓（直流）Zo驅(qū)動源內(nèi)阻漏極效率（射頻功率管）Vn噪聲電壓aID漏極電流溫度系數(shù)ards漏源電阻溫度系數(shù)摘要在無線通訊系統(tǒng)中放大器屬于典型的高功耗子系統(tǒng)。在當(dāng)今頻譜資源有限的時代，日新月異的技術(shù)要求以最小的頻譜量來完成最大量的數(shù)據(jù)通信，而這需要先進(jìn)的調(diào)制技術(shù)來覆蓋更廣的范圍和更高的動態(tài)線性。盡管已實(shí)現(xiàn)了線性功放，但往往其成本比較高，在現(xiàn)代無線通訊應(yīng)用中，例如WCDMA

21、使用的帶高峰均比的非衡定量包絡(luò)調(diào)制技術(shù)。線性已成為一個關(guān)鍵指標(biāo)，在這方面的應(yīng)用上放大器得工作在飽和狀態(tài)的功率回退區(qū)域。因此，為了克服供電電源壽命的限制，設(shè)計一種能夠在寬頻輸入電平內(nèi)保持高效率的功放已成為首選的解決方案。本文探討了一種改善線性功放寬帶輸出中的漏級效率技術(shù)如A類或AB類。Doherty技術(shù)采納了2個并聯(lián)的放大管，這種組合方法提高了主功放在最大輸出功率回退6dB后的額外效率。功放管類型的選擇（A類、AB類、B類或C類等）及設(shè)計技術(shù)在本文做了介紹。在第4章中提出了2.14GHz Doherty功放的設(shè)計。這項技術(shù)在壓縮點(diǎn)回退6dB后將額外效率提升了15%，這類功放可應(yīng)用于WCDMA的發(fā)

22、射站中。第一章 介紹前言在當(dāng)今如IS-95，CDMA-2000大多數(shù)應(yīng)用中，功放的高效率和線性度已成為最重要的指標(biāo)，但這兩項指標(biāo)在功放設(shè)計中互相沖突，在當(dāng)今日新月異的設(shè)計技術(shù)中如何在寬頻范圍內(nèi)保持高效率成為設(shè)計功放中最具挑戰(zhàn)性的任務(wù)。在當(dāng)今頻譜資源有限的時代，要求以最小的頻譜使用量來完成最大量的數(shù)據(jù)通信，這需要先進(jìn)的調(diào)制技術(shù)來覆蓋更廣的范圍和更高的動態(tài)線性。雖已實(shí)現(xiàn)了線性功放，但往往其成本比較高。 在現(xiàn)代無線通訊標(biāo)準(zhǔn)中為了達(dá)到高數(shù)據(jù)傳輸率和頻譜效率，通常會應(yīng)用到非恒定量包絡(luò)調(diào)制技術(shù)如QPSK。為了滿足在發(fā)射動態(tài)范圍中的線性度，運(yùn)用于此系統(tǒng)的功放須工作于飽和回退區(qū)域，這會降低功放的效率同時減短了

23、供電電源的壽命。目前解決此問題的方法要緊運(yùn)用復(fù)雜的先進(jìn)線性技術(shù)來設(shè)計非線性高效率功放?？蒲心康脑谶@項科研中，采納Doherty技術(shù)高效率功放未滿足3G WCDMA在線性方面的嚴(yán)格要求。此項科研目的如下：詳細(xì)分析采納一致狀態(tài)器件與采納真空管進(jìn)行典型設(shè)計的不同Doherty功放；采納Motorola HV_FET晶體管來設(shè)計兩級Doherty功放的詳細(xì)方法；設(shè)計和仿真如何實(shí)現(xiàn)兩類不同的采納HV4處理技術(shù)LDMOS管，運(yùn)用于WCDMA和頻率為2.14GHz帶寬為5MHz的Doherty功放；分析Doherty功放中主管和副管對效率和線性的阻礙；有關(guān)提高Doherty功放線性的技術(shù)文獻(xiàn)的分析文章架構(gòu)此

24、報告有兩項重要目的：第一，向讀者介紹兩級Doherty功放的原理，第二，與典型的功率設(shè)計做比較并探討其性能。報告內(nèi)容的安排如下：第二章討論了在功放設(shè)計中常用的方法論和設(shè)計中會涉及到的常見設(shè)計參數(shù)的簡單解釋。同時提到了LDMOS管的一些重要特性。第三章要緊描述了Doherty技術(shù)的原理和采納真空管設(shè)計Doherty功放的歷史，并帶有有關(guān)一個理想Doherty功放工作的討論。第四章詳細(xì)描述了如何使用LDMOS FETs來設(shè)計兩級Doherty功放。第五章討論了采納兩種不同的Doherty設(shè)計實(shí)現(xiàn)的仿真結(jié)果。對比分析了采納典型設(shè)計方法的性能。最后得出此項科研的結(jié)論。第二章 射頻功率放大器功放管類型的

25、選擇使用于收發(fā)電路中的LDMOS功放管，其角度變化為非線性變化，而該特性取決于管子的類型。在輸入信號不變的情況下，輸出電流的會隨LDMOS的門限偏壓做諧振變化。在一些應(yīng)用當(dāng)中，關(guān)于部分特定的輸入信號而言這也許是需要的，而這特定的輸入信號對管子的類型起了決定作用。在這章中將討論Doherty功放中常用到的四種類型，圖2.1為不同類型放大管的傳輸性能和特性。圖2.1不同類型放大管的工作特性A類A類放大管的偏壓在輸入處于關(guān)斷和飽和之間的區(qū)域變化，集電極的電流在輸出信號的整個環(huán)路(360)變化。圖2.2 A類功放的傳輸特性如圖2.1所示靠近晶體管中頻點(diǎn)的偏移區(qū)被稱為工作區(qū)。A類放大管與其他類型的管子相

26、比可提供最大線性度。B類B類放大管的集電極（漏級）電流只在射頻信號的半波內(nèi)變化，直流工作點(diǎn)的門限電流設(shè)為零并不外加射頻信號，這可通過管子的截止電壓偏置來完成，任何流經(jīng)管子的電流直接進(jìn)入負(fù)載。更確切地講，B類放大器的工作角度保持在180或輸出信號半周。B類功放管經(jīng)常應(yīng)用于使用2個并聯(lián)晶體管的推挽放大電路中，每個晶體管放大一半射頻信號。圖2.3 B類放大管的傳輸特性（Grig00）由此看來，與同等的A類放大管相比B類的效率幾乎是它的2倍。盡管它的結(jié)構(gòu)大大改進(jìn)了效率，然而它只能應(yīng)用于對線性要求不是專門高的放大器。通常，電流的波形出現(xiàn)比較嚴(yán)峻的失真同時需要一個高電路來恢復(fù)正弦波。AB類AB類功放的工作

27、點(diǎn)設(shè)在靠近截止區(qū)域，集電級在射頻信號的180360之間導(dǎo)通。AB類功放的線性度接近于A類，效率接近于B類。這在權(quán)衡線性度和效率要求之后可對選擇AB類功放的工作點(diǎn)。AB類放大器也常被使用在推挽放大電路中用來克服B類的交叉失真。圖2.4AB類放大器的傳輸特性C類C類放大器的漏級導(dǎo)通于少于半周的輸入信號。C類直流工作點(diǎn)設(shè)在低于截止區(qū)域，使部分輸入信號克服源門限交叉點(diǎn)的反向偏量。與前面所提到的類型相比，盡管C類線性最差然而其效率為最高。其他高效率類型其余具備高效率特性類型的還有C，D，E和F。這些類型適合于應(yīng)用恒量包絡(luò)調(diào)制技術(shù)和線性要求不是專門苛刻的應(yīng)用中。在提高功放效率方面，Doherty技術(shù)涉及到

28、的類型有A類和AB類。放大器的特性線性度射頻放大器本身屬非線性，在收發(fā)鏈路中為失真產(chǎn)物的要緊來源，它的非線性產(chǎn)物會阻礙到頻譜的利用，它的非線性來源于在高輸入電平、管子工作于飽和狀態(tài)時，放大器會出現(xiàn)壓縮現(xiàn)象。線性的測量放大器的非線性可歸結(jié)于增益壓縮和諧波失真導(dǎo)致信號放大時產(chǎn)生交調(diào)產(chǎn)物，它取決于各種特定的調(diào)制和應(yīng)用技術(shù)，用于衡量線性度的指標(biāo)有：dB壓縮點(diǎn)三階互調(diào)失真三階截止點(diǎn)（IIP3）鄰道功率比（ACPR）矢量幅度誤差（EVM） 1dB壓縮點(diǎn)功率的非線性表現(xiàn)在信號輸入接近飽和點(diǎn)、輸出達(dá)到飽和狀態(tài)時，放大器的增益會下降或被壓縮。輸出dB壓縮點(diǎn)（Pout,1dB）可理解為從它線性的區(qū)域開始，增益被壓

29、縮1dB時的輸出電平，圖1.5為典型放大器輸入和輸出的關(guān)系圖，1dB壓縮點(diǎn)的Pin,1dB與相應(yīng)的輸出功率之間的關(guān)系如下：其中G1,dB為壓縮點(diǎn)的增益。圖2.5 1dB壓縮點(diǎn)輸出功率和輸入功率的關(guān)系曲線圖互調(diào)失真互調(diào)失真是引起主信號失真、互調(diào)變差的現(xiàn)象，由于它們專門靠近于主信號，三階互調(diào)產(chǎn)物對信號具有較大的阻礙，我們所不需要的頻譜重量如諧波可被濾掉，但三階互調(diào)由于太靠近主信號而無法被濾掉，圖2.6為一個雙音信號的互調(diào)失真現(xiàn)象。圖2.6 一個雙音信號的頻譜從上圖我們能夠得出，三階互調(diào)的幅度能夠由以下公式得出其中Pout,IMD代表三階互調(diào)產(chǎn)物的輸出功率。三階截止點(diǎn)另一個用于衡量線性的重要指標(biāo)為截

30、止點(diǎn)。它定義為特定失確實(shí)線性延長線與輸入輸出功率比的線性延長線的交點(diǎn)，圖2.7為三階互調(diào)與輸入輸出功率比的關(guān)系圖2.7 三階截止點(diǎn)效率功放效率定義為將直流功率轉(zhuǎn)化為射頻功率的能力，在普遍使用中有三種定義，漏級效率為射頻輸出功率與輸入的直流功率比功率額外效率與輸入信號功率有關(guān)，能夠表達(dá)為：PAE一般用于分析功放高增益時的性能，最后得到整體效率為：此表達(dá)式關(guān)于各種性能的計算都有用。噪聲噪聲在功率設(shè)計不是一項專門重要的性能指標(biāo)，系統(tǒng)的噪聲系數(shù)能夠表達(dá)為：從以上公式能夠看出噪聲系數(shù)取決于前幾級，功放一般為發(fā)射鏈路的最后一級，因此對整個系統(tǒng)的噪聲阻礙比較小。LDMOS功放管LDMOS屬于N溝道增強(qiáng)型MO

31、SFETs，管子交叉段專為高頻高壓的情況下做低寄生容性之用，溝道的長度決定了管子的工作頻段，溝道越短線性越好，LDMOS管在高功率通訊中應(yīng)用于代替雙級型晶體管，它在更寬的頻段范圍能夠達(dá)到更高的增益、更低的三階互調(diào)失真和更高的工作效率。具備這些特性的LDMOS管減少了射頻功放的增益層級并帶來了更高的效率，圖2.8為LDMOS管與雙級型晶體管的性能比較圖。圖2.8 LDMOS管(實(shí)線)和BJT(虛線)的性能比較曲線圖(AB類功放的增益和線性曲線圖)優(yōu)越的線性度使LDMOS晶體管能夠完全滿足3G標(biāo)準(zhǔn)對線性度的嚴(yán)格要求，與往常的0.8um技術(shù)相比，LDMOS管專門大程度上減少功耗，使3G基站達(dá)到50%

32、的高功率密度，使WCDMA的效率提高了6%-8%和增益提高了2dB。結(jié)論移動通訊系統(tǒng)中收發(fā)器的性能要緊取決于功放的性能，高增益、高線性、良好的穩(wěn)定性以及高效率為上等功放的特性。前面提到了這項科研究的目的是在不考慮線性要求的情況下，采納Doherty結(jié)構(gòu)設(shè)計WCDMA頻段(2.11GHz-2.17GHz)的高效率功放，以下章節(jié)將會詳細(xì)分析Doherty技術(shù)及其仿真設(shè)計和仿真結(jié)果。第三章 Doherty功率放大器介紹功放的最高效率點(diǎn)出現(xiàn)在功率壓縮點(diǎn)附近，其中最普遍的標(biāo)準(zhǔn)如GSM，它采納了包絡(luò)調(diào)制技術(shù)如GMSK，這種調(diào)制技術(shù)保證了發(fā)射信號的包絡(luò)為衡定量和通訊系統(tǒng)中的放大器工作于接近飽和但未出現(xiàn)失確實(shí)

33、狀態(tài)。另外，現(xiàn)代的標(biāo)準(zhǔn)如EDGE通過使用如BPSK，QPSK和QAM等調(diào)制技術(shù)做到更有效的數(shù)據(jù)傳輸，這些技術(shù)所產(chǎn)生的非衡定量包絡(luò)信號要求放大器工作在從壓縮狀態(tài)回退36dB的線性區(qū)域，這有可能引起相鄰頻道的干擾（ACI）從而專門難達(dá)到高效率。調(diào)幅信號放大器要緊有兩個缺點(diǎn):第一，在功放工作于滿功率時調(diào)制信號會出現(xiàn)失真現(xiàn)象；第二，只能在單載波的情況達(dá)到最高效率，并往往接近于器件的最大額定功率。解決以上兩個問題的方法確實(shí)是如何在線性高效率工作區(qū)域提高效率。曾有人提出了幾種提高效率的方案，Doherty放大器被認(rèn)為是最佳選擇，因為其他方案如Kahn,動態(tài)包絡(luò)跟蹤或采納線性度較高的元器件，不僅提高了成本而

34、且?guī)捯舱?。包絡(luò)消除和復(fù)原技術(shù)是綜合使用高效率包絡(luò)放大器和非線性功放來達(dá)到高效率和高線性度的放大器。這類放大器由去包絡(luò)限幅器和高效率非線性功放如C類或D類組成，作為恒定幅度相位調(diào)制載波的放大級。恒定量包絡(luò)使非線性放大器可工作于壓縮點(diǎn)附近但未出現(xiàn)失真現(xiàn)象，從而達(dá)到提高效率的目的。最后，高線性功放的幅度調(diào)制將恢復(fù)相位調(diào)制信號的包絡(luò)。包絡(luò)跟蹤是一種類似于ERR技術(shù)的方案，當(dāng)功放進(jìn)入線性模式，它會通過動態(tài)變化的電壓來存儲功率，射頻功率帶有幅度和相位信息，線性度的好壞完全取決于后級放大器。盡管包絡(luò)跟蹤的性能要比線性功放好，然而依舊比不上Kahn和EER技術(shù)。圖2.1匯總了普遍應(yīng)用于提高效率的幾種技術(shù)的效

35、率比較圖。盡管ERR和LINC技術(shù)可做好更好的性能，然而從曲線能夠看出它們所對應(yīng)的結(jié)構(gòu)更加復(fù)雜，且需一段繁瑣而難以實(shí)現(xiàn)的調(diào)試過程?？恐鳧oherty技術(shù)實(shí)現(xiàn)的簡單性，它是以后最有可能成為高效率功放的實(shí)現(xiàn)方案。 這章具體描述了如何運(yùn)用現(xiàn)代晶體管的Doherty來完成功放設(shè)計，并與運(yùn)用真空管的典型功放設(shè)計做比較，運(yùn)用Doherty技術(shù)的負(fù)載牽引原理通過分三個時期來解釋Doherty技術(shù)。為了更好的理解，本文所引用的數(shù)據(jù)均源于理想情況下的Doherty技術(shù)。 圖3.1 幾種效率改善技術(shù)的功放性能對比分析圖Doherty功放的歷史Doherty功放的設(shè)計理念最早由貝爾實(shí)驗室的William H.Doh

36、erty提出的，它最原始的設(shè)計是采納真空管，那時候的晶體管不像現(xiàn)代所使用的，帶有額外的柵級以操縱其傳輸電導(dǎo)。第一個Doherty電路是在1936年無線工程學(xué)院的年度大會上提出的，第一個應(yīng)用于電路的晶體管是在1938年安裝于WHAS in Louisville, Kentucky的一個50kW的設(shè)備上。圖3.2為早在1940年雜志上采納真空管的Doherty功放示意圖。圖3.2 采納真空管的Doherty功放電路圖采納真空管的典型DPA當(dāng)負(fù)載電壓達(dá)到最大時，真空管也達(dá)到最高效率，然而采納真空管的功放只能在調(diào)制峰值的瞬間電壓電平達(dá)到最大，保持功放33%的平均效率。關(guān)于典型的功放而言，在大多數(shù)時刻段

37、電壓幅度都比較小，為了解決此問題，有必要開發(fā)一個能夠提供高電壓幅度的方案。問題的解決方案是通過增加輸出功率同時保持一個高恒量交變電壓從而獲得高效率。因此，首先要求交變電壓達(dá)到高電平后，隨著輸入功率的加大高電壓電平須一直保持不變，而Doherty電路成為此問題的解決方案。在Doherty所采納的電路中，其中一個真空管在電壓電平下放大載波功率從而保證高效率，另外一個管子在調(diào)制峰值時提供額外的電壓。確切地講，如圖3.2，假如管子1提供最大電壓給負(fù)載，那么與管子1并聯(lián)的管子2將會在調(diào)制峰值時提供額外的電壓。圖3.3 采納真空管的高效率DPA結(jié)構(gòu)圖圖3.3為帶阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的Doherty電路，它的作用會

38、在下文做詳細(xì)講明。現(xiàn)代的Doherty功放最簡單的Doherty電路由主管和副管兩個管子構(gòu)成，管子的輸出通過一段四分之一波長的阻抗變換傳輸線進(jìn)行并聯(lián)。當(dāng)主管飽和時副管傳輸電流，從而減少了主管輸出端的阻抗。因此利用負(fù)載牽引原理主管在飽和時會傳輸更大的電流。由于主管已靠近最大輸入功率回退6dB的飽和區(qū)域，功放這范圍內(nèi)會保持高效率。以下章節(jié)將詳細(xì)解釋電阻牽引原理、四分之一傳輸線的作用以及Doherty功放的工作原理。圖3.4 Doherty功放的結(jié)構(gòu)圖負(fù)載牽引技術(shù)負(fù)載牽引技術(shù)是在供電時通過相位相干源來改變射頻負(fù)載的阻抗或電抗，當(dāng)射頻負(fù)載為無源器件時可不遵循此原理，以下將分析解釋Cripps所提出的觀

39、點(diǎn)。依照電路差不多理論，當(dāng)電源2不供電而電源1供電時，圖中的電阻阻值為R圖3.5負(fù)載牽引示意圖假如電源2開始與電源1一起供電后，電阻的電壓為：由于第二個電源給負(fù)載提供了額外電流，從電源1看去的電阻阻值將變?yōu)橥瑯拥览?，從電?看去的電阻阻值能夠?qū)憺樵趲в蟹取⑾辔粏挝坏碾娏骱碗妷阂约皫щ娍?、阻抗單位的器件的電路以上理論依舊成立，因此方程3.3能夠?qū)憺榧偃鏘2與I1同相Z1能夠變得專門大，假如I2與I1反相Z1能夠變得專門小。假如將以上電路的電源替換為射頻功放管的輸出傳輸電導(dǎo)，負(fù)載牽引技術(shù)理論能夠應(yīng)用到晶體管上。因此當(dāng)兩個晶體管并聯(lián)時，其中一個管子能夠通過適當(dāng)?shù)钠珘簛砀淖儚牧硗庖粋€管子所觀看到的阻

40、抗。這種理論能夠延伸到由兩個不同管子所組合的Doherty結(jié)構(gòu)在不同環(huán)境、不同偏壓的應(yīng)用當(dāng)中。四分之一波長傳輸線如圖3.4所示，Doherty功放在主管和負(fù)載R之間需要進(jìn)行阻抗變換以進(jìn)行合理的負(fù)載調(diào)制，大部分設(shè)計方案都使用到四分之一波長傳輸線。圖 3.6 2路DPA 示意圖圖3.6中的四分之一波長傳輸線的阻抗可表示為：展開矩陣，從圖3.6中可得出Vp為最后的輸出電壓，并受主管電流的阻礙，因此從整體來看線性度只跟主管的特性有關(guān)，副管在電壓下降的時刻保持主管電壓電平不變。表達(dá)式可轉(zhuǎn)換為：由I1與Ip的關(guān)系得因此得出副管放大器的峰值電壓計算公式為：前面所解釋的DPA工作原理可關(guān)心理解四分之一波長傳輸

41、線的作用，它能夠在主管電壓達(dá)到飽和時使主管阻抗減少，從而加大電流來保證效率不變。特性阻抗的計算正如前面所討論的，Doherty技術(shù)理論正是為了提高放大器在更寬頻范圍內(nèi)的效率，而一般情況下只能在電壓電平的峰值其效率才能達(dá)到最大，解決那個問題的方案可通過主管的預(yù)飽和、四分之一波長傳輸線和副管來降低主管的阻抗，從而維持主管的最大電壓電平，該理論將會在下面章節(jié)做詳細(xì)的解釋。在分析Doherty功放的工作原理之前，有必要先分析四分之一波長傳輸線的特性阻抗Ztl，與圖3.7中的功放模塊負(fù)載Zload。圖3.9為理想情況下主管和副管的特性電流和電壓，從圖中能夠看出主管輸出電壓Vm，在最大電壓值Vmax回退6

42、dB的范圍內(nèi)為一定量。假設(shè)“n”代表6dB回退范圍，其值為0和1，1代表最大輸入功率，它滿足圖3.7中討論的負(fù)載牽引理論，圖3.7中的四分之一傳輸線中的阻抗為：由于將（3.10）中的I0替換掉得：圖 3.7 DPA 電路替換掉(3.12)中的Z0得：主管輸出電壓V1可表示為：合并方程得：從圖3.9中的特性曲線圖依照最大電流Imax/2能夠得出在6dB回退范圍內(nèi)電流與n值之間的關(guān)系為：替換掉電流值可得：簡化以上方程：正如前面所講的，在6dB回退范圍內(nèi)效率的提高需要保持V1不變，因此需獨(dú)立出因數(shù)n,從以上方程能夠得出：為了簡化Doherty的結(jié)構(gòu)，四分之一波長傳輸線的特性阻抗需為負(fù)載阻抗的兩倍，這

43、使主管在電流只有最大電流一半的時候依舊能達(dá)到最大電壓。工作原理Doherty的工作原理通過三個時期來做分析，即低、中、高電平，圖3.8所示為DPA的結(jié)構(gòu)框架圖，副管前面的四分之一波長變換器補(bǔ)償在主管前的阻抗變換中所引起的相位轉(zhuǎn)換。圖 3.8 DPA的結(jié)構(gòu)架構(gòu)圖 3.9 DPA的特性電流和電壓如圖3.9所示為理想情況下在輸入信號的整個范圍內(nèi)主管和副管的特性電壓和電流波形圖，副管A2的轉(zhuǎn)折點(diǎn)P上的工作原理前面已做了解釋。第一時期低電平輸出信號（PoutP）在低電平輸入時，副管處于關(guān)閉狀態(tài)，主管接收所 有的輸入信號，同時主管也起到操縱源電流的作用，如圖3.10所示，副管的無限大阻抗使主管的阻抗為Ro

44、pt的兩倍，當(dāng)電流達(dá)到峰值的一半時高輸出阻抗會使主管進(jìn)入預(yù)飽和狀態(tài)，由于電壓已達(dá)到峰值，盡管管子未達(dá)到最大功率然而系統(tǒng)已工作在最大效率。圖3.10 DPA工作的第一時期 第二時期中電平信號輸出（Pout=P）當(dāng)主管達(dá)到飽和狀態(tài)，適當(dāng)?shù)钠珘簩淖兏惫艿碾娏鏖_始工作，這時副管將操縱電流源而主管操縱電壓源。依照負(fù)載牽引理論，副管電流的增加將使從四分之一波長傳輸線觀看的阻抗Rout變大，如圖3.8所示。四分之一波長傳輸線的特性阻抗能夠表示為：因此Rout變大將使從主管看的Rin變小，從而使主管在輸出電壓未達(dá)到飽和前就已保持不變，并同時加大主管的輸出電流，如圖3.9所示。輸出電流的增加也提高了輸出功率

45、。圖3.11 DPA工作的第二時期當(dāng)電壓電平接近于飽和時效率也接近到最大值，隨著輸入信號的加大，副管的輸出阻抗將一直下降，同時主管和四分之一波長傳輸線的阻抗將會加大。第三時期高電平信號輸出（TPoutPmax）圖 3.12 DPA工作的第三時期隨著輸出信號的增加，負(fù)載功率將一直上升，直到副管飽和。一旦達(dá)到最大值，主管和副管的阻抗將等于四分之一波長傳輸線的阻抗Ropt，如圖3.12所示，主管電流在這電平上已達(dá)到最高點(diǎn)，輸出功率也達(dá)到峰值。因此在加大輸入時，副管在一直調(diào)節(jié)負(fù)載來阻止主管進(jìn)入飽和狀態(tài)，從而保持最大效率輸出。Doherty結(jié)構(gòu)的性能Doherty功放在轉(zhuǎn)折點(diǎn)T和滿功率上會出現(xiàn)最大PAE

46、，圖3.13為理想情況下功率額外效率曲線圖。效率曲線在回退6dB區(qū)域中的小斜線是由于副管的低效率引起的，假設(shè)主管為B類放大器，Doherty結(jié)構(gòu)能夠在功率回退6dB范圍內(nèi)效率達(dá)到78.5%，兩路Doherty功放的效率見RaabRaab00。以上公式在計算不同輸入電壓下的效率會專門有用，因此，Doherty結(jié)構(gòu)最適用于峰均比在610dB左右的非衡定量包絡(luò)調(diào)制系統(tǒng)。圖3.13 效率曲線圖，實(shí)線Doherty PA,虛線典型B類PA優(yōu)缺點(diǎn)Doherty功放的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)在過去專門多文獻(xiàn)中討論過Yang02，以下將與其他效率改善方案做比較。比較突出的優(yōu)點(diǎn)：高效率：Doherty功放基于負(fù)載牽引技術(shù)，采

47、納四分之一波長傳輸線傳輸，比其他如EER方案能夠做到更高的效率，在輸出功率回退6dB的區(qū)域范圍內(nèi)PAE較高時，這些放大器仍可工作在失真較低的線性區(qū)域。線性方案的實(shí)現(xiàn)：結(jié)構(gòu)簡單，常見的線性方案使Doherty功放在前饋和預(yù)失真中容易實(shí)現(xiàn)。方案簡易：Doherty利用了簡單的射頻技術(shù)如負(fù)載牽引技術(shù)，而且不牽涉任何用于消除包絡(luò)，恢復(fù)包絡(luò)和跟蹤包絡(luò)的包絡(luò)牽引電路等復(fù)雜的技術(shù)。Doherty結(jié)構(gòu)也有一些缺點(diǎn)如增益衰退，互調(diào)失真差和帶寬窄。帶寬窄是由四分之一波長傳輸線引起的。由于現(xiàn)代無線通訊的帶寬都專門窄，這將可不能成為嚴(yán)峻的缺點(diǎn)；而增益衰退是由副管引起的，但衰退的增益在低功率電平常，與載波放大管的高增益

48、相比它會顯得比較低；另外一個比較顯著的缺點(diǎn)確實(shí)是由于副管的低偏壓量所引起的互調(diào)失真，有關(guān)這問題的解決方案曾有人提出Iwam00，運(yùn)用主管適當(dāng)?shù)钠珘簛磉_(dá)到非線性產(chǎn)物的抵消，N路結(jié)構(gòu)也是一種解決方案，這將在下一章中做詳細(xì)討論；另外一個比較突出的問題確實(shí)是Doherty結(jié)構(gòu)的阻抗匹配問題，針對此問題的解決方案也曾有人提出，通過帶偏移量的傳輸線來調(diào)節(jié)負(fù)載終端的實(shí)部參量。結(jié)論盡管已講解了理想的Doherty技術(shù)，然而實(shí)際中的應(yīng)用要求主管和副管特性接近于理想狀態(tài)，為了使不同類型的功放管與理論分析中的主管和副管性能相匹配，需通過優(yōu)化來達(dá)到更高的效率和線性度。以下章節(jié)將討論Doherty結(jié)構(gòu)中功放管在不同類型

49、組合時的性能，以及在改善性能中有可能用到的方案，下文將討論有關(guān)使用LDMOS晶體管來設(shè)計2.14GHz、雙路Doherty功放的詳細(xì)設(shè)計步驟、性能分析、導(dǎo)數(shù)重疊原理、偏壓的自我調(diào)節(jié)等線性改善技術(shù)，還會提到有可能采納到的實(shí)現(xiàn)方案。第四章 設(shè)計與實(shí)現(xiàn)前言Doherty技術(shù)的差不多原理和實(shí)現(xiàn)在前一章已做了解釋，這一章將詳細(xì)介紹它的設(shè)計與實(shí)現(xiàn)，分析如何選擇功放管類型以最接近和匹配于理論Doherty功放中的主管和副管，同時與相應(yīng)典型功放的性能作對比。本章詳細(xì)介紹了兩級Doherty結(jié)構(gòu)的設(shè)計步驟和分析其在UMTS頻段的性能，如直流仿真、偏壓點(diǎn)的選擇、S參數(shù)仿真、匹配電路的設(shè)計、負(fù)載牽引分析以及優(yōu)化。W

50、CDMA指標(biāo)前面提到，那個項目的目的在于學(xué)習(xí)和實(shí)現(xiàn)應(yīng)用于WCDMA的功放，WCDMA指標(biāo)也稱為全球移動通訊系統(tǒng)并成為3GPP規(guī)范中的一項，它的標(biāo)準(zhǔn)被引入了頻譜有效調(diào)制中的高速率應(yīng)用中。峰均比取決于所占用的數(shù)據(jù)通道，因此，高峰均比伴隨著高速率。WCDMA能夠提供高達(dá)2Mbps的速率，功率峰均比接近6dB，比QPSK調(diào)制還要高?；痉糯笃髟谛时容^低的飽和狀態(tài)其工作電壓電平會下降，解決此問題的方法是在功率回退后補(bǔ)償能量損失從而提高工作效率。設(shè)計結(jié)構(gòu)在Doherty結(jié)構(gòu)中我們所采納的電路由兩個LDMOS功放管組成，放大管的輸入與50ohms相匹配，并聯(lián)功放管通過輸入相位補(bǔ)償和輸出合路器合并為一路。在

51、輸入端通過一個90度分路器將輸入信號分為隔離度比較理想的兩路，以下將詳細(xì)介紹每一分路的設(shè)計步驟。圖4.1 Doherty功放的結(jié)構(gòu)類型的選擇以下重點(diǎn)分析如何選擇最佳類型的功放管以最匹配于理論設(shè)計中Doherty功放的主管和副管性能，如圖4.2所示為Doherty功放的電壓電流曲線圖。圖4.2 DPA的電壓和電流特性第一章中提到，我們設(shè)計的目的是在已選定的負(fù)載R，讓兩個功放管在最理想的效率下傳輸最大的功率。從不同類型管子的分析能夠看到，通過晶體管類型如A類、AB類或者B類的偏壓可達(dá)到要求的主管性能，而副管只在輸入信號的峰值點(diǎn)才被激活，因此設(shè)計只要求副管放大超過最小門限的信號，這可通過類似于C類管

52、子在低于關(guān)斷電壓電平常，使管子產(chǎn)生偏壓的方法來達(dá)到上述目的，故副管只在主管接近飽和時才開始工作。設(shè)計過程設(shè)計功放管的通路主管和副管的設(shè)計與典型的設(shè)計相類似，通路的基礎(chǔ)設(shè)計包括優(yōu)化負(fù)載阻抗使功放管工作在最大功率和最高效率，下一步設(shè)計匹配網(wǎng)絡(luò)使功放管的負(fù)載阻抗達(dá)到要求，最后一步為設(shè)計偏置網(wǎng)絡(luò)使功放管工作在一個穩(wěn)定的工作點(diǎn)。圖4.3 主管和副管的輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)以下段落將詳細(xì)描述在UMTS頻段，中頻為2.14GHz帶寬為5MHz的頻段如何使用LDMOS FETS AB類功放管作為主管，C類功放管作為副管來設(shè)計Doherty功放，并與典型的AB類放大器的設(shè)計做性能方面的比較。直流分析在進(jìn)入Doher

53、ty放大器主管和副管的設(shè)計之前，有必要先分析下所考慮采納的LDMOS管的傳輸特性，不同類型的管子所對應(yīng)的工作點(diǎn)能夠簡單從圖4.4的傳輸特性看出。圖中的曲線代表漏級電壓為26V的情況下不同類型的管子所對應(yīng)的門限電壓值。圖4.4 LDMOS FET的傳輸特性圖4.5 LDMOS FET的輸出特性優(yōu)化負(fù)載阻抗的方法通過優(yōu)化負(fù)載阻抗使LDMOS管的阻抗達(dá)到要求，這需要用到負(fù)載牽引理論。如前面所解釋，負(fù)載牽引分析中功率和效率的曲線有可能會做必要的調(diào)節(jié)，因此，關(guān)于同一個負(fù)載阻抗最大功率和最高效率也許會不一樣，通過權(quán)衡分析需考慮負(fù)載阻抗能否使功放管工作在最高效率，如圖4.6所示為對應(yīng)于最大功率和效率的負(fù)載牽

54、引仿真結(jié)果。圖4.6 負(fù)載牽引的仿真結(jié)果圖4.7為在UMTS頻段功放管輸出阻抗為8.6+j19.1時的性能，輸出與50ohms相匹配。圖4.7 功放管通路的性能輸入和輸出匹配從上一節(jié)中負(fù)載牽引的分析結(jié)果能夠看出，性能的優(yōu)化需要LDMOS的輸出阻抗為8.61+j19.1，在設(shè)計頻段中由于虛部會消耗功率，輸出阻抗的虛部需要被抵消掉，這將保證負(fù)載為純電阻性，從而使工作頻段上的輸出信號完全被轉(zhuǎn)化為實(shí)際功率，最簡單的方法是制造頻率諧振點(diǎn)來抵消虛部，因此可通過在輸出部分接入2nH分路使輸出阻抗為實(shí)部，這將有利于四分之一波長的阻抗轉(zhuǎn)換。正如前面的所講，輸入阻抗已與50ohms互相匹配。圖4.8 輸出匹配偏壓

55、Doherty結(jié)構(gòu)要求主管和副管的兩種不種偏壓，主管需要在門限以上進(jìn)行偏置，這也是AB類管的要求；而副管由于C類管子的特性它需要在低于門限電壓電平常被激活，為了實(shí)現(xiàn)偏壓的靈活性，電壓分路被合并在一起，VDD通過一個電感對功放管的輸出端進(jìn)行供電，該電感在工作頻段一般起到隔交流作用。盡管目前所討論的設(shè)計是分不采納AB類和C類管子作為主管和副管，但下文將介紹主管和副管分不為B類和C類的組合情況，如圖4.1所示總結(jié)了主管和副管的偏壓。圖4.9不同類型管子所對應(yīng)的門限偏壓電平設(shè)計輸出合路器輸出合路器的設(shè)計方法為四分之一波長阻抗變換，如圖4.9所示為輸出電路與阻抗變換器的組合圖，依照上一章中的Dohert

56、y技術(shù)的負(fù)載牽引分析，在四分之一波長阻抗變換器之前輸出阻抗為64Ohms可使主管獲得最佳性能，RL的值由功放管并聯(lián)通路數(shù)來決定，功放管達(dá)到最佳時的輸出阻抗值為：關(guān)于一個兩路Doherty功放而言，關(guān)于一個輸出阻抗為64Ohms而言，關(guān)于一個兩路結(jié)構(gòu)，等opt圖4.10 輸出合路器另外，四分之一波長傳輸線R2已被連接到輸出回路來匹配L來達(dá)到ohms，的特性阻抗為：通過理想傳輸線已實(shí)現(xiàn)了初始時期的設(shè)計，在完成印刷電路板之后可進(jìn)行適當(dāng)?shù)恼{(diào)整。圖 4.11 DPA的電路圖設(shè)計的實(shí)現(xiàn)如圖.11為 Doherty放大器主管和副管并聯(lián)的電路示意圖，主管和副管的設(shè)計采納同樣的管子（LDMOS FETs），主管

57、和副管的輸出與64ohms匹配并最終得到8.61+j19.1的負(fù)載阻抗，一段64ohm的四分之一波長傳輸線被做負(fù)載牽引，而一段40ohm的四分之一波長傳輸線被用于與兩路64ohm傳輸線的合路做匹配并得到ohms,輸入信號被電橋分路器分為兩段正交信號（相位相差90度），這兩段信號隨后進(jìn)入管子類型一樣但門限偏壓不一樣的主管和副管，主管與同位的一路信號（0度）連接，而副管與正交的另一路信號（-90度）連接，相位失配的補(bǔ)償將在主管輸出的四分之一波長傳輸線完成，通過給分壓器選擇適當(dāng)?shù)碾娮枋姑考壍钠珘哼_(dá)到指標(biāo)值。結(jié)論目前已實(shí)現(xiàn)了Doherty功放在UMTS頻段的兩級電路，Doherty結(jié)構(gòu)的性能取決于兩級

58、功放管的類型，管子的組合有許多種但每種設(shè)計方案都有其優(yōu)劣勢，以下章節(jié)將分析主管和副管有可能的組合以及仿真結(jié)果的優(yōu)化。第五章 仿真和優(yōu)化前言通過AgilentADS2003能夠完成對前面設(shè)計的Doherty結(jié)構(gòu)進(jìn)行性能分析，這章我們將提供DPA在采納單音和雙音信號的兩種不同實(shí)現(xiàn)方法及其仿真結(jié)果，這兩種設(shè)計將與相應(yīng)的典型功放做比較。同時，本章將會提到主管和副管兩級偏壓的阻礙，通過設(shè)計的優(yōu)化來達(dá)到最好的效率線性特性，最后提供了一份改善Doherty線性方面的案例學(xué)習(xí)。Doherty功放Doherty功放是主管為AB類副管為C類的組合，偏壓點(diǎn)的設(shè)置取決于圖4.4中LDMOS晶體管的傳輸特性，表5.1為

59、偏壓點(diǎn)的選擇，關(guān)于AB類和C類其工作點(diǎn)有一定范圍的。表5.1 Doherty放大管的偏壓點(diǎn)單音信號的仿真結(jié)果Doherty功放在中頻2.14GHz、供電電壓為26V時完成了單音信號的測試,圖5.1為Doherty與典型的AB類放大器做比較所得到的PAE響應(yīng)比較圖，Doherty與具有相同功率容量的典型AB類功放相比，在寬頻輸出范圍內(nèi)Doherty的PAE比較高，在最大輸出功率回退6dB點(diǎn)PAE高出了15%,關(guān)于一個帶非衡定量包絡(luò)調(diào)制的供電系統(tǒng)而言，是一個專門好的改進(jìn)，表5.2為不同輸入信號電平常的直流功率損耗值。圖5.1 DPA 與典型AB類功放的PAE曲線圖表5.2 DPA在不同輸入電平信號

60、的射頻性能如圖5.2和圖5.3所示為不同輸出功率電平下的主管和副管電流、電壓值，從圖中能夠看出副管的偏壓會使主管進(jìn)入預(yù)飽和狀態(tài)，盡管從理論分析的結(jié)果能夠推得主管的輸出電壓值在最大輸出功率回退6dB的范圍內(nèi)會保持不變，從圖5.2能夠看出電壓電平出現(xiàn)一個輕微的下降，這是由于主管的功率泄漏到副管所引起的，通過操縱主管的飽和響應(yīng)能夠使副管進(jìn)入工作狀態(tài)。圖5.2 DPA主管和副管的電壓變化圖5.3 DPA主管和副管的電流變化如圖5.4所示為主管和副管漏級電流波形，管子類型雖不能確切地從圖作出推斷，但這不要緊，圖5.3(ii)中主管和副管的電流值符合Doherty原理。圖 5.4 DPA主管和副管的漏級電