高速M(fèi)OSFET門極驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)應(yīng)用指南

高速M(fèi)OSFET門極驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)應(yīng)用指南authorLaszloBaloghtranslatorJustinHu摘要本文主要演示了一種系統(tǒng)化的方法來設(shè)計(jì)高速開關(guān)裝置的高性能門極驅(qū)動電路。文章收集了大量one-stop-shopping主題的信息來解決最普通的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。因此它應(yīng)當(dāng)對各種水平的電力電子工程師都適用。最常用的電路方案和它們的性能都經(jīng)過了分析,包括寄生參數(shù)、瞬時(shí)和極端運(yùn)行條件的影響。文章首先回顧了MOSFET技術(shù)和開關(guān)運(yùn)行模式,然后由簡入繁地討論問題。詳細(xì)的描述了參考地和高端門極驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)程序、交流耦合和變壓器隔離方案。專門的一章用來介紹同步整流裝置中MOSFET的門極驅(qū)動要求。文章另舉出了幾個(gè)設(shè)計(jì)的實(shí)例,一步一步進(jìn)行了說明。Ⅰ.引言MOSTET是金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor的縮寫,是電子工業(yè)中高頻、高效率開關(guān)裝置的關(guān)鍵器件。令人驚嘆的是,場效應(yīng)晶體管技術(shù)發(fā)明于1930年,比雙極性晶體管早了大約20年。第一個(gè)信號級別的場效應(yīng)晶體管20世紀(jì)50年代末期被制造出來,功率級別的MOSFET在20世紀(jì)70年代中期出現(xiàn)。而今天無數(shù)的MOSFET被集成到現(xiàn)代電子器件中,無論是微處理器還是分立的功率晶體管。本文所關(guān)注的是功率MOSFET在各種各樣的開關(guān)模式功率變換器裝置中門極驅(qū)動的要求。Ⅱ.MOSFET技術(shù)雙極性和MOSFET晶體管都使用了同樣的工作原理。從根本上講,這兩種晶體管都是電荷控制的器件,這就意味著它們的輸出電流和控制電極在半導(dǎo)體中建立的電荷成比例。當(dāng)這些器件用作開關(guān)時(shí),它們都必須被一個(gè)低阻抗的電源驅(qū)動,電源要能提供足夠的充放電電流來使它們快速建立或釋放控制電荷。從這一點(diǎn)來看,MOSFET在開關(guān)過程中必須和雙極性晶體管一樣通過“硬”驅(qū)動才能獲得類似的開關(guān)速度。理論上,雙極性和MOSFET器件的開關(guān)速度幾乎一樣,由載流子運(yùn)動經(jīng)過半導(dǎo)體區(qū)域所需要的時(shí)間決定。功率器件的典型值根據(jù)器件的尺寸大約20us到200us不等。MOSFET技術(shù)在數(shù)字和功率裝置中的廣泛應(yīng)用是由于它相對于雙極性(結(jié)晶體管有兩大優(yōu)點(diǎn)。一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是MOSFET器件在高頻開關(guān)裝置中易使用,因?yàn)轵?qū)動MOSFET(比驅(qū)動雙極性晶體管更簡單。MOSFET晶體管的控制電極與電流流過的硅是隔離的,因此不需要連續(xù)的開通電流,一旦MOSFET晶體管被開通,控制電流實(shí)際上是0,而且MOSFET中控制電荷和相應(yīng)的存儲時(shí)間大大減少。這一點(diǎn)根本上消除了設(shè)計(jì)中導(dǎo)通狀態(tài)壓降與關(guān)斷時(shí)間之間(矛盾折衷的問題,導(dǎo)通狀態(tài)壓降與過剩的控制電荷成反比。結(jié)果是,與雙極性器件相比,MOSFET技術(shù)有望使用更簡單和有效的驅(qū)動電路帶來顯著的經(jīng)濟(jì)效益。MOSFET的電阻特性作為第二個(gè)優(yōu)點(diǎn)對功率裝置特別重要。MOSFET的漏極與源極間的壓降是流過半導(dǎo)體電流的線性函數(shù)。這個(gè)線性關(guān)系用參數(shù)RDS(on表征,稱之為導(dǎo)通電阻。當(dāng)給器件定門極到源極電壓和溫度時(shí),導(dǎo)通電阻是一個(gè)常數(shù)。與p-n結(jié)-2.2mV/’C的溫度系數(shù)相反,MOSFET有大約0.7%/’C到1%/’C的正溫度系數(shù)。在更大功率裝置中使用單個(gè)器件往往是不現(xiàn)實(shí)或者不可能的,這就需要并聯(lián)運(yùn)行來解決,MOSFET正溫度系數(shù)的特點(diǎn)有利于使它們并聯(lián)工作。MOSFET在并聯(lián)工作情況下彼此間的流過的電流傾向于均等。這種均流是因?yàn)檎郎囟认禂?shù)使它們通過緩慢的負(fù)反饋?zhàn)詣訉?shí)現(xiàn)。由于DS間的電壓是相等的,那么流過更大電流的器件會使它更熱,而更高的溫度會使RDS(on變大,這又使流過它的電流減小,這樣溫度又會下降。當(dāng)并聯(lián)器件流過的電流相似時(shí),一種平衡就達(dá)到了。(需要注意的是,最初RDS(on的差值和不同結(jié)對環(huán)境熱阻的差值可能引起高達(dá)30%的均流誤差。A.DeviceTypes盡管幾乎所有的制造者都有獨(dú)特方法來制造出最好的功率MOSFET,但是市場上所有的器件都能被分成三種基本的器件類型。如圖1所示。雙參雜的MOS管在20世紀(jì)70年代被提出來用于功率裝置后,又經(jīng)過了幾十年的發(fā)展。通過采用多晶硅門極結(jié)構(gòu)和自排列過程,使更高密度的集成和(寄生電容量的迅速減小變成了可能。第二個(gè)顯著進(jìn)步是使用V型槽或者溝道技術(shù)進(jìn)一步提高了功率MOSFET器件中的晶胞密度。更好的性能和更高的集成度不能輕易實(shí)現(xiàn)因?yàn)楫吘箿系繫OS器件更難生產(chǎn)。這里要提到的第三種器件類型是橫向功率MOSFET。這種器件類型由于利用芯片幾何面積效率低,它的電壓和電流等級受到制約。盡管如此,它們在微處理器電源、隔離變換器的同步整流中還是體現(xiàn)了顯著的優(yōu)點(diǎn)。橫向功率MOSFET有非常低的電容,因此它們開關(guān)速度可以大大加快,同時(shí)只需要更小的門極驅(qū)動功率。B.MOSFET模型描述MOSFET工作的模型有很多種,但是找到比較合適的還是有難度的。大多數(shù)的MOSFET制造商給Spice、Saber(等仿真軟件提供了器件模型,但是這些模型對設(shè)計(jì)者在實(shí)際中必須要遇到的應(yīng)用難題所述甚少。它們甚至對怎樣解決大部分普通設(shè)計(jì)問題給了更少的線索。從應(yīng)用觀點(diǎn)講,一個(gè)能描述所有重要性質(zhì)的實(shí)用MOSFET模型是非常復(fù)雜的。另一方面,如果限制模型應(yīng)用于某些特定場合來解決問題那么它可以變得非常簡單。圖2中的第一個(gè)模型是基于MOSFET器件的實(shí)際結(jié)構(gòu),它主要用于直流分析。圖2a中的MOSFET符號描述了溝道電阻,JFET相應(yīng)的表征了外延層的電阻。(體現(xiàn)外延層電阻的外延層長度是器件耐壓等級的函數(shù),因此高壓MOSFET需要更厚的外延層。圖2b能夠非常有效的描述MOSFET由于dv/dt導(dǎo)致的擊穿特性。它體現(xiàn)了兩種擊穿機(jī)理,一種是主要的擊穿機(jī)理,即dv/dt引起的存在于所有功率MOSFET的寄生雙極性三極管;另外一種是dv/dt引起的溝道導(dǎo)通。由于制造工藝水平的提高減小了寄生npn三極管基極和發(fā)射極之間的阻抗,現(xiàn)代功率MOSFET實(shí)際上不受dv/dt觸發(fā)的影響。這里不得不說明的是寄生雙極性三極管起到了另外一個(gè)重要作用。它的基極-集電極就是眾所周知的MOSFET的體二極管。圖2c是MOSFET的開關(guān)模型。這個(gè)模型體現(xiàn)了影響開關(guān)性能的寄生參數(shù)。它們的作用在下一章介紹器件的開關(guān)過程中會被討論。C.MOSFET的重要參數(shù)MOSFET開關(guān)模式下運(yùn)行就是使器件在盡可能短的時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)在最高和最低阻抗?fàn)顟B(tài)切換。由于MOSFET的實(shí)際開關(guān)時(shí)間(10ns~60ns長度是理論開關(guān)時(shí)間(20ps~200ps的至少2~3階倍,理解這種差別就顯得特別重要。參考圖2中MOSFET的模型,可見所有的模型都有三個(gè)電容連接在三個(gè)極的任兩端上。MOSFET的開關(guān)性能由這些電容端的電壓能夠多快改變而決定。因此,在高速開關(guān)裝置中,MOSFET最重要的參數(shù)就是寄生電容。電容CGS和CGD的大小取決于器件的實(shí)際幾何尺寸,而電容CDS是寄生雙極性晶體管(即MOSFET體二極管的基極-集電極二極管電容。CGS電容的形成是由于源極和門極的溝道區(qū)域的交疊。它的值由這個(gè)區(qū)域的實(shí)際幾何尺寸決定,并且在各種不同運(yùn)行條件下保持常數(shù)(線性。CGD是兩種作用下的結(jié)果。一部分是JFET區(qū)域和門極區(qū)域的交疊(產(chǎn)生的,另一部分容值是耗盡層產(chǎn)生的,這是非線性的。CGD的等效電容是器件漏源極電壓的函數(shù),可近似由下式表示:CDS電容也是非線性的,因?yàn)樗求w二極管的結(jié)電容。它與漏源電壓的函數(shù)關(guān)系如下:不幸的是,技術(shù)資料沒有直接給出上述電容值,而是間接的給出電容CISS,CRSS和COSS,它們之間的關(guān)系如下:更復(fù)雜的是CGD電容,由于它處在開關(guān)裝置里面器件輸入與輸出間的反饋路徑,那么相應(yīng)的其有效值更大依賴于MOSFET的漏源極電壓。這種現(xiàn)象稱之為米勒效應(yīng)?？捎上率矫枋?因?yàn)镃GD和CDS容值與電壓有關(guān),技術(shù)資料給出的值只在測試條件下有效。計(jì)算特定裝置相應(yīng)的平均電容必須要用必要的充電來實(shí)現(xiàn)電容的實(shí)際電壓改變。對大多數(shù)功率MOSFET來說下面的近似關(guān)系很有效:下面將要提到的重要參數(shù)是門極網(wǎng)孔電阻RG,I。它描述了與器件內(nèi)門極信號傳輸有關(guān)的電阻。這個(gè)參數(shù)在高速開關(guān)裝置中顯得非常重要,因?yàn)樗幵隍?qū)動和器件的輸入電容之間,直接阻止開關(guān)時(shí)間和MOSFET的抗dv/dt性。這種影響在工業(yè)中得到承認(rèn),工業(yè)中真正高速器件如RFMOSFET傳遞門極信號都使用金屬門電極來取代有更大電阻的多晶硅門極網(wǎng)格。RG,I阻值在技術(shù)資料中沒有具體給出,但是在特定裝置中它會是器件非常重要的參數(shù)。在本文后面,附錄A4討論了一種典型的測量裝置,用電阻橋來測量內(nèi)部門極電阻。很明顯,門極門坎電壓也是一個(gè)重要參數(shù)。需要注意到技術(shù)資料中VTH值是在25’C極低電流下定義的,典型值是250uA,因此它不等于通常所知道的開關(guān)波形中的米勒高原區(qū)域。關(guān)于VTH大約-7Mv/’C的負(fù)溫度系數(shù)也很少被提及。在邏輯水平的MOSFET中,VTH在通常測試水平下已經(jīng)低了,這是這種負(fù)溫度系數(shù)特性在門極驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)中就有特殊意義。由于MOSFET工作時(shí)溫度升高,正確的門極驅(qū)動設(shè)計(jì)必須考慮到關(guān)斷時(shí)間里VTH會更低,(同樣由此帶來的抗dv/dt性的計(jì)算在附錄A和F中給出。MOSFET的跨導(dǎo)是它工作的線性區(qū)域的小信號增益。需要指出的是,每次MOSFET開通或關(guān)斷時(shí),它必須通過它的線性工作區(qū),線性工作區(qū)的電流是由gs電壓決定?？鐚?dǎo)gfs是漏極電流和gs電壓之間的小信號關(guān)系:相應(yīng)的,MOSFET在線性區(qū)的最大電流是:變化該式可以得到VGS在米勒(效應(yīng)中的近似值是漏極電流的函數(shù):其他重要的參數(shù)如源極電感(Ls和漏極電感(LD在開關(guān)特性中明顯的約束作用。Ls和LD的典型值在技術(shù)資料中給出,它們主要取決于器件的封裝。它們的影響和外部寄生參數(shù)一起體現(xiàn),外部寄生參數(shù)與布板、相關(guān)電路參數(shù)如漏感、電流采樣電阻等相關(guān)。最后要提到的是外部串聯(lián)的門極電阻和MOSFET驅(qū)動的輸出阻抗是高性能門極驅(qū)動設(shè)計(jì)的決定因素,因?yàn)樗麄冊陂_關(guān)速度和與開關(guān)速度相關(guān)的開關(guān)損耗上有深遠(yuǎn)影響。Ⅲ.開關(guān)裝置上述說明完成后,現(xiàn)在可以研究MOSFET的實(shí)際開關(guān)性能了。為了更容易理解基本(開關(guān)過程,(首先會忽略電路寄生電感,然后分別分析它們各自對基本工作(過程的影響會。下面說明鉗位感性開關(guān),因?yàn)榇蠖鄶?shù)開關(guān)電源中使用的MOSFET和高速門極驅(qū)動電路工作在這種模式下。最簡單的鉗位感性開關(guān)模型如圖3所示。這里DC電流源代表的是電感。其電流在很短的開關(guān)間隔中可看作常數(shù)。二極管在MOSFET關(guān)斷期間為電流提供通道,同時(shí)將MOSFET漏極電壓鉗位到電池所表示的輸出電壓。A.導(dǎo)通過程MOSFET的導(dǎo)通過程可以分為如圖4所示的四個(gè)階段。第一階段,器件輸入電容的從0V充電到VTH。在此期間大部分的門極電流充入電容CGS。少部分電流也流入CGD電容。隨著門極電壓的升高,CGD的電壓略有減小。這一階段稱之為開通延時(shí),因?yàn)槠骷穆O電流和漏極電壓還沒有改變。一旦門極電壓達(dá)到門坎電壓水平,MOSFET即將導(dǎo)通電流。在第二階段,門極電壓將由VTH上升到米勒(效應(yīng)水平VGS,Miller。如果電流與門極電壓成比例這就是一個(gè)線性(工作狀態(tài)。電容就像第一階段一樣在門極電流流入CGS和CGD,VGS電壓上升。在器件的輸出側(cè)漏極電流在上升,同時(shí)ds電壓保持在先前的水平(VDS,OFF。這可以從圖3所示原理圖中理解。在所有電流轉(zhuǎn)入MOSFET并且二極管完全關(guān)斷來阻止反向電壓通過它的PN結(jié)以前,漏極電壓必須保持在輸出電壓水平。進(jìn)入導(dǎo)通的第三階段后,門極已經(jīng)充電到足夠的電壓(VGS,Miller來(使MOSFET承載全部電流,此時(shí)整流二極管也已關(guān)斷。這樣漏極電壓可以下降了。當(dāng)器件的漏極電壓下降時(shí),gs電壓保持穩(wěn)定。這是門極電壓波形中的米勒效應(yīng)區(qū)。驅(qū)動中得到的所有門極電流使電容CGD放電,這利于ds間電壓的快速變化。器件的漏極電流受外部電路也就是電流源限制保持常量。導(dǎo)通最后階段是通過提高門極驅(qū)動電壓來完全增強(qiáng)MOSFET的導(dǎo)電溝道。VGS的最終幅度決定了器件在開通階段最終的導(dǎo)通電阻。因此,在第四階段,通過對CGS和CDS充電,VGS從VGS,Miller上升到它的最終值VDRV,門極電流被這兩個(gè)電容分為兩部分。在這兩個(gè)電容充電期間,漏極電流仍保持常數(shù),ds電壓略有下降因?yàn)槠骷膶?dǎo)通電阻減小了。B.關(guān)斷過程MOSFET關(guān)斷過程基本上可以用類似前一部分導(dǎo)通過程的步驟來描述。初始態(tài)VGS等于VDRV,器件中的電流是全部的負(fù)載電流,用圖3中的IDC表示。DS電壓的定義是由MOSFET的RDS(on和IDC(決定。圖5給出了4個(gè)關(guān)斷過程。第一階段是關(guān)斷延時(shí)階段,這一階段要求電容CISS從初始值放電到米勒(效應(yīng)時(shí)期。在此期間門極電流由CISS自身提供,流過MOSFET的CGS和CGD。器件的漏極電壓略有上升因?yàn)檫^度驅(qū)動電壓在減小,而漏極的電流不變。第二階段,MOSFET的ds電壓從ID?RDS(on上升到最后的VDS(on,如圖3簡化原理圖所示,最后ds電壓被鉗位等于輸出電壓。此階段對應(yīng)于門極電壓波形的米勒平臺,門極電流完全就是CGD的充電電流,因?yàn)間s電壓為常數(shù)。這個(gè)電流由功率部分的旁路電容提供,并且從漏極電流分出。漏極的總電流仍然等于負(fù)載電流,也就是說,電感電流由圖3中的DC電流源表示。二極管導(dǎo)通給負(fù)載電流提供可選擇的路徑標(biāo)志著第三階段的開始。門極電壓繼續(xù)從VGS,Miller下降到VTH。因?yàn)镃GD在前一階段充滿了電,門極電流的大部分就從CGS流出。MOSFET處于線性工作區(qū)并且下降的gs電壓導(dǎo)致了漏極電流降低直到這一階段末期接近0。與此同時(shí)由于整流二極管的正向偏置,漏極電壓穩(wěn)定在VDS(off。關(guān)斷過程的最后一步是器件輸入電容的完全放電。VGS進(jìn)一步降低直到為0V。類似于關(guān)斷過程的第三階段,門極電流的更大一部分,由CGS電容提供,器件的漏極電流和電壓不變。總結(jié)上面結(jié)果,可以得到結(jié)論,MOSFET能夠在最高和最低阻抗?fàn)顟B(tài)(或者開通和關(guān)斷四個(gè)階段內(nèi)切換。四個(gè)階段的總時(shí)間長度是寄生電容值、這些寄生電容上電壓變化量以及門極驅(qū)動電流的函數(shù)。這強(qiáng)調(diào)了高度高頻開關(guān)裝置中器件正確選擇、門極驅(qū)動優(yōu)化設(shè)計(jì)的重要性。MOSFET開關(guān)波形開通關(guān)斷延時(shí)、上升下降時(shí)間的特性參數(shù)在其技術(shù)資料上列出。不幸的是,這些數(shù)字是根據(jù)具體測試條件、電阻性負(fù)載下給出的,使不同廠商生產(chǎn)的產(chǎn)品難以比較。而且,帶有電感性鉗位負(fù)載的實(shí)際裝置中開關(guān)性能與技術(shù)資料中給出的數(shù)字有很大不同。C.功率損耗功率裝置中的MOSFET會導(dǎo)致一些不可避免的損耗,這可以分為兩部分。兩種損耗的機(jī)理中較為簡單的是器件的門極驅(qū)動損耗。如前所述,MOSFET開通和關(guān)斷包括對電容CISS的充放電。當(dāng)電容上的電壓變化時(shí),上面一定的電荷被轉(zhuǎn)移。改變這些電荷要求門極電壓由0V和實(shí)際門極驅(qū)動電壓VDRV間變化,電荷由MOSFET技術(shù)資料上面門極電荷與gs電壓曲線的比值表征。圖6給出了一個(gè)實(shí)例。這幅圖給出了一個(gè)門極電荷作為門極驅(qū)動電壓函數(shù)的相對精確的最壞情況的估算。用于產(chǎn)生各自曲線的參數(shù)是器件ds關(guān)斷狀態(tài)電壓。VDS(off影響了處于曲線平臺部分下面的米勒電荷和開關(guān)周期中要求的門極總電荷。一旦得到圖6中門極總電荷,門極電荷損耗可以用下式計(jì)算:這里VDRV是門極驅(qū)動波形的幅值,fDRV是門極驅(qū)動頻率,fDRV在大部分情況下等于開關(guān)頻率。有趣的是上式所提的QG?fDRV項(xiàng)給出了驅(qū)動門極所需要的平均偏置電流。驅(qū)動MOSFET門極的功率損耗都是在門極驅(qū)動電路中發(fā)生的。參考圖4和5,消耗功率的器件可以看作門極驅(qū)動路徑中的串聯(lián)電阻。每個(gè)開關(guān)周期中需要的門極電荷必須通過驅(qū)動的輸出阻抗、外部門極電阻、內(nèi)部門極晶格電阻。功率損耗與電荷在電阻上多快放電沒有關(guān)系。若使用圖4和5中制定的電阻,驅(qū)動功率損耗可以表示為:在前面的等式中,門極驅(qū)動電路可以用一個(gè)電阻性輸出阻抗表示,這種假設(shè)對基于MOS的門極驅(qū)動是有效的。當(dāng)雙極性晶體管在門極驅(qū)動電路中使用時(shí),輸出阻抗變?yōu)榉蔷€性,公式也不再能得到正確的結(jié)果?？梢哉J(rèn)為如果使用阻值小的門極電阻,大部分門極驅(qū)動損耗在去驅(qū)動電路中耗掉。如果RGATE足夠大來限制IG使其低于雙極性驅(qū)動器的輸出電流容量,那么大部分門極驅(qū)動功率損耗耗散在RGATE上。除了門極驅(qū)動功率損耗外,晶體管產(chǎn)生的開關(guān)損耗通常認(rèn)為是由于很短時(shí)間內(nèi)高電流和高電壓同時(shí)存在。為了保證開關(guān)損耗最小,這段時(shí)間就必須要減小。由MOSFET的開通和關(guān)斷過程來看,這種情況只在它們的第2和第3個(gè)開關(guān)過渡階段發(fā)生。這些階段對應(yīng)器件的線性區(qū)時(shí),門極電壓在VTH和VGS,Miller,導(dǎo)致器件中電流變化;對應(yīng)米勒平臺區(qū)時(shí),漏極電壓經(jīng)過開關(guān)過渡。正確的設(shè)計(jì)高速門極驅(qū)動電路是一個(gè)非常重要的實(shí)現(xiàn)。要注意門極驅(qū)動電路最重要的參數(shù)是它在米勒平臺電壓水平時(shí)源極下降電流能力。在驅(qū)動器輸出阻抗處最大VDRV的情況下測得的峰值電流能力與MOSFET的開關(guān)性能幾乎沒有關(guān)系。真正決定器件開關(guān)時(shí)間的是gs電壓即驅(qū)動輸出在5V(對邏輯水平的MOSFET來說是2.5V時(shí)的門極驅(qū)動電流的能力。粗略估算MOSFET開關(guān)損耗可以通過將開關(guān)過渡狀態(tài)中的第2第3階段的門極驅(qū)動電流、漏極電流、漏極電壓波形進(jìn)行近似線性簡化計(jì)算得到。首先分別得到第2和第3階段的門極驅(qū)動電流:假設(shè)IG2將器件輸入電容的電壓從VTH變到VGS,Miller;IG3是電容CRSS的放電電流,將漏極電壓從VDS(off變?yōu)?V,近似開關(guān)時(shí)間可以用下式給出。在t2期間漏極電壓是VDS(off,電流由0A變化到負(fù)載電流IL。在t3期間漏極電壓從VDS(off下降到0V附近。再將波形線性近似,兩段時(shí)間內(nèi)的功率損耗可以估算為:其中T是開關(guān)周期?？偟拈_關(guān)損耗是兩個(gè)損耗之和,這就得到下面簡化的表達(dá)式:盡管開關(guān)過渡容易理解,但是精確計(jì)算開關(guān)損耗幾乎不可能。原因是寄生電感的影響會顯著改變電流、電壓波形和開關(guān)過程中的開關(guān)時(shí)間?？紤]實(shí)際電路中不同ds電感的影響會得到二階差分等式來描述電路的實(shí)際波形。由于門極門坎電壓、MOSFET電容值、驅(qū)動輸出阻抗等變量有一個(gè)非常廣的可變范圍,上述的線性近似對估算MOSFET的開關(guān)損耗看起來是一種足夠合理的折衷。D.寄生參數(shù)的影響源極電感對開關(guān)性能影響最顯著。在典型電路中有部分產(chǎn)生這個(gè)寄生源極電感,一部分是巧妙嵌入MOSFET封裝中的源極連接線產(chǎn)生的,一部分是印刷電路板在源極引腳和地之間的引線電感。這個(gè)寄生電感常常在功率級高頻濾波電容和門極驅(qū)動的旁路電容上涉及到。寄生電感除了上述兩種原因外,還有一部分是串聯(lián)在源極上的電流采樣電阻引起的?？紤]源極(寄生電感的開關(guān)過程有兩種機(jī)理。在開關(guān)過渡狀態(tài)的開始時(shí),門極電流上升非?？?如圖4,5所示。這個(gè)電流一定流過源極(寄生電感并會根據(jù)電感量的大小而減速。結(jié)果是MOSFET輸入電容的充放電時(shí)間變得更長,這主要影響了其開通和關(guān)斷延時(shí)(第一階段,而且源極(寄生電感和CISS形成了一個(gè)如圖7所示的諧振電路。這個(gè)諧振電路的影響在門極驅(qū)動電壓波形的突變邊沿可以看到,它也是在大部分門極驅(qū)動電路觀察到震蕩尖峰的基本原因。幸運(yùn)的是,有高Q值的CISS和LS諧振被或者能夠被電阻性元件抑制,這個(gè)電阻性元件指串聯(lián)在包括驅(qū)動輸出阻抗、外部門極電阻和內(nèi)部網(wǎng)格電阻的環(huán)路中的電阻。唯一可調(diào)來優(yōu)化性能的RGATE的值可以通過下式計(jì)算:較小的電阻值會使門極驅(qū)動電壓波形過壓和開通速度更快;較大的電阻值會抑制震蕩并延長開關(guān)時(shí)間而對門極驅(qū)動電路設(shè)計(jì)沒有任何好處。源極(寄生電感的第二個(gè)影響是一旦器件漏極電流變化很快時(shí),它有負(fù)反饋?zhàn)饔?。這個(gè)影響體現(xiàn)在開通過程的第二階段和關(guān)斷過程的第三階段。在這兩個(gè)階段門極電壓在VTH和VGS,門極電流由加在驅(qū)動電阻上的電壓VDRV-VGS算出。為了使漏極電流上升迅速,源極電感上要加大電壓。這個(gè)電壓的存在使驅(qū)動電阻上可以分得的電壓減小,也就減小了門極驅(qū)動電壓的變化率,進(jìn)一步導(dǎo)致漏極電流有更小的di/dt。di/dt減小那么源極(寄生電感上的電壓也減小。這樣通過源極(寄生電感的負(fù)反饋?zhàn)饔?門極電流和漏極di/dt間建立起來一個(gè)巧妙的平衡關(guān)系。開關(guān)網(wǎng)絡(luò)中的其他寄生電感是漏極電感,它也包括幾部分。他們是器件封裝內(nèi)部的封裝電感,所有的電感互相連接并與隔離電源中變壓器的漏感相連。由于彼此串聯(lián)在一起,它們的共同起作用。對MOSFET它們作為緩沖器,在導(dǎo)通時(shí)間限制漏極電流的di/dt,通過LD?di/dt減小器件上的ds電壓。事實(shí)上,LD能顯著減小開關(guān)損耗。較大的LD對導(dǎo)通似乎有益,但是卻對關(guān)斷時(shí)漏極電流的迅速下降不利。為了使MOSFET關(guān)斷時(shí)漏極電流迅速下降,開通時(shí)的一個(gè)反向電壓必須加在LD上。這個(gè)電壓超過理論的VDS(off值,在ds電壓上產(chǎn)生一個(gè)過壓并增大關(guān)斷過程的開關(guān)損耗。包括寄生電感影響的整個(gè)開關(guān)過程的精確數(shù)學(xué)分析在文獻(xiàn)中可見,在這里超出了本文的范圍。Ⅳ.參考地的門極驅(qū)動A.PWM直接驅(qū)動在電源裝置中,驅(qū)動主開關(guān)管門極的最簡單方法是使用圖8所示的PWM控制器的門極驅(qū)動輸出。直接驅(qū)動門極最難的是優(yōu)化電路布局。如圖8所示PWM控制器和MOSFET之間可能有相當(dāng)大的距離。這個(gè)距離會在門極驅(qū)動和地回路中產(chǎn)生寄生電感,寄生電感會降低開關(guān)速度并在門極驅(qū)動波形中引起響聲。盡管有一個(gè)地平面,電感仍然不能完全消除,因?yàn)榈仄矫鎯H僅對從地流回的電流提供了一個(gè)小電感路徑。為了減小連在門極驅(qū)動上的電感,要求PCB有更寬的線。另一個(gè)直接驅(qū)動門極的難題是PWM控制器的驅(qū)動電流能力受到限制。極少數(shù)的集成電路具有超過1A峰值的門極驅(qū)動能力。這會限制由控制器以合理速度驅(qū)動的最大沖模尺寸。直接門極驅(qū)動的MOSFET沖模尺寸的另一個(gè)限制因素是控制器內(nèi)驅(qū)動器的功率耗散問題。一個(gè)外部的門極電阻可以減輕這個(gè)困難。當(dāng)出于節(jié)約空間或降低成本的需要一定要采用直接驅(qū)動門極時(shí),要專門考慮給控制器提供一個(gè)合適的旁路,這樣可以使驅(qū)動MOSFET門極的很高的電流尖峰在PWM控制器內(nèi)敏感的模擬電路中被破壞。由于MOSFET沖模尺寸增大,所需要的門極電荷也增多。選擇合適的旁路電容要求采用更科學(xué)的方法,而不是通常用的0.1uF或者1uF的旁路電容。1.旁路電容取值。本章演示了MOSFET門極驅(qū)動電路旁路電容的計(jì)算。這個(gè)電容與直接門極驅(qū)動裝置中PWM控制器的旁路電容是一樣的,因?yàn)樗峁┙o門極導(dǎo)通時(shí)的驅(qū)動電流。在單獨(dú)的驅(qū)動電路中,無論采用門極驅(qū)動IC或者分立元件與否,這個(gè)電容必須很近的、最好直接連在驅(qū)動器的(輸出偏置和地之間。要考慮兩個(gè)電流分量,一個(gè)是靜態(tài)電流,它可以被基于一些集成驅(qū)動器的輸入狀態(tài)的10x因子改變。它會在旁路電容上引起一個(gè)與依賴于占空比周期的紋波,可以由下式計(jì)算:這里假設(shè)當(dāng)驅(qū)動的輸入高時(shí),驅(qū)動的靜態(tài)電流更高。另一個(gè)紋波分量是門極電流。盡管大多數(shù)情況下實(shí)際電流幅度未知,旁路電容上電壓紋波可由門極電荷值得到。在導(dǎo)通時(shí),這個(gè)電荷從旁路電容抽出并轉(zhuǎn)移到MOSFET的輸入電容。相應(yīng)的紋波計(jì)算為:使用代入方法解等式,可得到在紋波電壓(ΔV允許范圍內(nèi)旁路電容CDRV的值:這里IQ,HI是輸入為高時(shí)驅(qū)動的靜態(tài)電流,DMAX是輸入保持高時(shí)驅(qū)動的最大占空比,fDRV是驅(qū)動的工作頻率,QG是基于門極驅(qū)動幅度和ds關(guān)斷狀態(tài)電壓情況下門極的總電荷。2.驅(qū)動保護(hù)另外必須要做的是對直接驅(qū)動和門極驅(qū)動IC使用雙極性輸出來對抑制反向電流的輸出雙極性晶體管提供合適的保護(hù)。如圖9所示的簡化原理,集成雙極性驅(qū)動的輸出級由npn構(gòu)成,這樣可以有更有效的區(qū)域使用和更好的性能。npn晶體管只能單方向處理電流。上面的npn可以增大電流而不能減小電流,下面的恰恰相反。MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷期間源極(寄生電感和MOSFET輸入電容之間不可避免的震蕩要求電流要能夠在驅(qū)動的輸出雙向流動。為了能夠提供反向電流的通路,通常需要低正向壓降的肖特基二極管來保護(hù)輸出。二極管必須離輸出腳和驅(qū)動的旁路電容很近。必須指出,二極管僅僅保護(hù)驅(qū)動,他們不能鉗住gs電壓的過調(diào)震蕩,特別在直接驅(qū)動中控制IC可能離MOSFET的gs端很遠(yuǎn)。B.雙極性圖騰柱驅(qū)動一種MOSFET最常用和成本較高的驅(qū)動電路是雙極性非轉(zhuǎn)換的圖騰柱驅(qū)動,器如圖10所示。象所有的外部電路一樣,這種電路對PWM控制器處理電流尖峰和功率損耗更有利。當(dāng)然它們應(yīng)當(dāng)直接放在它們所驅(qū)動的功率MOSFET旁邊。這樣驅(qū)動門極的高瞬時(shí)電流被限制在一個(gè)很小的環(huán)路范圍,也就減小了寄生電感。盡管驅(qū)動由分立元件搭成,它仍然需要在上管npn和下管pnp的集電極上放自己的旁路電容。如果在PWM控制器的旁路電容和驅(qū)動的旁路電容之間放一個(gè)平滑電容或電感提高噪聲抑制能力則更為理想。圖10中的電阻RGATE可以選擇,RB也可選擇以提供基于驅(qū)動晶體管大信號beta的門極電阻。雙極性圖騰柱驅(qū)動的一個(gè)有趣特性是兩個(gè)基極-發(fā)射極結(jié)彼此保護(hù)防止反向擊穿。假設(shè)環(huán)路區(qū)域非常小RGATE可以忽略,它們能夠利用晶體管的基極-發(fā)射極二極管來使門極電壓鉗位在VBIAS+VBE和GND-VBE之間?；阢Q位機(jī)理的這種方法另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是npn-pnp圖騰柱驅(qū)動不需要任何用于反向電流保護(hù)的肖特基二極管。C.MOSFET圖騰柱驅(qū)動雙極性圖騰柱驅(qū)動也可以等效采用MOSFET,如圖11所示。雙極性圖騰柱驅(qū)動的所有優(yōu)點(diǎn)這里同樣有效。不幸的是,與使用雙極性晶體管相比這個(gè)電路有幾個(gè)缺點(diǎn)使它幾乎很少單獨(dú)使用。圖11的這個(gè)電路是一個(gè)反向驅(qū)動,因此PWM輸出信號必須反向。除此之外,合適的MOSFET比雙極性晶體管貴很多,并且在它們共用門極電壓轉(zhuǎn)換過程中會有很大的沖擊電流。解決這個(gè)問題要額外使用邏輯和時(shí)序元件,這些技術(shù)會由于IC的應(yīng)用使成本昂貴。D.加速電路加速電路是設(shè)計(jì)者要深入考慮的來提高M(jìn)OSFET關(guān)斷速度的電路。因?yàn)閷?dǎo)通速度常常受限于電源中整流器件的關(guān)斷或者反向恢復(fù)速度。圖3中討論的電感鉗位模型,MOSFET的導(dǎo)通與整流二極管的關(guān)斷是一致的。因此,更快的開關(guān)動作決定于二極管反向恢復(fù)的特性,而不是門極驅(qū)動電路的驅(qū)動能力。在優(yōu)化設(shè)計(jì)中導(dǎo)通時(shí)的門極驅(qū)動速度與二極管的開關(guān)特性一致?？紤]到米勒效應(yīng)區(qū)域比最后門極驅(qū)動電壓VDRV更接近GND,驅(qū)動輸出電阻和門極輸出需要一個(gè)更高的電壓。通常得到的導(dǎo)通速度足以驅(qū)動MOSFET。關(guān)斷時(shí)的情況非常不同。理論上,MOSFET的關(guān)斷速度只依賴于門極驅(qū)動電路。一個(gè)更高電流的關(guān)斷電路能夠加快輸入電容放電、提供更短的開關(guān)時(shí)間并最終降低開關(guān)損耗。采用更低的輸出阻抗MOSFET驅(qū)動或者在常用的N溝道器件上使用一個(gè)負(fù)的關(guān)斷電壓,都可以得到更大的放電電流。一方面更快的開關(guān)速度可能降低開關(guān)損耗,另一方面關(guān)斷加速電路提高了關(guān)斷時(shí)候MOSFET的di/dt和dv/dt致使波形中的震蕩加大。這在選擇合適電壓等級和EMI容忍度的功率器件時(shí)要考慮。1.關(guān)斷二極管。下面在一個(gè)參考地的簡單門極驅(qū)動電路中例舉了關(guān)斷電路,在其他電路中的等效應(yīng)用稍后在文中討論。這個(gè)最簡單的技術(shù)是使用反并二極管,如圖12所示。電路中RGATE允許MOSFET導(dǎo)通速度可調(diào)。在關(guān)斷過程中反并二極管旁路掉電阻。DOFF僅僅在門極電流超過:使用IN4148時(shí)典型值大約為150mA,使用BAS40肖特基反并二極管時(shí)大約為300mA。結(jié)果是,這個(gè)電路(不僅會使關(guān)斷時(shí)間顯著減小,但是只(而且在開關(guān)時(shí)間和抗dv/dt性有改善。另一個(gè)缺點(diǎn)是門極關(guān)斷電流仍然要流過驅(qū)動輸出電阻。2.PNP關(guān)斷電路毫無疑問,快速關(guān)斷最常用的安排是圖13所示的局部pnp關(guān)斷電路。在QOFF的幫助下,MOSFET僅僅在關(guān)斷期間門極和源極被短路。RGATE限制了導(dǎo)通速度,DON提供了導(dǎo)通電流路徑。DON也保護(hù)QOFF的基極-發(fā)射極結(jié)在導(dǎo)通過程開始時(shí)被反向擊穿。這種方案最重要的優(yōu)點(diǎn)是,MOSFET輸入電容的高峰值放電電流被限制在兩個(gè)開關(guān)管的門極、源極、集電極、發(fā)射極連接的最小回路中。關(guān)斷電流不會回到驅(qū)動中,這不會引起地反彈問題并且啟動功率耗散被兩個(gè)因素之一減小。關(guān)斷晶體管旁路了門極驅(qū)動回路電感、潛在的電流感應(yīng)電阻和驅(qū)動的輸出電阻。此外,QOFF不會飽和,這一點(diǎn)對它的快速開通關(guān)斷很重要。仔細(xì)觀察這個(gè)電路可以發(fā)現(xiàn)它實(shí)際上是簡化的雙極性圖騰柱驅(qū)動,只是npn上拉晶體管被一個(gè)二極管取代。類比圖騰柱電路,MOSFET門極被關(guān)斷電路鉗位大約在GND-0.7V和VDRV+0.7V之間,消除了門極過壓的隱患。這個(gè)電路所知的唯一缺點(diǎn)是它不能將門極拉到0V,這是由于QOFF基極-發(fā)射極壓降的緣故。3.NPN關(guān)斷電路。下一個(gè)要說明是局部npn關(guān)斷電路,如圖14所示。類比pnp方案,門極放電電流被很好的局部化了。npn晶體管能使門極比對應(yīng)的pnp更接近地。這種應(yīng)用提供了一個(gè)自偏機(jī)理來保持功率增大時(shí)MOSFET的關(guān)斷。不幸的是,這個(gè)電路有一些明顯的不足。pnp關(guān)斷晶體管QOFF是一個(gè)反向器,它需要QINV提供一個(gè)反向PWM信號。當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時(shí)這個(gè)反向器從驅(qū)動拉出電流,降低了電路的效率。此外,QINV在導(dǎo)通時(shí)間飽和會延長門極驅(qū)動的關(guān)斷延時(shí)。4.NMOS關(guān)斷電路。一個(gè)改進(jìn)的,減少器件數(shù)量的方法如圖15所示,它使用了一個(gè)雙重驅(qū)動來為一個(gè)小的N溝道放電晶體管提供反向PWM信號。此電路開關(guān)非常快并能使MOSFET門極完全放電到0。RGATE象前面一樣設(shè)置導(dǎo)通速度,也用來防止任何在驅(qū)動信號不完美時(shí)兩個(gè)驅(qū)動輸出之間電流沖擊。另一個(gè)要考慮的重要因素是QOFF的電容COSS并聯(lián)在主功率MOSFET的CISS上。這會增大門極要提供的有效總門極電荷。還要考慮的是,主MOSFET的門極在功率升高期間驅(qū)動IC輸出變得智能化之前是浮動的。E.dv/dt保護(hù)兩種情況下MOSFET需要dv/dt觸發(fā)導(dǎo)通保護(hù)。一種是功率升高時(shí)門極和源極間的電阻來提供保護(hù)。根據(jù)下式,這個(gè)下拉電阻的取值取決于功率升高時(shí)功率軌跡的最壞情況:該式中最困難的是找到發(fā)生在功率升高時(shí)的最大dv/dt并且為特定的dv/dt提供足夠的保護(hù)。第二種情況是關(guān)斷dv/dt發(fā)生在關(guān)斷時(shí)器件ds端的正常運(yùn)行模式。這種情況比先前預(yù)計(jì)的可能發(fā)生的情況更為常見。后面將要討論的同步整流開關(guān)都工作在這種模式。大部分諧振和軟開關(guān)變換器都是在功率部分諧振器件的作用下使dv/dt發(fā)生在主開關(guān)關(guān)斷時(shí)。由于這些dv/dt明顯大于功率升高的情況、VTH常常在更高結(jié)溫下變低,保護(hù)必須由門極驅(qū)動電路低輸出電阻提供。首先要做的工作是決定發(fā)生在最壞情況下的最大dv/dt。下一步是為了提高裝置特定器件的可靠性,要計(jì)算由內(nèi)部門極電阻和MOSFET的CGD電容決定的自身的dv/dt限制。設(shè)外部驅(qū)動電阻為理想情況(0歐姆,自身dv/dt限制是:這里VTH是25’C門坎電平,-0.007是VTH的溫度系數(shù),RG,I是內(nèi)部網(wǎng)格電阻,RG,I是gs電容。如果MOSFET的自身dv/dt限制比諧振電路最大dv/dt低,最大門極驅(qū)動電阻可由解前面等式整理得到:這里RMAX=RLO+RGATE+RG,I。一旦這個(gè)下拉電阻最大值給定,就可進(jìn)行門極驅(qū)動設(shè)計(jì)。必須要考慮的是驅(qū)動的下拉電阻也是溫度的函數(shù)。結(jié)溫升高后,用IC驅(qū)動的MOSFET比25’C時(shí)表現(xiàn)出更高的輸出電阻,25'C時(shí)的參數(shù)是常常使用的。由于關(guān)斷加速電路在MOSFET關(guān)斷時(shí)和關(guān)斷期間能夠旁路RGATE電阻,它也用來滿足MOSFET的抗dv/dt性。例如,圖13的簡單pnp關(guān)斷電路能夠增大MOSFET的最大dv/dt。在pnp晶體管的beta影響下等式經(jīng)過修正得到升高的dv/dt等級:在dv/dt計(jì)算中一個(gè)反饋因子是MOSFET的內(nèi)部門極阻抗,這在任何技術(shù)資料中都沒有定義。如同前面所指出的,這個(gè)電阻依賴于半導(dǎo)體中用來傳輸信號的材料特性、晶胞密度和晶胞設(shè)計(jì)。V.同步整流驅(qū)動MOSFET同步整流器是參考地開關(guān)的一種特殊情況。這些器件與在傳統(tǒng)裝置中使用的N溝道MOSFET相同,它用在低壓輸出電源中取代整流二極管。它們常常工作在一個(gè)極受限制的ds電壓搖擺中,因此它們的CDS和CGD電容表現(xiàn)了相對大的容值。而且它們的裝置是唯一的,因?yàn)檫@些器件工作在V-I平面的第四象限。電流從源極流向漏極。這使門極驅(qū)動信號不相關(guān)。如果同步開關(guān)周圍需要其他器件,電流會,或者通過電阻性溝道或者通過寄生體二極管流入MOSFET。描述MOSFET同步整流開關(guān)特性的最早模型是一個(gè)簡化的buck電路,這里整流二極管被圖16中的QSR所取代。在這個(gè)電路中首先要意識到,同步整流MOSFET的工作依賴于電路中另一個(gè)受控開關(guān)——前向開關(guān)QFW,的運(yùn)行。兩個(gè)門極驅(qū)動波形不是無關(guān)的,特殊的時(shí)間標(biāo)準(zhǔn)必須要滿足。門極信號的重疊會是致命的,因?yàn)閮蓚€(gè)MOSFET會使沒有任何明顯限流器件的電壓源短路。理想情況下,兩個(gè)開關(guān)會同時(shí)導(dǎo)通和關(guān)斷來防止QSRMOSFET的體二極管導(dǎo)通。不幸的是,避免體二極管導(dǎo)通的幸運(yùn)窗口很窄。(避免體二極管導(dǎo)通需要非常精確、合適的時(shí)間和快速的開關(guān)速度,而這是傳統(tǒng)技術(shù)很難做到的。結(jié)果是,大多數(shù)情況下同步MOSFET開關(guān)的體二極管導(dǎo)通的一個(gè)短暫時(shí)間20ns~80ns(發(fā)生在在導(dǎo)通前和關(guān)斷后。A.門極電荷在體二極管導(dǎo)通期間器件中建立了滿載電流并且ds電壓等于體二極管正向壓降。在這些情況下,開通和關(guān)斷器件所需的門極電荷與傳統(tǒng)第一象限運(yùn)行時(shí)所需的電荷不同。當(dāng)門極開通時(shí),ds電壓實(shí)際為0并且CGD和CDS被放電。米勒效應(yīng)也不存在,ds間沒有反饋。因此,所需的門極電荷等于把gs和gd電容上電壓從0V上升到最后VDRV水平所需的電荷。CGD在0V和VDRV之間低壓平均值可由下式精確計(jì)算:下式估算了同步整流MOSFET的總門極電荷:這個(gè)估算值比MOSFET技術(shù)資料上列出的總門極電荷值低。同步整流中使用同樣驅(qū)動的相同MOSFET比第一象限情況下能更快的開通和關(guān)斷。不幸的是,用于同步整流的低RDS(on器件大沖模尺寸的緣故,它們常常有非常的大輸入輸出電容,因此這個(gè)優(yōu)點(diǎn)不能實(shí)現(xiàn)。考慮技術(shù)資料上的總門極電荷從功率耗散角度講是另一個(gè)要點(diǎn)。盡管驅(qū)動導(dǎo)通期間輸出的門極電荷比技術(shù)資料上給出的典型值少,后者包括了經(jīng)過驅(qū)動輸出電阻的總門極電荷的一部分。導(dǎo)通前,當(dāng)器件的ds電壓改變時(shí),功率部分提供的米勒電荷必須流過同步MOSFET的驅(qū)動,這引起了額外的功率損耗。這個(gè)現(xiàn)象在圖17可見,圖17將在考慮dv/dt的情況下討論。B.考慮dv/dt(的情況圖17給出了QSR導(dǎo)通和關(guān)斷過程中最重要的電路和電流元件。事實(shí)上,它更為精確的說明了發(fā)生在QFW的開關(guān)過程強(qiáng)迫QSR導(dǎo)通或關(guān)斷與自己的門極驅(qū)動信號無關(guān)。QSR的導(dǎo)通開始與QFW的關(guān)斷。當(dāng)QFW門極驅(qū)動信號從高過渡到低時(shí),開關(guān)節(jié)點(diǎn)從輸入電壓水平過渡到GND。電流保持在正向開關(guān)中直到CRSS被放電并且QSR的體二極管正向偏置。在那一刻同步MOSFET接受了電流QFW完全關(guān)斷。受控制器能力的短暫延時(shí)支配之后,QSR的門極驅(qū)動信號作用,MOSFET導(dǎo)通。此時(shí)電流從體二極管轉(zhuǎn)移到器件的溝道中。在QSR導(dǎo)電末期,MOSFET必須被關(guān)斷。這個(gè)過程在同步開關(guān)門極驅(qū)動信號撤銷后開始。它本身不會引起器件的關(guān)斷。它會強(qiáng)迫電流流進(jìn)體二極管而不是溝道。電路的運(yùn)行與這個(gè)變化無關(guān)。當(dāng)正向開關(guān)的門極(電平從低過渡到高時(shí),電流開始從QSR轉(zhuǎn)移到QFW。一旦滿載電流轉(zhuǎn)移到QFW,體二極管被完全恢復(fù),開關(guān)節(jié)點(diǎn)從GND過渡到輸入電壓水平。在此過渡期間,QSR的CRSS電容被充電,同步MOSFET易受dv/dt影響而導(dǎo)通?？偨Y(jié)同步MOSFET和它驅(qū)動的獨(dú)特運(yùn)行方式,最重要的結(jié)論是,同步MOSFET的導(dǎo)通關(guān)斷dv/dt是由正向開關(guān)的驅(qū)動特性(也就是說,開關(guān)速度決定的。因此,兩個(gè)門極驅(qū)動電路應(yīng)當(dāng)一起設(shè)計(jì)以保證它們各自的速度和dv/dt限制滿足各種工作條件。這可以由下面簡單計(jì)算一步步得到:假設(shè)QSR和QFW是相同器件,沒有外部門極電阻,內(nèi)部門極電阻與驅(qū)動輸出電阻相比可以忽略,那么驅(qū)動輸出電阻之比近似為:使用10V驅(qū)動信號的邏輯MOSFET的一個(gè)典型例子是得到一個(gè)0.417的比率,這意味著QSR下拉驅(qū)動電阻必須小于QFW的上拉驅(qū)動電阻42%。當(dāng)?shù)贸鲞@些計(jì)算結(jié)果時(shí),記住除了VDRV之外的每個(gè)參數(shù)與溫度相關(guān),它們的值必須適合反映設(shè)計(jì)中最壞條件下的運(yùn)行情況。Ⅵ.高端非隔離門極驅(qū)動高端非隔離門極驅(qū)動電路可以根據(jù)它們所驅(qū)動的器件類型或者根據(jù)所包括的驅(qū)動電路類型來分類。它們相應(yīng)的可以按以下區(qū)分:使用的器件是P溝道還是N溝道;使用直接驅(qū)動、電平轉(zhuǎn)移驅(qū)動還是解靴帶技術(shù)。無論怎樣的方式(區(qū)分,高端驅(qū)動的設(shè)計(jì)需要更多關(guān)注,下面列表可能有利于設(shè)計(jì)的各個(gè)方面:效率偏置/功率要求速度限制最大占空比限制dv/dt含義啟動條件瞬態(tài)運(yùn)行旁路電容大小布板、地的考慮A.P溝道器件的高端驅(qū)動此類電路中P溝道MOSFET開關(guān)的源極與輸入線的正極相連。驅(qū)動對器件的門極使用了一個(gè)相對源極的負(fù)的導(dǎo)通信號。這意味著PWM控制器的輸出相對于正輸入線要反向。因?yàn)檩斎腚妷嚎梢钥闯梢粋€(gè)DC電壓源,高端P溝道驅(qū)動不必在開關(guān)頻率下很大的潛在差異中擺動,但是它們必須在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)工作。此外,可能由于輸入電壓源的低AC電阻,驅(qū)動參考了AC地。1.P溝道直接驅(qū)動P溝道高端驅(qū)動的最早情況是直接驅(qū)動,這在最大輸入電壓低于器件gs擊穿電壓的情況下可以使用。一個(gè)典型應(yīng)用范圍是使用一個(gè)P溝道MOSFET的12V輸入DC/DC變換器,類似于圖18所示原理。注意在一些用于P溝道器件的控制器中可得到反向PWM輸出信號。這個(gè)電路的工作類似于用于N溝道器件的參考地直接驅(qū)動器。明顯的差別門極電流路徑,它是不會流入地的。門極大充放電電流被正內(nèi)部連接導(dǎo)通。結(jié)果是,為了減小門極驅(qū)動的環(huán)路電感,正輸入需要寬線或者一個(gè)平面。2.P溝道電平轉(zhuǎn)移驅(qū)動由于輸入電壓超過MOSFET的gs電壓限制,需要電平轉(zhuǎn)移門極驅(qū)動電路。最簡單的電平轉(zhuǎn)移技術(shù)是使用一個(gè)圖19所示的開放的集電器驅(qū)動。不幸的是,開放集電器電平轉(zhuǎn)移不適用于在一個(gè)高速裝置中直接驅(qū)動MOSFET。由于開放集電極晶體管的緣故要限制輸入電壓范圍,它開始的這種應(yīng)用有大量問題。但是最大的障礙是高驅(qū)動阻抗。電阻ROFF和RGATE都必須是高阻值來限制開關(guān)導(dǎo)通期間驅(qū)動中的連續(xù)電流。門極驅(qū)動(電平幅度取決于電阻分壓比和輸入電平。開關(guān)速度和抗dv/dt性被嚴(yán)格限制,這一點(diǎn)將該電路排除在開關(guān)裝置之外。然而這個(gè)非常簡單的電平轉(zhuǎn)移界面可用于沖擊電流限制器或者速度不重要的類似裝置中的驅(qū)動開關(guān)。圖20給出了一個(gè)電平轉(zhuǎn)移驅(qū)動電路,它適用于高速裝置并且用PWM控制器可匹配的工作。開放集電極電平轉(zhuǎn)移原理在一個(gè)雙極性圖騰柱驅(qū)動的輸入可以很容易認(rèn)出。在這種電路中電平轉(zhuǎn)移有兩個(gè)目的,翻轉(zhuǎn)PWM輸出和將PWM信號對輸入?yún)⒖?。由RGATE和R2決定的導(dǎo)通速度很快。在開關(guān)導(dǎo)通期間一個(gè)小DC電流流過電平轉(zhuǎn)移以保證驅(qū)動器偏置在合適的狀態(tài)。門極驅(qū)動功率和電平轉(zhuǎn)換電流由常常被旁路的功率部分的正向輸入提供。驅(qū)動的功率損耗有一個(gè)頻率項(xiàng)部分與主開關(guān)的門極電荷有關(guān),一個(gè)占空比和輸入電壓項(xiàng)部分與電平轉(zhuǎn)移電路中的電流有關(guān)。該電路的一個(gè)缺點(diǎn)是VDRV仍是R1,R2分壓得到輸入電壓的一個(gè)函數(shù)。在大多數(shù)情況下需要保護(hù)電路來防止gs端的過壓。另一個(gè)可能的困難是npn電平轉(zhuǎn)移晶體管的飽和,該晶體管能延長另外由R1和RGATE定義的關(guān)斷時(shí)間。幸運(yùn)的是,這些缺點(diǎn)能通過在QINV發(fā)射極和GND之間移動R2來選擇。這個(gè)輸出電路提供了恒定門極驅(qū)動幅度、導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間內(nèi)快速對稱的開關(guān)速度。驅(qū)動器原理的抗dv/dt性主要由R1電阻設(shè)定。較低的阻值可以提高抗開通導(dǎo)致的dv/dt性,但是也增大了電平轉(zhuǎn)移電路的損耗。當(dāng)PWM控制器沒工作時(shí),QINV關(guān)斷,主MOSFET的門極仍然被R1和圖騰柱驅(qū)動的上npn晶體管限制在門坎電平以下。要特別注意輸入電壓的快速瞬態(tài)變化因?yàn)榭赡茉赑溝道MOSFET關(guān)斷狀態(tài)中引起導(dǎo)通造成的dv/dt?？傊?DC電平轉(zhuǎn)移驅(qū)動有相對低的效率,在特定輸入電壓時(shí)有功率損耗限制?；镜恼壑允瞧胶忾_關(guān)速度和電平轉(zhuǎn)移電路的功率損耗來滿足全輸入電壓范圍內(nèi)的所有要求。B.高端N溝道器件的直接驅(qū)動N溝道MOSFET由于低價(jià)格、高速度和低導(dǎo)通電阻成為電源裝置主要使用的主功率開關(guān)器件。使用N溝道器件作為高端開關(guān)需要一個(gè)參考MOSFET源極的門極驅(qū)動電路。這個(gè)驅(qū)動器必須能夠容忍發(fā)生在開關(guān)過渡期間的劇烈電壓擺動,驅(qū)動電源正極上MOSFET的門極。在多數(shù)情況下,門極驅(qū)動電壓必須在最高電路中可能出現(xiàn)的DC電壓之上。所有的這些困難是高端驅(qū)動器的設(shè)計(jì)具有挑戰(zhàn)性。1.N溝道MOSFET的高端直接驅(qū)動在最早的高端應(yīng)用中MOSFET能直接被PWM控制器或者一個(gè)參考地的驅(qū)動器直接驅(qū)動。這種應(yīng)用中兩個(gè)條件必須要滿足:一個(gè)典型的應(yīng)用原理如圖21所示,它帶了一個(gè)優(yōu)化的pnp關(guān)斷電路?，F(xiàn)在忽略pnp關(guān)斷晶體管來觀察這個(gè)電路的基本運(yùn)行,這種結(jié)構(gòu)跟參考地的驅(qū)動原理相比有兩個(gè)主要不同。由于漏極連在DC輸入正極上,開關(guān)動作發(fā)生在器件源極端。這仍與導(dǎo)通關(guān)斷階段的鉗位電感開關(guān)相同。但是從門極驅(qū)動設(shè)計(jì)的角度看這是一個(gè)完全不同的電路。注意到門極驅(qū)動電流不能回到在源極的地,它必須要通過連在器件源極的負(fù)載。在斷續(xù)電感電流模式下,門極充電電流必須通過輸出電感和負(fù)載。在連續(xù)電感電流模式下,環(huán)路會通過整流二極管導(dǎo)通的pn結(jié)關(guān)斷。在關(guān)斷時(shí),門極放電電流通過連在地和MOSFET源極的整流二極管。在所有的工作模式下,電容CGD的充放電電流流過功率級的高頻旁路電容。這些差異的純粹結(jié)果是,由于門極驅(qū)動電路中更多的元件和更大的環(huán)路區(qū)域,寄生源極電感增大。如前所述,源極電感在門極驅(qū)動上有一個(gè)負(fù)反饋影響并且減緩了電路中的開關(guān)動作。高端直接驅(qū)動的其他明顯差異是電路開關(guān)點(diǎn)源極的現(xiàn)象。仔細(xì)觀察MOSFET在關(guān)斷期間的源極波形,可以看到一個(gè)大的負(fù)電壓。圖22給出了特別復(fù)雜的開關(guān)動作。當(dāng)將門極拉到地的關(guān)斷開始后,MOSFET的輸入電容很快放電到米勒平臺電壓。器件仍然完全導(dǎo)通,全部負(fù)載電流從漏極流過源極,壓降很小。下一步,在米勒區(qū)域,MOSFET跟隨源工作。源極隨著門極電壓一起下降,此時(shí)ds電壓上升,gs電壓在VGS,Miller水平保持恒定。dv/dt受門極驅(qū)動電阻和器件電容CGD的限制。一旦源極下降到0.7V或者低于地,整流二極管被認(rèn)為將開關(guān)點(diǎn)鉗位到地。實(shí)際上,源極能短時(shí)間下降到低于地直到整流二極管反向恢復(fù)結(jié)束并且電流克服了寄生電感的影響。在負(fù)載電流完全由MOSFET轉(zhuǎn)移到二極管以后,開關(guān)點(diǎn)能回到它的最后電壓,一個(gè)低于地的二極管壓降。這個(gè)源極電壓的負(fù)漂移是門極驅(qū)動電路的難題。慢速二極管、大寄生電感值能在MOSFET源極引起額外的負(fù)電壓,并且能將驅(qū)動器輸出管腳拉到地以下。為了保護(hù)驅(qū)動器,一個(gè)低正向壓降肖特基二極管可以連在圖21所示的輸出腳和地之間。另一方面的考慮是,當(dāng)門極達(dá)到0V時(shí),門極放電電流會變成0。門極上更大的負(fù)(偏電壓,MOSFET開始導(dǎo)通。終于系統(tǒng)在門極放電電流和寄生電感上的壓降兩者間找到了一個(gè)非常巧妙的平衡,寄生電感同樣在器件電流上導(dǎo)致di/dt。即使圖21所示的優(yōu)化關(guān)斷加速電路對開關(guān)結(jié)上的負(fù)電壓尖峰也沒有益處。當(dāng)門極電壓下降到高于地的VBE時(shí),pnp晶體管會關(guān)斷,MOSFET在負(fù)電壓瞬間仍然導(dǎo)通。還要注意到在主開關(guān)關(guān)斷狀態(tài)下減小的噪音容忍度。源極低于地幾百毫伏,門極保持在大約高于地的0.7V。這個(gè)門極相對于源極的正電壓危險(xiǎn)的接近門坎電壓,特別是對邏輯級別和升溫后的器件。C.自舉門極驅(qū)動技術(shù)。在輸入電壓阻礙高端N溝道MOSFET使用直接門極驅(qū)動電路的地方,可以考慮自舉門極驅(qū)動技術(shù)。這種方式使用了一個(gè)門極驅(qū)動和配置的偏置電路,它們都是對主MOSFET的源極。驅(qū)動器和偏置電路在兩個(gè)輸入電壓線之間與器件源極一起擺動?？梢允褂貌粫艿捷斎腚妷旱牡蛪弘娐吩韺?shí)現(xiàn)驅(qū)動和偏置電路。驅(qū)動和參考地的控制信號通過一個(gè)電平轉(zhuǎn)移電路連接,電平轉(zhuǎn)移電路必須能忍受大的壓差,忍受在浮動的高端和參考地的低端電路之間流動的相當(dāng)大的容性開關(guān)電流。1.分立的高性能浮動驅(qū)動器圖23給出了自舉驅(qū)動原理的一種典型的應(yīng)用。參考地的PWM控制器或者M(jìn)OSFET驅(qū)動器由它局部旁路電容和輸出腳來實(shí)現(xiàn)。自舉門極驅(qū)動電路的基本框圖能很容易認(rèn)出。電平轉(zhuǎn)移電路由自舉二極管DBST,R1,R2和電平轉(zhuǎn)移晶體管QLS組成。自舉電容CBST、一個(gè)圖騰柱雙極性驅(qū)動和常用的門極電阻是自舉電路浮動的、參考源極的部分。這種獨(dú)特方法可以非常有效的在12V到24V簡單的低成本的在板上無浮動驅(qū)動的PWM控制器中應(yīng)用。IC電壓等級不限制輸入電壓水平這一點(diǎn)是很有利的。這個(gè)電平轉(zhuǎn)移電路是一個(gè)源極開關(guān)的小NMOS管,在主MOSFET導(dǎo)通時(shí)它不從自舉電容中抽取任何電流。在電平轉(zhuǎn)移電路中保持高效率,延長主開關(guān)的最大導(dǎo)通時(shí)間是一個(gè)重要的特點(diǎn)。工作原理總結(jié)如下:當(dāng)PWM輸出變高使主MOSFET導(dǎo)通,電平轉(zhuǎn)換晶體管關(guān)斷。R1使基極電流到圖騰驅(qū)動的上npn晶體管,主MOSFET導(dǎo)通。門極電荷從自舉電容CBST中抽出。當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時(shí),它的源極擺動到正輸入線。自舉二極管和晶體管阻止輸入電壓,驅(qū)動的功率由自舉電容提供。在關(guān)斷時(shí),PWM輸出變低使電平轉(zhuǎn)移晶體管導(dǎo)通。電流開始從R1和R2流向地,下面的圖騰柱驅(qū)動的pnp晶體管導(dǎo)通。當(dāng)主MOSFET的門極放電時(shí),ds電壓上升并且源極轉(zhuǎn)換到地,來讓整流管導(dǎo)通。在主開關(guān)關(guān)斷期間,自舉電容通過自舉二極管重新被充電到VDRV電平。這個(gè)電流由參考地的電路的旁路電容CDRV提供,它流過DBST,CBST和導(dǎo)通的整流器。這就是自舉技術(shù)的基本工作原理。2.集成自舉驅(qū)動器。在中等輸入電壓的應(yīng)用中,主要為24V或48V通訊電源,大多數(shù)自舉元件可以集成到如圖24所示的PWM控制器中。甚至在更高電壓中,也可以找到驅(qū)動器IC輕易使自舉門極驅(qū)動設(shè)計(jì)達(dá)到600V等級。這些高壓IC被它們唯一的電平轉(zhuǎn)移設(shè)計(jì)所區(qū)別。為了保持高效率和可控功率損耗,電平轉(zhuǎn)移電路不能在主開關(guān)導(dǎo)通期間抽取任何電流。電平轉(zhuǎn)移晶體管中即使一個(gè)1mA電流也可能在驅(qū)動IC中引起接近0.5W的最壞情況損耗。一種廣泛用于此的技術(shù)稱為脈沖鎖定電平譯碼器,如圖25所示。如圖所示,PWM輸入信號被轉(zhuǎn)變?yōu)殚_/關(guān)命令。上升和下降沿產(chǎn)生的短脈沖驅(qū)動與高端電路相連的電平轉(zhuǎn)移晶體管對。相應(yīng)的,驅(qū)動器的浮動部分也被改進(jìn),電平轉(zhuǎn)移命令信號必須與噪音區(qū)別出來,必須鎖定在正確的位置。這種工作方式可以得到低損耗,因?yàn)殡娖睫D(zhuǎn)移電路中電流持續(xù)時(shí)間很短;但是也降低了抗噪聲性,因?yàn)槊钚盘枦]有持續(xù)出現(xiàn)在驅(qū)動器的輸入。600V等級的脈沖鎖定電平譯碼器的典型脈寬大約在120ns。這個(gè)時(shí)間間隔加在驅(qū)動器的自然延時(shí)并且作為工作中導(dǎo)通和關(guān)斷延時(shí)體現(xiàn)出來。它在驅(qū)動器的技術(shù)資料中已標(biāo)明。由于更長的延時(shí),高壓門極驅(qū)動IC的工作頻率范圍被限制在幾百kHz以下。一些較低電壓的高端驅(qū)動芯片(達(dá)到100V使用連續(xù)電流DC電平轉(zhuǎn)移電路來消除脈沖鑒別器的延時(shí),因此他們支持更高的工作頻率。3.自舉開關(guān)動作。自舉門極驅(qū)動電路用于如圖26所示的高端N溝道MOSFET中。高端開關(guān)的開關(guān)過渡前面對應(yīng)于高端N溝道直接驅(qū)動原理已經(jīng)作了說明,這也同樣適用于自舉驅(qū)動器。這個(gè)電路的最大困難是器件關(guān)斷期間發(fā)生在源極的負(fù)電壓。如前所述,負(fù)電壓的幅值與連接主MOSFET到地的寄生電感(包括連接在整流器上的寄生電感成正比;器件的關(guān)斷速度(di/dt跟前面一樣由門極驅(qū)動電阻RGATE和輸入電容CISS決定。這個(gè)負(fù)電壓對驅(qū)動輸出極特別麻煩,因?yàn)樗苯佑绊戲?qū)動器或者PWM芯片的電源腳(常稱為SRC或者VS腳,可能將一些內(nèi)部電路明顯拉到地以下。瞬態(tài)負(fù)電壓引起的其他困難可能在自舉電容上造成一個(gè)過壓。電容CBST會被DBST從CDRV峰值充電。由于CDRV參考地,自舉電容上建立的最大電壓是VDRV和源極負(fù)電壓幅值之和。串聯(lián)在自舉二極管上的一個(gè)小電阻能減輕這個(gè)困難。不幸的是,串聯(lián)電阻不能提供一個(gè)簡單可靠的方法來防止過壓,它也減緩了自舉電容再充電的過程。如圖27的電路能非常有效的保護(hù)SRC腳。它包括重新布置驅(qū)動器和主MOSFET之間的從門極到源極的門極電阻;增加一個(gè)小的、低正向壓降的肖特基二極管從地到驅(qū)動器的SRC腳。在該電路中,RGATE有兩個(gè)目的:設(shè)置MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷速度,在主開關(guān)源極瞬態(tài)電壓過程中為肖特基二極管限流?，F(xiàn)在開關(guān)點(diǎn)能夠在地以下擺動幾伏而不用擾亂驅(qū)動器的工作。除此之外,自舉電容在過壓時(shí)能被連接在CBST兩端的兩個(gè)二極管保護(hù)。這個(gè)電路表現(xiàn)的唯一危險(xiǎn)是自舉電容的充電電流必須通過RGATE。CBST和RGATE的時(shí)間常數(shù)減緩了再充電過程,而再充電過程可能是PWM占空比達(dá)到統(tǒng)一的限制因素。4.自舉偏置,瞬態(tài)問題和啟動圖28給出了自舉門極驅(qū)動技術(shù)的一個(gè)典型應(yīng)用原理。原理圖中標(biāo)出了四個(gè)重要旁路電容。從設(shè)計(jì)角度講,自舉電容CBST是最重要的元件,因?yàn)樗仨殲V掉高峰值電流,這個(gè)高峰值電流給主MOSFET門極充電同時(shí)給參考源極的浮動電路提供偏置。在正常工作的每個(gè)開關(guān)周期中,自舉電容提供總門極電荷(QG來開通MOSFET、反向恢復(fù)電荷(QRR、自舉二極管的漏電流(ILK,D、電平轉(zhuǎn)換器的靜態(tài)電流(IQ,LS、gs之間的漏電流(IGS,包括被一個(gè)可能的gs下拉電阻抽出的電流。這些電流中的一部分只在主開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)流動,一部分取決于驅(qū)動和電平轉(zhuǎn)換器的實(shí)際應(yīng)用可能為0。假設(shè)穩(wěn)定工作狀態(tài),下面總的等式可以用來計(jì)算自舉電容值來得到需要的紋波電壓ΔVBST。為了最后決定自舉電容值,兩個(gè)極端工作狀態(tài)也必須被考慮。在負(fù)載瞬態(tài)過程中需要將主開關(guān)導(dǎo)通或關(guān)斷保持幾個(gè)開關(guān)周期。為了保證在這些情況下的不間斷運(yùn)行,CBST必須存儲足夠的能量來保持一段時(shí)間,來使浮動的偏置電壓在高端驅(qū)動IC的欠壓鎖定門坎之上。從輕載到重載,特定的控制器能保持主開關(guān)在連續(xù)狀態(tài)直到輸出電感電流達(dá)到負(fù)載電流值。最大導(dǎo)通時(shí)間(tON,MAX常常由輸出電感的值和它上面的電壓差決定。鑒于這些情況,最大自舉電容值可以由下式?jīng)Q定:這里VBST是CBST上的自舉電容偏置電壓的初始值,VUVLO是驅(qū)動的欠壓鎖定電平。使用一個(gè)分立浮動驅(qū)動,VUVLO能用最小安全門極驅(qū)動電壓替代。任何其他方向的負(fù)載瞬間要求當(dāng)MOSFET保持關(guān)斷幾個(gè)周期時(shí)脈沖缺失。當(dāng)輸出電感電流達(dá)到0時(shí),主開關(guān)的源極會停留在輸出電壓水平。自舉電容必須提供所有正常放電電流并且儲足夠能量在停頓周期末導(dǎo)通開關(guān)。類似于前面的瞬態(tài)模式,一個(gè)最小電容值可以計(jì)算得到:在特定裝置中,比如電池充電器,輸出電壓可能在輸出功率加在變換器之間就已存在。在這些情況下,主MOSFET的源極和CBST負(fù)極設(shè)在輸出電壓并且自舉二極管可能在啟動時(shí)反向偏置。給自舉電容最開始的充電不可能依靠偏置和輸出電壓之間可能的差異。假設(shè)輸入和輸出電壓間沒有足夠的差異,一個(gè)由RSTART電阻、DSTART二極管、DZ雪崩二極管組成的簡單的電路能夠解決圖29所示的啟動問題。在這個(gè)啟動電路中,DSTART作為一個(gè)二級自舉電容用于功率升高時(shí)給自舉電容充電。CBST會給DZ的齊納電壓充電,后者被認(rèn)為比驅(qū)動在正常工作期間的偏置電壓要高。自舉電容的充電電流和齊納電流被啟動電阻限制。為了達(dá)到最好的效率,應(yīng)該選擇RSTART來限制電流到一個(gè)低幅值,因?yàn)橥ㄟ^啟動二極管的二級自舉電容路徑永遠(yuǎn)在電路中。5.地使用高端N溝道MOSFET的自舉門極驅(qū)動的優(yōu)化布板設(shè)計(jì)有三個(gè)重要的地問題要考慮。圖28能被用于識別典型應(yīng)用中最嚴(yán)格的大電流環(huán)。首先要定義最小物理區(qū)域的門極高峰值電流。假設(shè)門極電流的路徑一定要通過,這可能是一個(gè)挑戰(zhàn)性的任務(wù)。在導(dǎo)通時(shí),這個(gè)路徑包括自舉電容、驅(qū)動的導(dǎo)通電阻、門極電阻和門極端,最后環(huán)路在主MOSFET的源極閉合,主MOSFET的源極端是CBST的參考點(diǎn)。關(guān)斷過程更復(fù)雜,因?yàn)殚T極電流由兩個(gè)分量。CGS的放電電流被很好的限制,它流過門極電阻、驅(qū)動的關(guān)斷晶體管,從功率MOSFET的源極到門極。另一方面,CGD的電流必須流過RGATE、驅(qū)動的關(guān)斷晶體管、輸出濾波器和功率級的輸入電容(CIN。帶門極驅(qū)動電流的所有三個(gè)環(huán)路在印刷電路板上必須最小。第二個(gè)高電流路徑包括自舉電容、自舉二極管、驅(qū)動器上參考驅(qū)動地的旁路電容、功率級的整流二極管或者晶體管。CBST每周期通過自舉二極管從參考地的驅(qū)動電容CDRV再充電,CDRV連接DBST的陽極到地。再充電發(fā)生在一個(gè)短時(shí)間內(nèi)并且包括高峰值電流。因此,高端驅(qū)動也必須再它的輸入端被旁路。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)法則,CDRV應(yīng)該比CBST大一個(gè)數(shù)量級。減小印刷電路板環(huán)路對于保證可靠運(yùn)行同樣重要。電路的第三個(gè)問題是包括寄生電容電流流過功率地和小阻抗的環(huán)路浮動電路之間流動。目的是將這些電流從敏感的模擬控制器件的地引導(dǎo)開。圖30揭示了兩個(gè)高端驅(qū)動IC代表性應(yīng)用的寄生電感電流路徑。單個(gè)高端驅(qū)動IC常常只有一個(gè)GND連接點(diǎn)。由于電容電流必須要留回功率級的地,IC的低端部分應(yīng)當(dāng)參考功率地。這違反了直覺,因?yàn)轵?qū)動的控制信號參考了信號地。不過,消除模擬和功率地之間的高電容電流分量也能保證減小兩個(gè)地之間可能的差別。使用一個(gè)封裝中包括一個(gè)低端和一個(gè)高端驅(qū)動的半橋驅(qū)動IC的情形總的講被大大改善。這些電路有兩個(gè)地連接點(diǎn),常常標(biāo)為GND和COM,它們使布板更靈活。為了使電容電流最短路徑內(nèi)流到功率地,COM腳連接到了功率地。GND腳用來連接控制器的信號地已獲得最大的抗干擾性。最后要提到的是PWM控制器的旁路電容,它放在IC的VCC和GND腳附近。再參見圖28,CBIAS是一個(gè)相對比CBST和CDRV小的電容,因?yàn)樗惶峁└哳l旁路,而不包括在門極驅(qū)動過程。Ⅶ.交流耦合門極驅(qū)動電路門極驅(qū)動路徑的交流耦合給門極驅(qū)動信號提供了一個(gè)簡單的電平轉(zhuǎn)移。交流耦合的基本目的是改善主MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷門極電壓,這與高端門極驅(qū)動相反,后者的主要目的是通過更大的可能差值。如圖31一個(gè)參考地的例子,門極在-VCL和VDRL-VCL之間驅(qū)動,而不是原來的驅(qū)動輸出電壓0V和VDRV。電壓VCL由二極管鉗位網(wǎng)絡(luò)決定,通過鉗位電容。這個(gè)技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)是很容易給門極在關(guān)斷時(shí)和開關(guān)關(guān)斷狀態(tài)期間提供負(fù)偏置,來提高M(jìn)OSFET的關(guān)斷速度和抗dv/dt性。折衷的代價(jià)是因?yàn)檎蝌?qū)動電壓更低的緣故稍微減緩了開通速度和可能更大的電阻RDS(ON。交流耦合的基本元件是耦合電容CC和gs負(fù)載電阻RGS。電阻在功率升高的過程中起到至關(guān)重要的作用,將門極拉低。這是在啟動時(shí)保持MOSFET關(guān)斷的唯一機(jī)理,它利用了驅(qū)動輸出和器件門極之間耦合電容的阻斷作用。此外,RGS為電流通過耦合電容提供了路徑。沒有這個(gè)電流分量CC上不會建立起電壓。理論上,每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)同樣數(shù)量的門極電荷通過這個(gè)被傳送,然后又被消除。通過CC的網(wǎng)絡(luò)電荷將會為0。同樣的觀點(diǎn)可以用于穩(wěn)態(tài)工作來決定電路中帶RGS的耦合電容上的直流電壓。假設(shè)沒有鉗位電路,一個(gè)固定占空比D,RGS的電流能被描述為一個(gè)通過CC的額外電荷分量。相應(yīng)的,MOSFET開通時(shí)和連續(xù)導(dǎo)通期間通過耦合電容的總電荷為:下面同樣考慮關(guān)斷時(shí)和連續(xù)關(guān)斷期間,總的電荷可以用下式計(jì)算:為穩(wěn)定工作,兩個(gè)電荷必須相等。解等式可以得到VC,決定了耦合電容上的電壓:從這個(gè)著名的關(guān)系看出占空比依賴于耦合電容電壓。當(dāng)占空比變化時(shí),VC改變并且MOSFET的開通和關(guān)斷電壓相應(yīng)變化。如圖32所示,在小占空比內(nèi),關(guān)斷時(shí)的負(fù)偏置減小;而大占空比時(shí)開通電壓不足。大占空比周期內(nèi)不正確的導(dǎo)通電壓能通過使用一個(gè)并聯(lián)在RGS上的鉗位電路來解決,如圖31。它影響著耦合電容電壓,如圖32。當(dāng)耦合電容電壓被鉗位限制,門極最大的負(fù)偏置電壓也被確定。由于門極驅(qū)動(電平幅度不被交流耦合電路影響,整個(gè)占空比周期內(nèi)能確保一個(gè)最小開通電壓。A.計(jì)算耦合電容每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)通過CC的電荷數(shù)量在耦合電容上引起一個(gè)開關(guān)頻率的交流紋波。顯然,這個(gè)電壓變化相對于驅(qū)動電壓的幅度保持較小?；谇懊娑x的電荷,紋波電壓能被計(jì)算:考慮到Vc=D?VDRV,等式變化得到要求的電容值:這個(gè)表達(dá)式解釋了最大值在D=0.5。一個(gè)好的經(jīng)驗(yàn)是限制最壞情況交流紋波幅度(ΔVC到VDRV的大約10%。B.耦合電容的啟動瞬態(tài)。在要求的最小耦合電容值能被計(jì)算之前,一個(gè)更重要的參數(shù)必須要定義。RGS的值需要選擇。為了得到一個(gè)更為合理的選擇,必須考慮交流耦合電路的啟動瞬態(tài)。當(dāng)功率升高時(shí),CC上的初始電壓為0。當(dāng)驅(qū)動的輸出開始開關(guān),耦合電容上的直流電壓開始緩慢建立,直到達(dá)到穩(wěn)態(tài)值VC。在CC上建立VC的過程取決于CC、RGS確定的時(shí)間常數(shù)。因此,為了得到需要的啟動瞬態(tài)時(shí)間并同時(shí)得到耦合電容上需要的紋波電壓,兩個(gè)參數(shù)必須同時(shí)被計(jì)算。最后,給兩個(gè)等式計(jì)算這兩個(gè)未知量:這會得到一個(gè)唯一的結(jié)果。代入第二個(gè)等式得到的RGS、最壞情況下D=0.5并設(shè)ΔVC=0.1?VDRV,解第一個(gè)等式并簡化得到一個(gè)最小電容值:一旦算出CC,MIN,它的值和要求的啟動時(shí)間常數(shù)(τ決定了需要的下拉電阻值。交流耦合驅(qū)動器的一個(gè)典型設(shè)計(jì)折衷是平衡效率和瞬態(tài)時(shí)間常數(shù)。為了在變化占空比下更快的調(diào)節(jié)耦合電容電壓,gs電阻必須能通過更大的電流。Ⅷ.變壓器耦合門極驅(qū)動在高壓門極驅(qū)動IC出現(xiàn)之前,使用門極驅(qū)動變壓器是驅(qū)動離線或者類似高壓電路中的高端開關(guān)唯一可行的方案?，F(xiàn)在兩個(gè)方案同時(shí)存在,在應(yīng)用中都有各自的優(yōu)缺點(diǎn)。集成的高端驅(qū)動器很方便,使用了更小的電路板面積但有明顯的開通和關(guān)斷延時(shí);正確設(shè)計(jì)的變壓器耦合方案有可忽略的延時(shí),它能工作在更大的電位差下。通常它使用了更多的器件,要求設(shè)計(jì)一個(gè)變壓器或者至少理解它的工作和規(guī)格。在關(guān)注門極驅(qū)動電路之前,回顧一下一些與所有變壓器設(shè)計(jì)有關(guān)的以及與門極驅(qū)動變壓器相關(guān)的常見問題。變壓器有至少兩個(gè)繞組。原邊和副邊的分開使用使隔離變得很容易。原副邊的匝數(shù)比決定了電壓比。在門極驅(qū)動變壓器中,常常不要求電壓比,但是隔離是一個(gè)重要的性質(zhì)。理想變壓器不儲能。所謂的反激變壓器實(shí)際上是一個(gè)耦合電感。然而,少量的能量存儲在實(shí)際變壓器繞組和兩磁芯結(jié)合的小氣隙之間的無磁區(qū)域。這個(gè)儲能由漏感和激磁電感表征。在功率變壓器中,減小漏感對減小儲能來保持高效率很重要。門極驅(qū)動變壓器處理很低的平均功率,但是它要在開通和關(guān)斷時(shí)傳遞高峰值電流。為了在門極驅(qū)動路徑避免延時(shí),低漏感仍然是必要的。法拉第定律要求變壓器繞組的平均電壓在一個(gè)周期內(nèi)必須為0。即使一個(gè)很小的直流分量也能引起通量偏移最終導(dǎo)致磁芯飽和。這個(gè)定律對單端PWM電路控制的變壓器耦合門極驅(qū)動器的設(shè)計(jì)有重要的影響。磁芯飽和限制了在繞組上應(yīng)用的伏秒乘積。變壓器設(shè)計(jì)必須預(yù)見到各種運(yùn)行條件下的最大伏秒乘積,各種運(yùn)行條件必須包括最大占空比下的最壞情況的瞬態(tài)和此時(shí)的最大輸入電壓。變壓器設(shè)計(jì)中唯一可以放松的是它們的可調(diào)節(jié)的電源電壓。開關(guān)周期的一個(gè)重要部分用來復(fù)位單端應(yīng)用中主功率變壓器的磁芯(只工作在B-H平面的第一象限,比如正激變壓器。復(fù)位時(shí)間間隔限制了變壓器的工作占空比。即使在單端門極驅(qū)動變壓器的設(shè)計(jì)中這也是一個(gè)少見的問題,因?yàn)樗鼈儽仨毷墙涣黢詈?以雙向磁化工作。A.單端變壓器耦合門極驅(qū)動電路這些門極驅(qū)動電路用于連接一個(gè)單輸出PWM控制器來驅(qū)動一個(gè)高端開關(guān)。圖33給出了基本電路。耦合電容必須與門極驅(qū)動變壓器原邊串聯(lián)來為激磁電感提供復(fù)位電壓。沒有這個(gè)電容的話,占空比就會依賴于繞組上直流電壓,變壓器會飽和。CC上的直流電壓(VC與交流耦合直接驅(qū)動電路中的一樣。耦合電容上的穩(wěn)態(tài)值是:類似交流耦合直接驅(qū)動,實(shí)際門極電壓VC隨占空比變化。此外,占空比的突變會激發(fā)由門極驅(qū)動變壓器激磁電感和耦合電容組成的L-C諧振。在多數(shù)情況下這個(gè)L-C諧振能通過插入一個(gè)低阻值電阻(RC與CC串聯(lián)來衰減。RC的值由諧振電路的特征阻抗決定如下:上式中定義的RC值是等效串聯(lián)電阻,它包括了PWM驅(qū)動的輸出阻抗。此外,考慮到耦合電容電壓得臨界阻尼響應(yīng)可能需要不合理的高阻值。這會限制門極電流,最終是主開關(guān)的開關(guān)速度。另一方面,欠阻尼響應(yīng)可以導(dǎo)致諧振期間在gs端得到不可接受的電壓應(yīng)力。建立VC的電流有兩個(gè)分量:變壓器的激磁電流和流進(jìn)下拉電阻的電流,下拉電阻連在主開關(guān)管的門極和源極之間。相應(yīng)的,控制耦合電容電壓調(diào)節(jié)速度的啟動和瞬態(tài)時(shí)間常量反映了門極驅(qū)動變壓器激磁電感的影響,可以通過下式估算:激磁電感對驅(qū)動的網(wǎng)絡(luò)電流和電流方向有另外的顯著影響。圖34表明了電路里流的不同電流分量和電流分量的和IOUT,電流是由驅(qū)動提供的。注意輸出電流波形中的陰影區(qū)域。輸出驅(qū)動在它的低電平狀態(tài)意味著要吸收電流。但是由于激磁電流分量,驅(qū)動事實(shí)上提供了電流。因此,輸出必須能用變壓器耦合門極驅(qū)動處理雙向電流。如果驅(qū)動不能雙向流過電流,就可能需要額外的二極管。雙極性MOSFET驅(qū)動是一個(gè)典型的例子,它有一個(gè)二極管必須連在地和輸出腳之間。類似的情況也可能發(fā)生在驅(qū)動處于不同占空比或電流值的高電平狀態(tài)。解決這個(gè)問題并且避免在驅(qū)動上使用二極管的方法是提高電阻電流分量來抵消激磁電流分量。在寬占空比時(shí),如buck電路中,圖33中的電路不提供足夠的門極電壓。耦合電容電壓的增加正比于占空比。相應(yīng)的,關(guān)斷期間的負(fù)偏置也增大,開通電壓減小。在門極驅(qū)動變壓器的副邊加兩個(gè)小元件可以防止這種情況。圖35給出了恢復(fù)門極驅(qū)動脈沖最初電壓電平的常用技術(shù)。副邊一個(gè)耦合電容CC2和一個(gè)簡單的鉗位二極管DC2用來恢復(fù)變壓器副邊的門極驅(qū)動電平。如果主開關(guān)在關(guān)斷期間需要一個(gè)更大的負(fù)偏置,那么可以用一個(gè)齊納二極管與二極管用類似的方式串聯(lián)。這在圖31已應(yīng)用,它對應(yīng)了交流耦合直接驅(qū)動方案。1.計(jì)算耦合電容計(jì)算耦合電容值的方法是由最大允許的紋波電壓和前面交流耦合電路中描述的穩(wěn)定工作狀態(tài)下通過電容的電荷量所決定的。計(jì)算CC1的等式類似于直接耦合門極驅(qū)動電路的等式。紋波有兩個(gè)分量:一個(gè)與主開關(guān)總門極電荷相關(guān);另一個(gè)是流進(jìn)門極下拉電阻的電流。這個(gè)表達(dá)式在開關(guān)的最大導(dǎo)通時(shí)間,即在最大占空比時(shí),有一個(gè)最大值。在原邊耦合電容上,門極驅(qū)動變壓器的激磁電流產(chǎn)生了一個(gè)額外的紋波分量。它的影響反映在等式(A中,該式可用來計(jì)算原邊耦合電容值。保證紋波電壓在任何工作情況下低于目標(biāo)值的最小電容可以通過確定上面表達(dá)式中的最大值來決定。不幸的是,不同占空比下的最大值依賴于實(shí)際設(shè)計(jì)參數(shù)和元件的值。在大部分實(shí)際方案中它在D=0.6和D=0.8之間。同時(shí)注意到紋波電壓之和ΔVC1+ΔVC2出現(xiàn)在主MOSFET的門極端。當(dāng)在門極端要求一個(gè)特定紋波電壓或者下垂,它必須在兩個(gè)耦合電容之間被分開。2.門極驅(qū)動變壓器的設(shè)計(jì)門極驅(qū)動變壓器的作用是傳遞參考地的門極驅(qū)動脈沖通過大電位差來滿足浮動驅(qū)動應(yīng)用。像所有的變壓器一樣,它能用來合并電壓度量,盡管這很少需要。它處理小功率但是高峰值電流來驅(qū)動一個(gè)功率MOSFET的門極。門極驅(qū)動變壓器被一個(gè)作為PWM占空比函數(shù)的變化脈寬驅(qū)動,固定或者變化幅度取決于電路結(jié)構(gòu)。在單端電路中,門極驅(qū)動變壓器是交流耦合的,激磁電感經(jīng)過一個(gè)變幅度的脈沖。在雙端電路中,如半橋應(yīng)用中,以一個(gè)固定幅度信號驅(qū)動門極驅(qū)動變壓器。在所有情形下,門極驅(qū)動變壓器既工作在B-H平面的第一象限又工作在第三象限。門極驅(qū)動變壓器的設(shè)計(jì)與功率變壓器的設(shè)計(jì)非常類似。匝數(shù)比常常為1,功率損耗造成的溫升常?？梢院雎?。相應(yīng)的,設(shè)計(jì)由磁芯的選擇開始。門極驅(qū)動變壓器典型的磁芯形狀包括環(huán)形、RM形、P形或者類似的磁芯。磁芯材料是高磁導(dǎo)率鐵氧體,這樣可使激磁電感值最大來減小激磁電流。有經(jīng)驗(yàn)的設(shè)計(jì)者能根據(jù)經(jīng)驗(yàn)選擇磁芯,或者就像功率變壓器設(shè)計(jì)一樣根據(jù)面積乘積估算。一旦磁芯選好,原邊的匝數(shù)可以通過下式計(jì)算:這里VTR是原邊繞組的電壓,t是脈沖持續(xù)時(shí)間,ΔB是t時(shí)間內(nèi)的通量變化峰峰值,Ae是所選磁芯的等效截面積。首先要在分子中找到最大伏秒乘積。圖36給出了單端和雙端門極驅(qū)動變壓器歸一化的伏秒乘積,它是變換器占空比的函數(shù)。對一個(gè)交流耦合電路,最差情況是D=0.5;而直接耦合電路在最大占空比時(shí)達(dá)到伏秒最大值。有趣的是,交流耦合通過四個(gè)因素之一減小了最大穩(wěn)態(tài)伏秒乘積,因?yàn)樵谧畲笳伎毡葧r(shí)變壓器電壓會由于耦合電容電壓升高而成比例減小。在Np式中算出ΔB更困難。因?yàn)樗矐B(tài)工作時(shí)磁通會偏移。當(dāng)輸入電壓或者負(fù)載很快變化時(shí),占空比會隨著PWM控制器相應(yīng)改變。推出磁通偏移的精確數(shù)值結(jié)果特別困難。當(dāng)磁通偏移出現(xiàn)時(shí),它依賴于控制環(huán)響應(yīng)和耦合網(wǎng)絡(luò)的時(shí)間常