籠型異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)VVVF系統(tǒng)-轉(zhuǎn)差功率不課件

籠型異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)（VVVF系統(tǒng)）——轉(zhuǎn)差功率不變型調(diào)速系統(tǒng)電力拖動自動控制系統(tǒng)第6章籠型異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)（VVVF系統(tǒng)）——轉(zhuǎn)差功率不變1

概述異步電機(jī)的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)一般簡稱為變頻調(diào)速系統(tǒng)。由于在調(diào)速時轉(zhuǎn)差功率不隨轉(zhuǎn)速而變化，調(diào)速范圍寬，無論是高速還是低速時效率都較高，在采取一定的技術(shù)措施后能實現(xiàn)高動態(tài)性能，可與直流調(diào)速系統(tǒng)媲美。因此現(xiàn)在應(yīng)用面很廣，是本篇的重點。概述異步電機(jī)的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)一般簡稱為變頻調(diào)速2本章提要變壓變頻調(diào)速的基本控制方式異步電動機(jī)電壓－頻率協(xié)調(diào)控制時的機(jī)械特性*電力電子變壓變頻器的主要類型變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)基于異步電動機(jī)穩(wěn)態(tài)模型的變壓變頻調(diào)速異步電動機(jī)的動態(tài)數(shù)學(xué)模型和坐標(biāo)變換基于動態(tài)模型按轉(zhuǎn)子磁鏈定向的矢量控制系統(tǒng)基于動態(tài)模型按定子磁鏈控制的直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)

本章提要變壓變頻調(diào)速的基本控制方式36.1變壓變頻調(diào)速的基本控制方式

在進(jìn)行電機(jī)調(diào)速時，常須考慮的一個重要因素是：希望保持電機(jī)中每極磁通量m為額定值不變。如果磁通太弱，沒有充分利用電機(jī)的鐵心，是一種浪費；如果過分增大磁通，又會使鐵心飽和，從而導(dǎo)致過大的勵磁電流，嚴(yán)重時會因繞組過熱而損壞電機(jī)。6.1變壓變頻調(diào)速的基本控制方式在進(jìn)行4對于直流電機(jī)，勵磁系統(tǒng)是獨立的，只要對電樞反應(yīng)有恰當(dāng)?shù)难a償，m保持不變是很容易做到的。在交流異步電機(jī)中，磁通m由定子和轉(zhuǎn)子磁勢合成產(chǎn)生，要保持磁通恒定就需要費一些周折了。

對于直流電機(jī)，勵磁系統(tǒng)是獨立的，只要對電樞反應(yīng)有恰當(dāng)?shù)难a償，5定子每相電動勢（6-1）

式中：Eg

—氣隙磁通在定子每相中感應(yīng)電動勢的有效值，單位為V；—定子頻率，單位為Hz；

—定子每相繞組串聯(lián)匝數(shù)；

—基波繞組系數(shù)；

—每極氣隙磁通量，單位為Wb。

f1NskNsm定子每相電動勢（6-1）式中：Eg—氣隙磁通在定子每相6

由式（6-1）可知，只要控制好Eg和f1，便可達(dá)到控制磁通m的目的，對此，需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻以上兩種情況。

由式（6-1）可知，只要控制好Eg和f1，7一、基頻以下調(diào)速

由式（6-1）可知，要保持m不變，當(dāng)頻率f1從額定值f1N向下調(diào)節(jié)時，必須同時降低Eg，使常值

（6-2）

即采用恒值電動勢頻率比的控制方式。

一、基頻以下調(diào)速由式（6-1）可知，要保8恒壓頻比的控制方式

然而，繞組中的感應(yīng)電動勢是難以直接控制的，當(dāng)電動勢值較高時，可以忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降，而認(rèn)為定子相電壓Us

≈

Eg，則得（6-3）

這是恒壓頻比的控制方式。恒壓頻比的控制方式然而，繞組中的感應(yīng)電動勢是難以9

但是，在低頻時Us和Eg

都較小，定子阻抗壓降所占的份量就比較顯著，不再能忽略。這時，需要人為地把電壓Us抬高一些，以便近似地補償定子壓降。帶定子壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性示于下圖中的b線，無補償?shù)目刂铺匦詣t為a線。

但是，在低頻時Us和Eg都較小，定子阻抗壓10OUsf1圖6-1

恒壓頻比控制特性帶壓降補償?shù)暮銐侯l比控制特性UsNf1Na

—無補償

b

—帶定子壓降補償

OUsf1圖6-1恒壓頻比控制特性帶壓降補償?shù)暮銐侯l比11二、基頻以上調(diào)速

在基頻以上調(diào)速時，頻率應(yīng)該從f1N向上升高，但定子電壓Us卻不可能超過額定電壓UsN，最多只能保持Us

=UsN，這將迫使磁通與頻率成反比地降低，相當(dāng)于直流電機(jī)弱磁升速的情況。把基頻以下和基頻以上兩種情況的控制特性畫在一起，如下圖所示。

二、基頻以上調(diào)速在基頻以上調(diào)速時，頻率應(yīng)該從12f1N變壓變頻控制特性圖6-2異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速的控制特性

恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速UsUsNΦmNΦm恒功率調(diào)速ΦmUsf1Of1N變壓變頻控制特性圖6-2異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速的控制13如果電機(jī)在不同轉(zhuǎn)速時所帶的負(fù)載都能使電流達(dá)到額定值，即都能在允許溫升下長期運行，則轉(zhuǎn)矩基本上隨磁通變化，按照電力拖動原理，在基頻以下，磁通恒定時轉(zhuǎn)矩也恒定，屬于“恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速”性質(zhì)，而在基頻以上，轉(zhuǎn)速升高時轉(zhuǎn)矩降低，基本上屬于“恒功率調(diào)速”。如果電機(jī)在不同轉(zhuǎn)速時所帶的負(fù)載都能使電流達(dá)到146.2異步電動機(jī)電壓－頻率協(xié)調(diào)控制時

的機(jī)械特性本節(jié)提要恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機(jī)的機(jī)械特性基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的機(jī)械特性基頻以上恒壓變頻時的機(jī)械特性恒流正弦波供電時的機(jī)械特性6.2異步電動機(jī)電壓－頻率協(xié)調(diào)控制時

15一、恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機(jī)的

機(jī)械特性

第5章式（5-3）已給出異步電機(jī)在恒壓恒頻正弦波供電時的機(jī)械特性方程式Te=f(s)。當(dāng)定子電壓Us和電源角頻率1恒定時，可以改寫成如下形式：

（6-4）

一、恒壓恒頻正弦波供電時異步電動機(jī)的

16特性分析當(dāng)s很小時，可忽略上式分母中含s各項，則（6-5）

也就是說，當(dāng)s很小時，轉(zhuǎn)矩近似與s成正比，機(jī)械特性Te=f（s）是一段直線，見圖6-3。特性分析當(dāng)s很小時，可忽略上式分母中含s各項，則17特性分析（續(xù)）當(dāng)s接近于1時，可忽略式（6-4）分母中的Rr'

，則（6-6）即s接近于1時轉(zhuǎn)矩近似與s成反比，這時，Te=f（s）是對稱于原點的一段雙曲線。特性分析（續(xù)）當(dāng)s接近于1時，可忽略式（6-418機(jī)械特性

當(dāng)s為以上兩段的中間數(shù)值時，機(jī)械特性從直線段逐漸過渡到雙曲線段，如圖所示。smnn0sTe010TeTemaxTemax圖6-3恒壓恒頻時異步電機(jī)的機(jī)械特性機(jī)械特性當(dāng)s為以上兩段的中間數(shù)值時，機(jī)械特性19二、基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的

機(jī)械特性

由式（6-4）機(jī)械特性方程式可以看出，對于同一組轉(zhuǎn)矩Te

和轉(zhuǎn)速n（或轉(zhuǎn)差率s）的要求，電壓Us和頻率1

可以有多種配合。在Us

和1的不同配合下機(jī)械特性也是不一樣的，因此可以有不同方式的電壓－頻率協(xié)調(diào)控制。

二、基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時的

201.恒壓頻比控制（Us/1）

在第6-1節(jié)中已經(jīng)指出，為了近似地保持氣隙磁通不變，以便充分利用電機(jī)鐵心，發(fā)揮電機(jī)產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力，在基頻以下須采用恒壓頻比控制。這時，同步轉(zhuǎn)速自然要隨頻率變化。

（6-7）

1.恒壓頻比控制（Us/1）在21

在式（6-5）所表示的機(jī)械特性近似直線段上，可以導(dǎo)出

（6-9）

帶負(fù)載時的轉(zhuǎn)速降落為

（6-8）

在式（6-5）所表示的機(jī)械特性近似直線段上，可以導(dǎo)出22

由此可見，當(dāng)Us/1為恒值時，對于同一轉(zhuǎn)矩Te，s1是基本不變的，因而n也是基本不變的。這就是說，在恒壓頻比的條件下改變頻率1時，機(jī)械特性基本上是平行下移，如圖6-4所示。它們和直流他勵電機(jī)變壓調(diào)速時的情況基本相似。由此可見，當(dāng)Us/1為恒值時，對于同一轉(zhuǎn)矩23所不同的是，當(dāng)轉(zhuǎn)矩增大到最大值以后，轉(zhuǎn)速再降低，特性就折回來了。而且頻率越低時最大轉(zhuǎn)矩值越小，可參看第5章式（5-5），對式（5-5）稍加整理后可得

（6-10）所不同的是，當(dāng)轉(zhuǎn)矩增大到最大值以后，轉(zhuǎn)速再降24

可見最大轉(zhuǎn)矩Temax是隨著的1降低而減小的。頻率很低時，Temax太小將限制電機(jī)的帶載能力，采用定子壓降補償，適當(dāng)?shù)靥岣唠妷篣s，可以增強帶載能力，見圖6-4?？梢娮畲筠D(zhuǎn)矩Temax是隨著的1降低而減25機(jī)械特性曲線On圖6-4恒壓頻比控制時變頻調(diào)速的機(jī)械特性補償定子壓降后的特性機(jī)械特性曲線On圖6-4恒壓頻比控制時變頻調(diào)速的機(jī)械特262.恒

Eg/1

控制

下圖再次繪出異步電機(jī)的穩(wěn)態(tài)等效電路，圖中幾處感應(yīng)電動勢的意義如下：

Eg

—氣隙（或互感）磁通在定子每相繞組中的感應(yīng)電動勢；

Es

—定子全磁通在定子每相繞組中的感應(yīng)電動勢；

Er

—轉(zhuǎn)子全磁通在轉(zhuǎn)子繞組中的感應(yīng)電動勢（折合到定子邊）。

2.恒Eg/1控制下圖再次繪出異27圖6-5異步電動機(jī)穩(wěn)態(tài)等效電路和感應(yīng)電動勢

Us1RsLlsL’lrLmR’r/sIsI0I’r異步電動機(jī)等效電路EgEsEr圖6-5異步電動機(jī)穩(wěn)態(tài)等效電路和感應(yīng)電動勢Us1RsL28特性分析

如果在電壓－頻率協(xié)調(diào)控制中，恰當(dāng)?shù)靥岣唠妷篣s的數(shù)值，使它在克服定子阻抗壓降以后，能維持Eg/1為恒值（基頻以下），則由式（6-1）可知，無論頻率高低，每極磁通m均為常值。特性分析如果在電壓－頻率協(xié)調(diào)控制中，恰當(dāng)?shù)靥岣唠?9特性分析（續(xù)）由等效電路可以看出

（6-11）代入電磁轉(zhuǎn)矩關(guān)系式，得（6-12）

特性分析（續(xù)）由等效電路可以看出（6-11）代入電磁轉(zhuǎn)矩30特性分析（續(xù)）

利用與前相似的分析方法，當(dāng)s很小時，可忽略式（6-12）分母中含s項，則

（6-13）

這表明機(jī)械特性的這一段近似為一條直線。特性分析（續(xù)）利用與前相似的分析方法，當(dāng)s很31特性分析（續(xù)）當(dāng)s接近于1時，可忽略式（6-12）分母中的Rr'2項，則

（6-14）

s值為上述兩段的中間值時，機(jī)械特性在直線和雙曲線之間逐漸過渡，整條特性與恒壓頻比特性相似。特性分析（續(xù)）當(dāng)s接近于1時，可忽略式（6-12）32性能比較

但是，對比式（6-4）和式（6-12）可以看出，恒Eg/1特性分母中含s項的參數(shù)要小于恒Us/1特性中的同類項，也就是說，s值要更大一些才能使該項占有顯著的份量，從而不能被忽略，因此恒Eg/1特性的線性段范圍更寬。性能比較但是，對比式（6-4）和式（6-12）可33性能比較（續(xù)）

將式（6-12）對s求導(dǎo)，并令dTe/ds=0，可得恒Eg/1控制特性在最大轉(zhuǎn)矩時的轉(zhuǎn)差率

（6-15）

和最大轉(zhuǎn)矩（6-16）性能比較（續(xù)）將式（6-12）對s求導(dǎo)，并令34性能比較（續(xù)）

值得注意的是，在式（6-16）中，當(dāng)Eg/1為恒值時，Temax恒定不變，如下圖所示，其穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)于恒Us/1控制的性能。這正是恒Eg/1控制中補償定子壓降所追求的目標(biāo)。

性能比較（續(xù)）值得注意的是，在式（6-16）中，35機(jī)械特性曲線OnTemax恒Eg/1控制時變頻調(diào)速的機(jī)械特性機(jī)械特性曲線OnTemax恒Eg/1控制時變頻調(diào)速363.恒

Er/1

控制

如果把電壓－頻率協(xié)調(diào)控制中的電壓再進(jìn)一步提高，把轉(zhuǎn)子漏抗上的壓降也抵消掉，得到恒Er/1控制，那么，機(jī)械特性會怎樣呢？由此可寫出（6-17）

3.恒Er/1控制如果把電壓－頻率協(xié)調(diào)37代入電磁轉(zhuǎn)矩基本關(guān)系式，得

（6-18）

現(xiàn)在，不必再作任何近似就可知道，這時的機(jī)械特性完全是一條直線，見圖6-6。代入電磁轉(zhuǎn)矩基本關(guān)系式，得（6-18）現(xiàn)在，不必380s10Te幾種電壓－頻率協(xié)調(diào)控制方式的特性比較圖6-6不同電壓－頻率協(xié)調(diào)控制方式時的機(jī)械特性恒Er/1控制恒Eg/1控制恒Us/1控制ab

c0s10Te幾種電壓－頻率協(xié)調(diào)控制方式的特性比較圖6-639顯然，恒Er/1控制的穩(wěn)態(tài)性能最好，可以獲得和直流電機(jī)一樣的線性機(jī)械特性。這正是高性能交流變頻調(diào)速所要求的性能。現(xiàn)在的問題是，怎樣控制變頻裝置的電壓和頻率才能獲得恒定的Er/1呢？

顯然，恒Er/1控制的穩(wěn)態(tài)性能最好，40

按照式（6-1）電動勢和磁通的關(guān)系，可以看出，當(dāng)頻率恒定時，電動勢與磁通成正比。在式（6-1）中，氣隙磁通的感應(yīng)電動勢Eg對應(yīng)于氣隙磁通幅值m，那么，轉(zhuǎn)子全磁通的感應(yīng)電動勢Er就應(yīng)該對應(yīng)于轉(zhuǎn)子全磁通幅值rm：（6-19）

按照式（6-1）電動勢和磁通的關(guān)系，可以看出，當(dāng)頻41

由此可見，只要能夠按照轉(zhuǎn)子全磁通幅值rm=Constant進(jìn)行控制，就可以獲得恒Er/1了。這正是矢量控制系統(tǒng)所遵循的原則，下面在第6-7節(jié)中將詳細(xì)討論。

由此可見，只要能夠按照轉(zhuǎn)子全磁通幅值rm=424．幾種協(xié)調(diào)控制方式的比較

綜上所述，在正弦波供電時，按不同規(guī)律實現(xiàn)電壓－頻率協(xié)調(diào)控制可得不同類型的機(jī)械特性。

（1）恒壓頻比（Us/1=Constant）控制最容易實現(xiàn)，它的變頻機(jī)械特性基本上是平行下移，硬度也較好，能夠滿足一般的調(diào)速要求，但低速帶載能力有些差強人意，須對定子壓降實行補償。

4．幾種協(xié)調(diào)控制方式的比較綜上所述，在43（2）恒Eg/1控制是通常對恒壓頻比控制實行電壓補償?shù)臉?biāo)準(zhǔn)，可以在穩(wěn)態(tài)時達(dá)到rm=Constant，從而改善了低速性能。但機(jī)械特性還是非線性的，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力仍受到限制。

（2）恒Eg/1控制是通常對恒壓頻比控制實行電壓補44

（3）恒Er/1控制可以得到和直流他勵電機(jī)一樣的線性機(jī)械特性，按照轉(zhuǎn)子全磁通rm

恒定進(jìn)行控制，即得

Er/1=Constant而且，在動態(tài)中也盡可能保持rm恒定是矢量控制系統(tǒng)的目標(biāo)，當(dāng)然實現(xiàn)起來是比較復(fù)雜的。（3）恒Er/1控制可以得到和直流他勵電機(jī)一樣45三、基頻以上恒壓變頻時的機(jī)械特性

性能分析

在基頻以上變頻調(diào)速時，由于定子電壓Us=UsN不變，式（6-4）的機(jī)械特性方程式可寫成

（6-20）

三、基頻以上恒壓變頻時的機(jī)械特性性能分析（6-20）46性能分析（續(xù)）而式（6-10）的最大轉(zhuǎn)矩表達(dá)式可改寫成（6-21）

同步轉(zhuǎn)速的表達(dá)式仍和式（6-7）一樣。性能分析（續(xù)）而式（6-10）的最大轉(zhuǎn)矩表達(dá)式可改寫成47機(jī)械特性曲線恒功率調(diào)速O<<<

由此可見，當(dāng)角頻率提高時，同步轉(zhuǎn)速隨之提高，最大轉(zhuǎn)矩減小，機(jī)械特性上移，而形狀基本不變，如圖所示。圖6-7基頻以上恒壓變頻調(diào)速的機(jī)械特性機(jī)械特性曲線恒功率調(diào)速O<<<由此可見，當(dāng)角頻率提48

由于頻率提高而電壓不變，氣隙磁通勢必減弱，導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩的減小，但轉(zhuǎn)速升高了，可以認(rèn)為輸出功率基本不變。所以基頻以上變頻調(diào)速屬于弱磁恒功率調(diào)速。最后，應(yīng)該指出，以上所分析的機(jī)械特性都是在正弦波電壓供電下的情況。如果電壓源含有諧波，將使機(jī)械特性受到扭曲，并增加電機(jī)中的損耗。因此在設(shè)計變頻裝置時，應(yīng)盡量減少輸出電壓中的諧波。

由于頻率提高而電壓不變，氣隙磁通勢必減弱，導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩49四、恒流正弦波供電時的機(jī)械特性在變頻調(diào)速時，保持異步電機(jī)定子電流的幅值恒定，叫作恒流控制，電流幅值恒定是通過帶PI調(diào)節(jié)器的電流閉環(huán)控制實現(xiàn)的，這種系統(tǒng)不僅安全可靠而且具有良好的動靜態(tài)性能。恒流供電時的機(jī)械特性與上面分析的恒壓機(jī)械特性不同，現(xiàn)進(jìn)行分析。四、恒流正弦波供電時的機(jī)械特性在變頻調(diào)速時50轉(zhuǎn)子電流計算設(shè)電流波形為正弦波，即忽略電流諧波，由異步電動機(jī)等效電路圖所示的等效電路在恒流供電情況下可得轉(zhuǎn)子電流計算設(shè)電流波形為正弦波，即忽略電流諧波，由異步電動51轉(zhuǎn)子電流計算（續(xù)）電流幅值為（6-22）

轉(zhuǎn)子電流計算（續(xù)）電流幅值為52電磁轉(zhuǎn)矩公式將式（6-22）代入電磁轉(zhuǎn)矩表達(dá)式得（6-23）電磁轉(zhuǎn)矩公式將式（6-22）代入電磁轉(zhuǎn)矩表達(dá)式得53最大轉(zhuǎn)矩及其轉(zhuǎn)差率取dTe/dt=0，可求出恒流機(jī)械特性的最大轉(zhuǎn)矩值（6-24）產(chǎn)生最大轉(zhuǎn)矩時的轉(zhuǎn)差率為（6-25）最大轉(zhuǎn)矩及其轉(zhuǎn)差率取dTe/dt=0，54機(jī)械特性曲線按上式繪出不同電流、不同頻率下的恒流機(jī)械特性示于圖6-8。圖6-8恒流供電時異步電動機(jī)的機(jī)械特性TeOn機(jī)械特性曲線按上式繪出不同電流、不同頻率下的55性能比較第5章式（5-4）和（5-5）給出了恒壓機(jī)械特性的最大轉(zhuǎn)差率和最大轉(zhuǎn)矩，現(xiàn)再錄如下：（5-4）（5-5）性能比較第5章式（5-4）和（5-5）給出了恒56性能比較（續(xù)）比較恒流機(jī)械特性與恒壓機(jī)械特性，由上述表達(dá)式和特性曲線可得以下的結(jié)論：（1）恒流機(jī)械特性與恒壓機(jī)械特性的形狀相似，都有理想空載轉(zhuǎn)速點（s=0，Te=0）和最大轉(zhuǎn)矩點（sm，Temax）。性能比較（續(xù)）比較恒流機(jī)械特性與恒壓機(jī)械特性，由57性能比較（續(xù)）（3）恒流機(jī)械特性的最大轉(zhuǎn)矩值與頻率無關(guān)，恒流變頻時最大轉(zhuǎn)矩不變，但改變定子電流時，最大轉(zhuǎn)矩與電流的平方成正比。

（2）兩類特性的特征有所不同，比較式（6-25）和式（5-4）可知，由于Lls<<Lm，所以，sm|<<sm|因此恒流機(jī)械特性的線性段比較平，而最大轉(zhuǎn)矩處形狀很尖。

Is=const.Us=const.性能比較（續(xù)）（3）恒流機(jī)械特性的最大轉(zhuǎn)矩值與頻率無關(guān)，恒流58性能比較（續(xù)）Is=const.Us=const.（4）由于恒流控制限制了電流Is，而恒壓供電時隨著轉(zhuǎn)速的降低Is會不斷增大，所以在額定電流時Temax|的要比額定電壓時的Temax|小得多，用同一臺電機(jī)的參數(shù)代入式（6-24）和式（5-5）可以證明這個結(jié)論。但這并不影響恒流控制的系統(tǒng)承擔(dān)短時過載的能力，因為過載時可以短時加大定子電流，以產(chǎn)生更大的轉(zhuǎn)矩，參看圖6-8。性能比較（續(xù)）Is=const.Us=const.59五、變壓變頻器簡介（一）交直交和交交變頻器1、交直交變頻器：二極管組成整流電路，全控型功率器件組成脈寬調(diào)制逆變器。特點①結(jié)構(gòu)簡單②調(diào)速范圍和穩(wěn)態(tài)性能好③提高動態(tài)性能④電源側(cè)功率因數(shù)高2、交交變頻五、變壓變頻器簡介60（二）電壓源和電流源型逆變器1、區(qū)別：中間環(huán)節(jié)2、性能區(qū)別：①無功能量緩沖②能量回饋③動態(tài)響應(yīng)④應(yīng)用場合（二）電壓源和電流源型逆變器61六、異步電機(jī)的幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（1）異步電機(jī)等效電路的通用形式假設(shè)1、忽略空間和時間的諧波2、忽略磁飽和3、忽略鐵損電機(jī)學(xué)中把轉(zhuǎn)子側(cè)的量折算到定子側(cè)，折算的原則：保持電機(jī)氣隙磁通不變，但是這種方法不是唯一的，例如按定子總磁鏈恒定的原則進(jìn)行折算，按轉(zhuǎn)子總磁鏈恒定的原則進(jìn)行折算。其中按轉(zhuǎn)子總磁鏈恒定的原則進(jìn)行折算，有重要意義。六、異步電機(jī)的幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（1）異步電機(jī)等效電路的通用形62異步電機(jī)的幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（續(xù)）因為只有在按轉(zhuǎn)子總磁鏈恒定的情況下異步電動機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩才與轉(zhuǎn)差成正比。這是轉(zhuǎn)差控制和轉(zhuǎn)差矢量控制的理論基礎(chǔ)。為折算系數(shù)轉(zhuǎn)子折算到定子側(cè)的電壓和電流為正弦波穩(wěn)定供電時異步機(jī)已電感表示的通用穩(wěn)態(tài)等效電路如下，異步電機(jī)的幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（續(xù)）因為只有在按轉(zhuǎn)子總磁鏈恒定的63吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育下圖為通用穩(wěn)態(tài)電路時異步電機(jī)穩(wěn)態(tài)等值電路勵磁回路代表電機(jī)的氣隙磁鏈其電路是電機(jī)學(xué)中的等值電路U1I1R1R2/SI2ImEm吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育下圖為通用穩(wěn)態(tài)電路U1I1R1R2/SI2I64異步電機(jī)的幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（續(xù)）時的突出轉(zhuǎn)子磁鏈的”T-1”型等值電路勵磁回路代表轉(zhuǎn)子總磁鏈，用于分析轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)睾愕那闆r，電路和向量圖如下U1I1R1I2/ImR2/SR2/S“T-1型”等值電路異步電機(jī)的幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（續(xù)）時的突出轉(zhuǎn)65“T-1”型等值電路的相量圖如下0“T-1”型等值電路的相量圖如下066異步電機(jī)幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（續(xù)）轉(zhuǎn)矩電流定義為，定子電流可以分解為勵磁電流分量和轉(zhuǎn)矩電流分量，相量圖以為中心，不出現(xiàn)氣隙磁通進(jìn)而又轉(zhuǎn)矩表達(dá)式T-1型電路適用于矢量控制分別對，進(jìn)行控制使轉(zhuǎn)矩在靜態(tài)和動態(tài)都得到控制。異步電機(jī)幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（續(xù)）轉(zhuǎn)矩電流定義為67小結(jié)電壓Us與頻率1是變頻器—異步電動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)的兩個獨立的控制變量，在變頻調(diào)速時需要對這兩個控制變量進(jìn)行協(xié)調(diào)控制。在基頻以下，有三種協(xié)調(diào)控制方式。采用不同的協(xié)調(diào)控制方式，得到的系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能不同，其中恒Er

/1控制的性能最好。在基頻以上，采用保持電壓不變的恒功率弱磁調(diào)速方法。小結(jié)電壓Us與頻率1是變頻器—異步電動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)的兩686.3變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制

(PWM)技術(shù)本節(jié)提要問題的提出正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM)控制技術(shù)電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制技術(shù)電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)（或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）6.3變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制

69一、問題的提出及PWM技術(shù)

早期的交-直-交變壓變頻器所輸出的交流波形都是六拍階梯波（對于電壓型逆變器）或矩形波（對于電流型逆變器），這是因為當(dāng)時逆變器只能采用半控式的晶閘管，其關(guān)斷的不可控性和較低的開關(guān)頻率導(dǎo)致逆變器的輸出波形不可能近似按正弦波變化，從而會有較大的低次諧波，使電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩存在脈動分量，影響其穩(wěn)態(tài)工作性能，在低速運行時更為明顯。一、問題的提出及PWM技術(shù)早期的交-直70六拍逆變器主電路結(jié)構(gòu)VT1~VT6――主電路開關(guān)器件

VD1~VD6――續(xù)流二極管VT3VT5VT4VT6VT2VT1六拍逆變器主電路結(jié)構(gòu)VT1~VT6――主電路開關(guān)器件V71六拍逆變器的諧波六拍逆變器的諧波72為了改善交流電動機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的性能，在出現(xiàn)了全控式電力電子開關(guān)器件之后，科技工作者在20世紀(jì)80年代開發(fā)了應(yīng)用PWM技術(shù)的逆變器。由于它的優(yōu)良技術(shù)性能，當(dāng)今國內(nèi)外各廠商生產(chǎn)的變壓變頻器都已采用這種技術(shù)，只有在全控器件尚未能及的特大容量時才屬例外。為了改善交流電動機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的性能，在出73吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育PWM技術(shù)就是利用半導(dǎo)體器件的開通和關(guān)斷把直流電壓變成一定形狀的電壓脈沖序列，以實現(xiàn)變頻、變壓并有效控制和消除諧波的一門技術(shù)。我們把PWM技術(shù)分為三類1、正弦PWM技術(shù)（電壓、電流、磁通為正弦目的各種PWM方案）2、優(yōu)化PWM技術(shù)3、隨機(jī)PWM技術(shù)吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育PWM技術(shù)就是利用半導(dǎo)體器件的開通和關(guān)斷74吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育優(yōu)化PWM技術(shù)一般用于實現(xiàn)特定的優(yōu)化目標(biāo)例如提高電壓利用率、轉(zhuǎn)矩脈動最小、效率最優(yōu)等，但存在算法復(fù)雜、難于實時控制等問題。普通的PWM逆變器的電壓和電流中含有諧波使電機(jī)繞組產(chǎn)出噪聲可以采用隨機(jī)PWM方法改變諧波的頻譜分布，使逆變器的輸出電壓、電流的諧波均勻分布在較寬的頻帶范圍內(nèi)。吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育優(yōu)化PWM技術(shù)一般用于實現(xiàn)特定的優(yōu)化目標(biāo)75吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育PWM控制性能指標(biāo)：PWM控制引起的問題主要是電流畸變開關(guān)損耗、轉(zhuǎn)矩脈動。這些影響用性能指標(biāo)來描述。為不同的PWM設(shè)計和選擇提供依據(jù)1、電流諧波電流諧波的有效值為為電流的基本分量吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育PWM控制性能指標(biāo)：為電流的基本分量76吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育電流諧波畸變率THD

2、諧波頻譜各頻率分量在非正弦電流中占份額用諧波電流譜表達(dá)，3、最大調(diào)制度m：調(diào)制信號的峰值U1m和三角吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育電流諧波畸變率THD2、諧波頻譜各頻率分量在77吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育載波信號峰值之比，理想情況下m在0和1之間，實際上小于1，N較大時m=0.8~0.9，它體現(xiàn)了直流母線電壓的利用率。4、諧波轉(zhuǎn)矩,脈動轉(zhuǎn)矩的標(biāo)幺值用下式表示式中為最大氣隙吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育載波信號峰值之比，理想情況下m在78轉(zhuǎn)矩，為電機(jī)額定轉(zhuǎn)矩。（諧波轉(zhuǎn)矩由諧波電流產(chǎn)生，但是它們沒有精確關(guān)系）5、開關(guān)頻率和開關(guān)損耗，開關(guān)頻率增加可以使逆變器的交流側(cè)的電流畸變減少提高系統(tǒng)的性能，但是開關(guān)頻率不能隨便增加開關(guān)損耗和開關(guān)頻率成正比同時大功率器件開關(guān)頻率比較低，同時對于頻率大于9轉(zhuǎn)矩，為電機(jī)額定轉(zhuǎn)矩。（諧波轉(zhuǎn)矩由79KHz的功率變換器的電磁兼容性有嚴(yán)格的規(guī)定。KHz的功率變換器的電磁兼容性有80二、正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)1.PWM調(diào)制原理

以正弦波作為逆變器輸出的期望波形，以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波（Carrierwave），并用頻率和期望波相同的正弦波作為調(diào)制波（Modulationwave），當(dāng)調(diào)制波與載波相交時，由它們的交點確定逆變器開關(guān)器件的通斷時刻，從而獲得在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波。二、正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)1.PWM調(diào)制原理81圖6-18PWM調(diào)制原理圖6-18PWM調(diào)制原理82按照波形面積相等的原則，每一個矩形波的面積與相應(yīng)位置的正弦波面積相等，因而這個序列的矩形波與期望的正弦波等效。這種調(diào)制方法稱作正弦波脈寬調(diào)制（Sinusoidalpulsewidthmodulation，簡稱SPWM），這種序列的矩形波稱作SPWM波。按照波形面積相等的原則，每一個矩形波的面積與相832.SPWM控制方式如果在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)，三角載波只在正或負(fù)的一種極性范圍內(nèi)變化，所得到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內(nèi)，叫做單極性控制方式。如果在正弦調(diào)制波半個周期內(nèi)，三角載波在正負(fù)極性之間連續(xù)變化，則SPWM波也是在正負(fù)之間變化，叫做雙極性控制方式。2.SPWM控制方式如果在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)，三角載波84單相橋式PWM逆變電路

單相橋式PWM逆變電路

VT1VT2VT3VT4單相橋式PWM逆變電路單相橋式PWM逆變電路VT1VT85（1）單極性PWM控制方式（1）單極性PWM控制方式86（2）雙極性PWM控制方式（2）雙極性PWM控制方式87（3）逆變器輸出電壓與脈寬的關(guān)系單極性為例，逆變電壓對電機(jī)而言有用的是基波電壓圖6-18為例半個周期內(nèi)有N個脈沖，各脈沖寬度不同但中心間距一樣，等于三角載波的周期第i個脈沖的寬度為中心點相位角為，從原點有半個三角波。（3）逆變器輸出電壓與脈寬的關(guān)系88輸出電壓的波形正、負(fù)半波，左、右對稱，是奇函數(shù)，展成級數(shù)為u(t)代表N個矩形脈沖的函數(shù)，先求出每個脈沖的初始和終止相位角，設(shè)逆變器輸出正弦波電壓幅值為，由面積一致的關(guān)系有：輸出電壓的波形正、負(fù)半波，左、右u(t)代89下列方程第i個脈沖起始相位角和終止角為帶入中下列方程90所以K=1帶入得到輸出電壓基波的幅值N比較大所以有可見輸出電壓基波幅值與各項脈寬成正比，說明調(diào)節(jié)參考信號的幅值從而改變各個脈沖的寬度，實現(xiàn)了逆變器對電壓基波的平滑調(diào)節(jié).所以可見輸出電壓基波幅值與各項脈寬成正比，說明調(diào)節(jié)參考信號的91把帶入上式有下式成立除N=1外三角級數(shù)關(guān)系成立則有說明輸出電壓的基波正是調(diào)制所要求的正弦波。同時說明這種逆變器有效抑制k=2N-1次以下諧波但存在高次諧波。把帶入上式有下式成立除N=1外三角級數(shù)關(guān)系成立則有923.PWM控制電路模擬電子電路采用正弦波發(fā)生器、三角波發(fā)生器和比較器來實現(xiàn)上述的SPWM控制；數(shù)字控制電路硬件電路；軟件實現(xiàn)。3.PWM控制電路模擬電子電路93模擬電子電路模擬電子電路94數(shù)字控制電路SPWM生成方法自然采樣法——只是把同樣的方法數(shù)字化，自然采樣法的運算比較復(fù)雜；規(guī)則采樣法——在工程上更實用的簡化方法，由于簡化方法的不同，衍生出多種規(guī)則采樣法。數(shù)字控制電路SPWM生成方法95當(dāng)載波比為N時逆變器輸出一個周期內(nèi)調(diào)制波與載波有2N個交點，三角載波一個周期間與正弦波相交兩次，相應(yīng)的功率器件導(dǎo)通和關(guān)斷一次，要準(zhǔn)確生成SPWM波形的計算器件的開關(guān)時間，器件導(dǎo)通的時間就是脈沖寬度，關(guān)段時間就是間隙時間，時間的計算可有軟件當(dāng)載波比為N時逆變器輸出一個周期內(nèi)96實現(xiàn)，時間的控制有定時器完成，按正弦波與三角波的交點進(jìn)行脈沖寬度和間隙時間的采樣生成SPWM波形稱為自然采用法。實現(xiàn)，時間的控制有定時器完成，按正弦波97（2）規(guī)則采樣法

（2）規(guī)則采樣法98規(guī)則采樣法原理三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期的中點（即負(fù)峰點）重合規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖的中點都以相應(yīng)的三角波中點為對稱，使計算大為簡化規(guī)則采樣法原理三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc99在三角波的負(fù)峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過D作水平直線和三角波分別交于A、B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制開關(guān)器件的通斷脈沖寬度d和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近在三角波的負(fù)峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點，過D作水平直100規(guī)則采樣法原理正弦調(diào)制信號波式中，M稱為調(diào)制度，0≤a<1；r為信號波角頻率。從圖中可得

規(guī)則采樣法原理正弦調(diào)制信號波101因此可得三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度因此可得102

根據(jù)上述采樣原理和計算公式，可以用計算機(jī)實時控制產(chǎn)生SPWM波形，具體實現(xiàn)方法有：查表法——可以先離線計算出相應(yīng)的脈寬d等數(shù)據(jù)存放在內(nèi)存中，然后在調(diào)速系統(tǒng)實時控制過程中通過查表和加、減運算求出各相脈寬時間和間隙時間。根據(jù)上述采樣原理和計算公式，可以用計算機(jī)實時控制產(chǎn)103實時計算法——事先在內(nèi)存中存放正弦函數(shù)和Tc/2值，控制時先查出正弦值，與調(diào)速系統(tǒng)所需的調(diào)制度M作乘法運算，再根據(jù)給定的載波頻率查出相應(yīng)的Tc/2值，由計算公式計算脈寬時間和間隙時間。實時計算法——事先在內(nèi)存中存放正弦函數(shù)和Tc/2值，控制時104由于PWM變壓變頻器的應(yīng)用非常廣泛，已制成多種專用集成電路芯片作為SPWM信號的發(fā)生器，后來更進(jìn)一步把它做在微機(jī)芯片里面，生產(chǎn)出多種帶PWM信號輸出口的電機(jī)控制用的8位、16位微機(jī)芯片和DSP。

由于PWM變壓變頻器的應(yīng)用非常廣泛，已制成多種105規(guī)則采樣法容易實現(xiàn)控制線性度好但是電壓利用率低（輸出電壓的有效值只有進(jìn)線電壓的0.864倍）現(xiàn)在常用的是三次諧波注入法是在正弦調(diào)制波上疊加3的整數(shù)倍的諧波作為調(diào)制波。之所以添加3的整數(shù)倍的諧波，利用一個事實變頻器輸出的三相線電壓相位差是規(guī)則采樣法容易實現(xiàn)控制線性度好106120度，即使輸出線電壓中3的整數(shù)倍數(shù)次的諧波相互抵消了。以3次諧波為例調(diào)制比和輸出電壓仍為線性，m=1.2時電壓利用率提高了20%，m大于1.2時控制規(guī)律不是線性。120度，即使輸出線電壓中3的整數(shù)倍數(shù)次1074.PWM調(diào)制方法載波比——載波頻率fc與調(diào)制信號頻率fr之比N，既N=fc/fr根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制。4.PWM調(diào)制方法載波比——載波頻率fc與調(diào)制信號頻率108（1）異步調(diào)制異步調(diào)制——載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式。通常保持fc固定不變，當(dāng)fr變化時，載波比N是變化的；在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱；（1）異步調(diào)制異步調(diào)制——載波信號和調(diào)制信號不109當(dāng)fr較低時，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較??；當(dāng)fr增高時，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大。當(dāng)fr較低時，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對110（2）同步調(diào)制

同步調(diào)制——N等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步?；就秸{(diào)制方式，fr變化時N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定；三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱；（2）同步調(diào)制同步調(diào)制——N等于常數(shù)，并在變頻時111為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對稱，N應(yīng)取奇數(shù)；fr很低時，fc也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除；fr很高時，fc會過高，使開關(guān)器件難以承受。為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對稱，N應(yīng)取奇數(shù)；112同步調(diào)制三相PWM波形

ucurUurVurWuuUN'uVN'Otttt000uWN'2Ud-2Ud同步調(diào)制三相PWM波形ucurUurVurWuuUN'uV113（3）分段同步調(diào)制把fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同；在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低；（3）分段同步調(diào)制把fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)114分段同步調(diào)制方式分段同步調(diào)制方式115（4）混合調(diào)制可在低頻輸出時采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結(jié)合起來，和分段同步方式效果接近。（4）混合調(diào)制可在低頻輸出時采用異步調(diào)制方式，1165.PWM逆變器主電路及輸出波形圖6-19三相橋式PWM逆變器主電路原理圖調(diào)制電路V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4ucV6VD6V5VD5VUWNN'C+C+urUurVurW2Ud2UdVT1VT4VT3VT6VT5VT25.PWM逆變器主電路及輸出波形圖6-19三相橋式P117圖6-20三相橋式PWM逆變器的雙極性SPWM波形

uuUN’OwtOOOOUd2-Ud2uVN’uWN’uUVuUNwtwtwtwtOwturUurVurWucUd23Ud2圖6-20三相橋式PWM逆變器的雙極性SPWM波形uu118圖6-20為三相PWM波形，其中urU

、urV

、urW為U，V，W三相的正弦調(diào)制波，

uc為雙極性三角載波；uUN’、uVN’、uWN’

為U，V，W三相輸出與電源中性點N’之間的相電壓矩形波形；

uUV為輸出線電壓矩形波形，其脈沖幅值為+Ud和-Ud；uUN為三相輸出與電機(jī)中點N之間的相電壓。圖6-20為三相PWM波形，其中119三、電流正弦PWM控制技術(shù)

應(yīng)用PWM控制技術(shù)的變壓變頻器一般都是電壓源型的，它可以按需要方便地控制其輸出電壓，為此前面兩小節(jié)所述的PWM控制技術(shù)都是以輸出電壓近似正弦波為目標(biāo)的。三、電流正弦PWM控制技術(shù)應(yīng)用PWM控制120

但是，在電流電機(jī)中，實際需要保證的應(yīng)該是正弦波電流，因為在交流電機(jī)繞組中只有通入三相平衡的正弦電流才能使合成的電磁轉(zhuǎn)矩為恒定值，不含脈動分量。因此，若能對電流實行閉環(huán)控制，以保證其正弦波形，顯然將比電壓開環(huán)控制能夠獲得更好的性能。

但是，在電流電機(jī)中，實際需要保證的應(yīng)該是正弦121常用的一種電流閉環(huán)控制方法是電流滯環(huán)跟蹤PWM（CurrentHysteresisBandPWM——CHBPWM）控制，具有電流滯環(huán)跟蹤PWM控制的PWM變壓變頻器的A相控制原理圖示于圖6-22。常用的一種電流閉環(huán)控制方法是電流滯環(huán)跟蹤1221.滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制原理

圖6-22 電流滯環(huán)跟蹤控制的A相原理圖負(fù)載L+-iiaia*V1V42Ud2UdVD4VD1HBCVT1VT41.滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制原理圖6-22 電流滯環(huán)跟蹤123圖中，電流控制器是帶滯環(huán)的比較器，環(huán)寬為2h。將給定電流i*a與輸出電流ia

進(jìn)行比較，電流偏差ia

超過時h，經(jīng)滯環(huán)控制器HBC控制逆變器A相上（或下）橋臂的功率器件動作。B、C二相的原理圖均與此相同。圖中，電流控制器是帶滯環(huán)的比較器，環(huán)寬為2h。124采用電流滯環(huán)跟蹤控制時，變壓變頻器的電流波形與PWM電壓波形示于圖6-23。如果，ia<i*a，且i*a-ia

≥

h，滯環(huán)控制器HBC輸出正電平，驅(qū)動上橋臂功率開關(guān)器件V1導(dǎo)通，變壓變頻器輸出正電壓，使ia增大。當(dāng)增長到與i*a相等時，雖然，但HBC仍保持正電平輸出，保持導(dǎo)通，使ia繼續(xù)增大直到達(dá)到ia

=i*a

+h，ia

=–h，使滯環(huán)翻轉(zhuǎn)，HBC輸出負(fù)電平，關(guān)斷V1，并經(jīng)延時后驅(qū)動V4采用電流滯環(huán)跟蹤控制時，變壓變頻器的電流波形與125

但此時VT4未必能夠?qū)?，由于電機(jī)繞組的電感作用，電流不會反向，而是通過二極管VD4續(xù)流，使VT4受到反向鉗位而不能導(dǎo)通。此后，逐漸減小，直到時，，到達(dá)滯環(huán)偏差的下限值，使HBC再翻轉(zhuǎn)，又重復(fù)使VT1導(dǎo)通。這樣VT1與VD4交替工作，使輸出電流和給定值之間的偏差保持在范圍內(nèi)，在正弦波上下作鋸齒狀變化。從圖6-23中可以看到，輸出電流是十分接近正弦波的。但此時VT4未必能夠?qū)?，由于電機(jī)繞組的電感作126滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流

圖6-23 電流滯環(huán)跟蹤控制時的電流波形滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流圖6-23 電流滯環(huán)跟蹤控127圖6-23給出了在給定正弦波電流半個周期內(nèi)的輸出電流波形和相應(yīng)的相電壓波形?？梢钥闯觯诎雮€周期內(nèi)輸出電流圍繞正弦波作脈動變化，不論在ia的上升段還是下降段，它都是指數(shù)曲線中的一小部分，其變化率與電路參數(shù)和電機(jī)的反電動勢有關(guān)。Ia上升階段輸出相電壓為0.5UdIa下降階段輸出相電壓為-0.5Ud圖6-23給出了在給定正弦波電流半個周期內(nèi)的輸128三相電流跟蹤型PWM逆變電路

圖6-24三相電流跟蹤型PWM逆變電路

+-iUi*UV4+-iVi*V+-iWi*WV1V6V3V2V5UdUVWVT1VT4VT6VT2VT3VT5三相電流跟蹤型PWM逆變電路圖6-24三相電流跟蹤型PW129因此，輸出相電壓波形呈PWM狀，但與兩側(cè)窄中間寬的SPWM波相反，兩側(cè)增寬而中間變窄，這說明為了使電流波形跟蹤正弦波，應(yīng)該調(diào)整一下電壓波形。因此，輸出相電壓波形呈PWM狀，但與兩側(cè)窄中130電流跟蹤控制的精度與滯環(huán)的環(huán)寬有關(guān)，同時還受到功率開關(guān)器件允許開關(guān)頻率的制約。當(dāng)環(huán)寬選得較大時，可降低開關(guān)頻率，但電流波形失真較多，諧波分量高；如果環(huán)寬太小，電流波形雖然較好，卻使開關(guān)頻率增大了。這是一對矛盾的因素，實用中，應(yīng)在充分利用器件開關(guān)頻率的前提下，正確地選擇盡可能小的環(huán)寬。電流跟蹤控制的精度與滯環(huán)的環(huán)寬有關(guān)，同131環(huán)寬和開關(guān)頻率的關(guān)系：由圖6-23得電流上升和下降段的關(guān)系為為電動機(jī)的感應(yīng)電動勢，電流給定為圖6-23中電流波形近似為三角形為電流上升時間為電流下降時間環(huán)寬和開關(guān)頻率的關(guān)系：由圖6-23得為電動機(jī)的感應(yīng)電動132利用上式解得變頻器的一個開關(guān)頻率f為利用上式解得變頻器的一個開關(guān)頻率f為133電力器件的開關(guān)頻率和環(huán)寬成正比，f不是常數(shù)，隨和變化，取決于電動機(jī)的轉(zhuǎn)速，發(fā)生在堵轉(zhuǎn)時。帶入電流表達(dá)式得出堵轉(zhuǎn)時開關(guān)頻率最大最小值開關(guān)頻率和轉(zhuǎn)速的升高而降低。電力器件的開關(guān)頻率和環(huán)寬成正比，f不是常數(shù)，隨和134小結(jié)電流滯環(huán)跟蹤控制方法的精度高，響應(yīng)快，且易于實現(xiàn)。但受功率開關(guān)器件允許開關(guān)頻率的限制，僅在電機(jī)堵轉(zhuǎn)且在給定電流峰值處才發(fā)揮出最高開關(guān)頻率，在其他情況下，器件的允許開關(guān)頻率都未得到充分利用。為了克服這個缺點，可以采用具有恒定開關(guān)頻率的電流控制器，或者在局部范圍內(nèi)限制開關(guān)頻率，但這樣對電流波形都會產(chǎn)生影響。小結(jié)電流滯環(huán)跟蹤控制方法的精度高，響應(yīng)快135四、磁通正弦PWM技術(shù)（電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)，稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）本節(jié)提要問題的提出空間矢量的定義電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉(zhuǎn)磁場電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制

四、磁通正弦PWM技術(shù)（電壓空間矢量PWM(SVPWM136問題的提出經(jīng)典的SPWM控制主要著眼于使變壓變頻器的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出電流的波形。而電流滯環(huán)跟蹤控制則直接控制輸出電流，使之在正弦波附近變化，這就比只要求正弦電壓前進(jìn)了一步。然而交流電動機(jī)需要輸入三相正弦電流的最終目的是在電動機(jī)空間形成圓形旋轉(zhuǎn)磁場，從而產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩。問題的提出經(jīng)典的SPWM控制主要著眼于使變137如果對準(zhǔn)這一目標(biāo)，把逆變器和交流電動機(jī)視為一體，按照跟蹤圓形旋轉(zhuǎn)磁場來控制逆變器的工作，其效果應(yīng)該更好。這種控制方法稱作“磁鏈跟蹤控制”，下面的討論將表明，磁鏈的軌跡是交替使用不同的電壓空間矢量得到的，所以又稱“電壓空間矢量PWM（SVPWM，SpaceVectorPWM）控制”。如果對準(zhǔn)這一目標(biāo)，把逆變器和交流電動機(jī)視為一體1381.空間矢量的定義

交流電動機(jī)繞組的電壓、電流、磁鏈等物理量都是隨時間變化的，分析時常用時間相量來表示，但如果考慮到它們所在繞組的空間位置，也可以如圖所示，定義為空間矢量uA0，uB0，uC0。圖6-25電壓空間矢量

1.空間矢量的定義交流電動機(jī)繞組的電壓、電流139電壓空間矢量的相互關(guān)系定子電壓空間矢量：uA0、uB0、uC0的方向始終處于各相繞組的軸線上，空間相差120°而大小則隨時間按正弦規(guī)律脈動，時間相位互相錯開的角度也是120°。合成空間矢量：由三相定子電壓空間矢量相加合成的空間矢量us是一個旋轉(zhuǎn)的空間矢量，它的幅值不變，是每相電壓值的3/2倍。電壓空間矢量的相互關(guān)系定子電壓空間矢量：uA0、uB0140電壓空間矢量的相互關(guān)系（續(xù)）

當(dāng)電源頻率不變時，合成空間矢量us以電源角頻率1為電氣角速度作恒速旋轉(zhuǎn)。當(dāng)某一相電壓為最大值時，合成電壓矢量us就落在該相的軸線上。用公式表示，則有（6-39）

與定子電壓空間矢量相仿，可以定義定子電流和磁鏈的空間矢量Is和Ψs。電壓空間矢量的相互關(guān)系（續(xù)）當(dāng)電源頻率不變時，1412.電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系

三相的電壓平衡方程式相加，即得用合成空間矢量表示的定子電壓方程式為（6-40）

式中

us—定子三相電壓合成空間矢量；Is—定子三相電流合成空間矢量；Ψs—定子三相磁鏈合成空間矢量。

2.電壓與磁鏈空間矢量的關(guān)系三相的電壓平衡方142近似關(guān)系當(dāng)電動機(jī)轉(zhuǎn)速不是很低時，定子電阻壓降在式（6-40）中所占的成分很小，可忽略不計，則定子合成電壓與合成磁鏈空間矢量的近似關(guān)系為（6-41）

（6-42）

或

近似關(guān)系當(dāng)電動機(jī)轉(zhuǎn)速不是很低時，定子電阻壓降143磁鏈軌跡

當(dāng)電動機(jī)由三相平衡正弦電壓供電時，電動機(jī)定子磁鏈幅值恒定，其空間矢量以恒速旋轉(zhuǎn)，磁鏈?zhǔn)噶宽敹说倪\動軌跡呈圓形（一般簡稱為磁鏈圓）。這樣的定子磁鏈旋轉(zhuǎn)矢量可用下式表示。（6-43）

其中Ψm是磁鏈Ψs的幅值，1為其旋轉(zhuǎn)角速度。磁鏈軌跡當(dāng)電動機(jī)由三相平衡正弦電壓供電時，電動機(jī)144由式（6-41）和式（6-43）可得（6-44）

上式表明，當(dāng)磁鏈幅值一定時，的大小與（或供電電壓頻率）成正比，其方向則與磁鏈?zhǔn)噶空?，即磁鏈圓的切線方向，由式（6-41）和式（6-43）可得（6-44）上式表明，145磁場軌跡與電壓空間矢量運動軌跡的關(guān)系如圖所示，當(dāng)磁鏈?zhǔn)噶吭诳臻g旋轉(zhuǎn)一周時，電壓矢量也連續(xù)地按磁鏈圓的切線方向運動2弧度，其軌跡與磁鏈圓重合。這樣，電動機(jī)旋轉(zhuǎn)磁場的軌跡問題就可轉(zhuǎn)化為電壓空間矢量的運動軌跡問題。圖6-26旋轉(zhuǎn)磁場與電壓空間矢量的運動軌跡磁場軌跡與電壓空間矢量運動軌跡的關(guān)系如圖所示1463.六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉(zhuǎn)磁場

（1）電壓空間矢量運動軌跡在常規(guī)的PWM變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中，異步電動機(jī)由六拍階梯波逆變器供電，這時的電壓空間矢量運動軌跡是怎樣的呢？為了討論方便起見，再把三相逆變器-異步電動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)主電路的原理圖繪出，圖6-27中六個功率開關(guān)器件都用開關(guān)符號代替，可以代表任意一種開關(guān)器件。3.六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉(zhuǎn)磁場（1）電壓空間147主電路原理圖圖6-27三相逆變器-異步電動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)主電路原理圖

主電路原理圖圖6-27三相逆變器-異步電動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)主148開關(guān)工作狀態(tài)

如果，圖中的逆變器采用180°導(dǎo)通型，功率開關(guān)器件共有8種工作狀態(tài)（見附表），其中6種有效開關(guān)狀態(tài)；2種無效狀態(tài)（因為逆變器這時并沒有輸出電壓）：上橋臂開關(guān)VT1、VT3、VT5全部導(dǎo)通下橋臂開關(guān)VT2、VT4、VT6全部導(dǎo)通開關(guān)工作狀態(tài)如果，圖中的逆變器采用180°導(dǎo)149開關(guān)狀態(tài)表開關(guān)狀態(tài)表150開關(guān)控制模式

對于六拍階梯波的逆變器，在其輸出的每個周期中6種有效的工作狀態(tài)各出現(xiàn)一次。逆變器每隔/3時刻就切換一次工作狀態(tài)（即換相），而在這/3時刻內(nèi)相應(yīng)空間電壓矢量保持不變。開關(guān)控制模式對于六拍階梯波的逆變器，在其輸出的每151（a）開關(guān)模式分析

設(shè)工作周期從100狀態(tài)開始，這時VT6、VT1、VT2導(dǎo)通，其等效電路如圖所示。各相對直流電源中點的電壓都是幅值為

UAO’=Ud/2UBO’=UCO’=-Ud/2O+-iCUdiAiBidVT1VT6VT2（a）開關(guān)模式分析設(shè)工作周期從100狀態(tài)開始，這時VT6152（b）工作狀態(tài)100的合成電壓空間矢量由圖可知，三相的合成空間矢量為u1，其幅值等于Ud，方向沿A軸（即X軸）。u1uAO’-uCO’-uBO’ABC（b）工作狀態(tài)100的合成電壓空間矢量由圖可知，三相的合成空153（c）工作狀態(tài)110的合成電壓空間矢量

u1存在的時間為/3，在這段時間以后，工作狀態(tài)轉(zhuǎn)為110，和上面的分析相似，合成空間矢量變成圖中的u2，它在空間上滯后于u1的相位為/3弧度，存在的時間也是/3。u2uAO’-uCO’uBO’ABC（c）工作狀態(tài)110的合成電壓空間矢量u1存在的時間為154（d）每個周期的六邊形合成電壓空間矢量

u1u2u3u4u5u6u7

u8

依此類推，隨著逆變器工作狀態(tài)的切換，電壓空間矢量的幅值不變，而相位每次旋轉(zhuǎn)/3，直到一個周期結(jié)束。這樣，在一個周期中6個電壓空間矢量共轉(zhuǎn)過2弧度，形成一個封閉的正六邊形，如圖所示。圖6-28d（d）每個周期的六邊形合成電壓空間矢量u1u2u3u4u5155（2）定子磁鏈?zhǔn)噶慷它c的運動軌跡

電壓空間矢量與磁鏈?zhǔn)噶康年P(guān)系一個由電壓空間矢量運動所形成的正六邊形軌跡也可以看作是異步電動機(jī)定子磁鏈?zhǔn)噶慷它c的運動軌跡。對于這個關(guān)系，進(jìn)一步說明如下：

（2）定子磁鏈?zhǔn)噶慷它c的運動軌跡電壓空間矢量與磁鏈?zhǔn)噶康年P(guān)156圖6-29六拍逆變器供電時電動機(jī)電壓空間矢量與磁鏈?zhǔn)噶康年P(guān)系

設(shè)在逆變器工作開始時定子磁鏈空間矢量為1，在第一個/3期間，電動機(jī)上施加的電壓空間矢量為圖6-28d中的u1，把它們再畫在圖6-29中。按照式（6-41）可以寫成圖6-29六拍逆變器供電時電動機(jī)電壓空間矢量與磁鏈?zhǔn)噶康?57

也就是說，在/3

所對應(yīng)的時間t內(nèi)，施加u1的結(jié)果是使定子磁鏈1

產(chǎn)生一個增量，其幅值|u1|與成正比，方向與u1一致，最后得到圖6-29所示的新的磁鏈，而

（6-45）

（6-46）

也就是說，在/3所對應(yīng)的時間t內(nèi)，施158依此類推，可以寫成的通式（6-47）

（6-48）

總之，在一個周期內(nèi)，6個磁鏈空間矢量呈放射狀，矢量的尾部都在O點，其頂端的運動軌跡也就是6個電壓空間矢量所圍成的正六邊形。依此類推，可以寫成的通式（6-47）（6-48）159磁鏈?zhǔn)噶吭隽颗c電壓矢量、時間增量的關(guān)系

如果u1的作用時間t小于/3，則i

的幅值也按比例地減小，如圖6-30中的矢量?？梢?，在任何時刻，所產(chǎn)生的磁鏈增量的方向決定于所施加的電壓，其幅值則正比于施加電壓的時間。圖6-30磁鏈?zhǔn)噶吭隽颗c電壓矢量、時間增量的關(guān)系磁鏈?zhǔn)噶吭隽颗c電壓矢量、時間增量的關(guān)系1604.電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制

如前分析，我們可以得到的結(jié)論是：如果交流電動機(jī)僅由常規(guī)的六拍階梯波逆變器供電，磁鏈軌跡便是六邊形的旋轉(zhuǎn)磁場，這顯然不象在正弦波供電時所產(chǎn)生的圓形旋轉(zhuǎn)磁場那樣能使電動機(jī)獲得勻速運行。如果想獲得更多邊形或逼近圓形的旋轉(zhuǎn)磁場，就必須在每一個期間內(nèi)出現(xiàn)多個工作狀態(tài)，以形成更多的相位不同的電壓空間矢量。為此，必須對逆變器的控制模式進(jìn)行改造。4.電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制161圓形旋轉(zhuǎn)磁場逼近方法PWM控制顯然可以適應(yīng)上述要求，問題是，怎樣控制PWM的開關(guān)時間才能逼近圓形旋轉(zhuǎn)磁場?？萍脊ぷ髡咭呀?jīng)提出過多種實現(xiàn)方法，例如線性組合法，三段逼近法，比較判斷法等[31]，這里只介紹線性組合法。圓形旋轉(zhuǎn)磁場逼近方法PWM控制顯然可以適應(yīng)上述162基本思路圖6-31逼近圓形時的磁鏈增量軌跡如果要逼近圓形，可以增加切換次數(shù)，設(shè)想磁鏈增量由圖中的11

，12

，13

，14這4段組成。這時，每段施加的電壓空間矢量的相位都不一樣，可以用基本電壓矢量線性組合的方法獲得。

基本思路圖6-31逼近圓形時的磁鏈增量軌跡如果要逼近圓163線性組合的方法圖6-32電壓空間矢量的線性組合圖6-32表示由電壓空間矢量和的線性組合構(gòu)成新的電壓矢量。

設(shè)在一段換相周期時間T0中，可以用兩個矢量之和表示由兩個矢量線性組合后的電壓矢量us，新矢量的相位為。線性組合的方法圖6-32電壓空間矢量的線性組合圖6-3164（1）線性組合公式可根據(jù)各段磁鏈增量的相位求出所需的作用時間t1和t2。在圖6-32中，可以看出（6-49）

（1）線性組合公式可根據(jù)各段磁鏈增量的相位求出165（2）相電壓合成公式根據(jù)式（6-39）用相電壓表示合成電壓空間矢量的定義，把相電壓的時間函數(shù)和空間相位分開寫，得（6-50）

式中=120。（2）相電壓合成公式根據(jù)式（6-39）用相電壓166（3）線電壓合成公式若改用線電壓表示，可得（6-51）

幾種表示法的比較：由圖6-27可見，當(dāng)各功率開關(guān)處于不同狀態(tài)時，線電壓可取值為Ud、0或–Ud，比用相電壓表示時要明確一些。（3）線電壓合成公式若改用線電壓表示，可得（6-51）幾種167作用時間的確定這樣，根據(jù)各個開關(guān)狀態(tài)的線電壓表達(dá)式可以推出（6-52）作用時間的確定這樣，根據(jù)各個開關(guān)狀態(tài)的線電壓表達(dá)式可以推出168比較式（6-52）和式（6-49），令實數(shù)項和虛數(shù)項分別相等，則比較式（6-52）和式（6-49），令實數(shù)項和169解t1和t2，得（6-53）

（6-54）

解t1和t2，得（6-53）（6-54）170零矢量的使用

換相周期T0應(yīng)由旋轉(zhuǎn)磁場所需的頻率決定，T0與t1+t2未必相等，其間隙時間可用零矢量

u7或

u8來填補。為了減少功率器件的開關(guān)次數(shù)，一般使

u7和

u8各占一半時間，因此（6-55）

≥0零矢量的使用換相周期T0應(yīng)由旋轉(zhuǎn)磁場所需的頻171電壓空間矢量的扇區(qū)劃分為了討論方便起見，可把逆變器的一個工作周期用6個電壓空間矢量劃分成6個區(qū)域，稱為扇區(qū)（Sector），如圖所示的Ⅰ、Ⅱ、…、Ⅵ，每個扇區(qū)對應(yīng)的時間均為/3

。由于逆變器在各扇區(qū)的工作狀態(tài)都是對稱的，分析一個扇區(qū)的方法可以推廣到其他扇區(qū)。電壓空間矢量的扇區(qū)劃分為了討論方便起見，可172電壓空間矢量的6個扇區(qū)圖6-33電壓空間矢量的放射形式和6個扇區(qū)

電壓空間矢量的6個扇區(qū)圖6-33電壓空間矢量的放射形式和173在常規(guī)六拍逆變器中一個扇區(qū)僅包含兩個開關(guān)工作狀態(tài)。實現(xiàn)SVPWM控制就是要把每一扇區(qū)再分成若干個對應(yīng)于時間T0的小區(qū)間。按照上述方法插入若干個線性組合的新電壓空間矢量us，以獲得優(yōu)于正六邊形的多邊形（逼近圓形）旋轉(zhuǎn)磁場。在常規(guī)六拍逆變器中一個扇區(qū)僅包含兩個開關(guān)工作狀態(tài)。174開關(guān)狀態(tài)順序原則

在實際系統(tǒng)中，應(yīng)該盡量減少開關(guān)狀態(tài)變化時引起的開關(guān)損耗，因此不同開關(guān)狀態(tài)的順序必須遵守下述原則：每次切換開關(guān)狀態(tài)時，只切換一個功率開關(guān)器件，以滿足最小開關(guān)損耗。

開關(guān)狀態(tài)順序原則在實際系統(tǒng)中，應(yīng)該盡量減少開關(guān)狀175插值舉例每一個T0相當(dāng)于PWM電壓波形中的一個脈沖波。例如：圖6-32所示扇區(qū)內(nèi)的區(qū)間包含t1，t2，t7和t8共4段，相應(yīng)的電壓空間矢量為u1，u2，u7和u8，即100，110，111和000共4種開關(guān)狀態(tài)。插值舉例每一個T0相當(dāng)于PWM電壓波形176為了使電壓波形對稱，把每種狀態(tài)的作用時間都一分為二，因而形成電壓空間矢量的作用序列為：12788721，其中1表示作用u1，2表示作用u2，……。這樣，在這一個時間內(nèi)，逆變器三相的開關(guān)狀態(tài)序列為100，110，111，000，000，111，110，100。為了使電壓波形對稱，把每種狀態(tài)的作用時間都一分177按照最小開關(guān)損耗原則進(jìn)行檢查，發(fā)現(xiàn)上述1278的順序是不合適的。為此，應(yīng)該把切換順序改為81277218，即開關(guān)狀態(tài)序列為000，100，110，111，111，110，100，000，這樣就能滿足每次只切換一個開關(guān)的要求了。按照最小開關(guān)損耗原則進(jìn)行檢查，發(fā)現(xiàn)上述1278178

T0區(qū)間的電壓波形

圖6-34第Ⅰ扇區(qū)內(nèi)一段區(qū)間的開關(guān)序列與逆變器三相電壓波形虛線間的每一小段表示一種工作狀態(tài)

T0區(qū)間的電壓波形圖6-34第Ⅰ扇區(qū)內(nèi)一段區(qū)間的開關(guān)179如上所述，如果一個扇區(qū)分成4個小區(qū)間，則一個周期中將出現(xiàn)24個脈沖波，而功率器件的開關(guān)次數(shù)還更多，須選用高開關(guān)頻率的功率器件。當(dāng)然，一個扇區(qū)內(nèi)所分的小區(qū)間越多，就越能逼近圓形旋轉(zhuǎn)磁場。如上所述，如果一個扇區(qū)分成4個小區(qū)間，則一個周期中將出現(xiàn)24180小結(jié)歸納起來，SVPWM控制模式有以下特點：1)逆變器的一個工作周期分成6個扇區(qū)，每個扇區(qū)相當(dāng)于常規(guī)六拍逆變器的一拍。為了使電動機(jī)旋轉(zhuǎn)磁場逼近圓形，每個扇區(qū)再分成若干個小區(qū)間T0，T0越短，旋轉(zhuǎn)磁場越接近圓形，但T0的縮短受到功率開關(guān)器件允許開關(guān)頻率的制約。小結(jié)歸納起來，SVPWM控制模式有以下特點：1812)在每個小區(qū)間內(nèi)雖有多次開關(guān)狀態(tài)的切換，但每次切換都只涉及一個功率開關(guān)器件，因而開關(guān)損耗較小。3)每個小區(qū)間均以零電壓矢量開始，又以零矢量結(jié)束。4)利用電壓空間矢量直接生成三相PWM波，計算簡便。5)采用SVPWM控制時，逆變器輸出線電壓基波最大值為直流側(cè)電壓，這比一般的SPWM逆變器輸出電壓提高了15%。2)在每個小區(qū)間內(nèi)雖有多次開關(guān)狀態(tài)的切換，但每次切換都只涉182五、優(yōu)化PWM技術(shù)（消除指定次數(shù)諧波的PWM控制技術(shù)）提高開關(guān)頻率對中小容量電機(jī)會提高性能被廣泛采用，但是對大容量電機(jī)不可取，因為導(dǎo)致大的開關(guān)損耗。這種情況下優(yōu)化PWM技術(shù)正符合需要,優(yōu)化PWM技術(shù)根據(jù)某一額定目標(biāo)將所有工作頻率范圍內(nèi)的開關(guān)角度預(yù)先計算出來，然后通過查表或其他方式輸出PWM波形。五、優(yōu)化PWM技術(shù)（消除指定次數(shù)諧波的PWM控制技術(shù)）183優(yōu)化PWM技術(shù)（續(xù)）（消除指定次數(shù)諧波的PWM控制技術(shù)）1、諧波消除法，脈寬調(diào)制的目的是使變壓變頻器輸出的電壓波形盡量接近正弦波，減少諧波，以滿足交流電機(jī)的需要。除了上述采用正弦波調(diào)制三角波的方法以外，還可以采用直接計算的下圖中各脈沖起始與終了相位1，2，…2m的方法，以消除指定次數(shù)的諧波，構(gòu)成近似正弦的PWM波形（SelectedHarmonicsEliminationPWM―SHEPWM）。優(yōu)化PWM技術(shù)（續(xù)）（消除指定次數(shù)諧波的PWM控制技術(shù)）184特定諧波消去法的輸出波形圖6-21特定諧波消去法的輸出PWM波形特定諧波消去法的輸出波形圖