AC-DC變換技術培訓教程課件

第4章AC-DC變換技術§4.1單相半波整流§4.2全波整流§4.3三相整流§4.4AC-DC電路的網(wǎng)側(cè)（輸入）功率因數(shù)返回第4章AC-DC變換技術§4.1單相半波整流返回1將交流電源變換成直流電源的電路稱為AC-DC變換或整流電路。功率由電源傳向負載的變換被稱為整流，功率由負載傳回電源的變換被稱為“有源逆變”，整流電路按交流輸入相數(shù)大致可分為單相和多相整流；按導通角可控與否可分為可控和不可控整流；按電路形式可分為半波、全波與橋式整流等。對于需要改變直流輸出電壓的場合，可以采用相控整流方案，也可采用其它高性能的調(diào)節(jié)方案（如斬波或高頻調(diào)制技術）。將交流電源變換成直流電源的電路稱為AC-DC變換或整流電路。2§4.1單相半波整流電路1、單相半波整流單相半波整流電路是最簡單的整流電路。整流電路如圖4-1所示。利用整流管的單向?qū)щ娞匦裕诮涣麟娫吹淖饔孟?，周期性導通和截止，實現(xiàn)變換，將交流轉(zhuǎn)換成脈動直流。由于半波整流引起電流的畸變，電流中包含直流成分，會引起輸入電源變壓器飽和，因此在實際中采用較少。圖4-1單相半波不控整流電路（阻性負載）§4.1單相半波整流電路1、單相半波整流圖4-1單相半波不31）電阻負載忽略整流管的導通壓降和反向漏電流，在阻性負載下，電壓波形和電流波形完全一樣。則整流輸出電壓平均值為：輸出電流平均值為：由有效值定義，輸出電壓和電流有效值為：1）電阻負載42）R-L負載負載電路如圖4-2所示，根據(jù)電路理論，可以寫出電壓平衡方程這是一階微分方程，解此方程可得：圖4-3是R-L負載時的波形。從圖可以看出：由于，有負電壓產(chǎn)生，盡管輸入電壓已為負，二極管仍然導通，其正向?qū)ń谴笥?，二極管關斷時，電流為零。2）R-L負載5

圖4-2R-L負載圖4-3圖4-2各點波形圖4-2R-L負載圖4-3圖4-2各點波形6定義熄滅角為從二極管導通到電流為零時的角度，由：上式只能得出數(shù)字解，無法寫出解析表達式。二極管導通區(qū)間為電流平均值：電流有效值：負載吸收功率（有功功率）：定義熄滅角為從二極管導通到電流為零時的角度，由：73）R-C負載如圖4-4所示，在電路初始狀態(tài)，假定電容尚未充電，當電源電壓為正時，二極管導通，輸出電壓為電源電壓，電容充電到，從起，電容以指數(shù)規(guī)律向負載放電，這時電源電壓低于輸出電壓，二極管反向偏置，負載與電源隔離。當電源電壓再次為正時，由于電容已經(jīng)充電，只有當電源電壓大于電容電壓時，二極管才能導通，電源電壓低于輸出電壓時，二極管反向偏置，負載與電源隔離。周而復始，當二極管正向?qū)〞r，輸出電壓為電源電壓；當二極管截止時輸出電壓以指數(shù)規(guī)律放電。輸出波形圖如圖4-5所示。3）R-C負載8

圖4-4R-C負載圖4-5圖4-4波形圖4-4R-C負載圖4-5圖4-4波形9正弦波形的導數(shù)為，電容的放電曲線導數(shù)為在時，這兩個斜率應該相等，因此：整理得：在處，正弦波形的幅值與電容的放電曲線在該處的幅值相等：

上式只能得出數(shù)字解，無法寫出解析表達式。從公式可知，增大，增大，二極管導通時間減小，若輸出平均電流不變，二極管峰值電流必然增大，因此，增大導致大的二極管脈動電流增大。正弦波形的導數(shù)為，電容的放電10從圖可知，最大輸出電壓，在時刻，最小輸出電壓為，輸出電壓紋波：

在實際應用電路中，一般很大，顯然,把代入上式得輸出電壓紋波：將上式用臺勒級數(shù)展開，得：輸出電壓紋波與濾波電容大小成反比，C增大，可以減小輸出電壓紋波。

從圖可知，最大輸出電壓，在112、單相可控整流電路1）阻性負載將不控整流中的整流管換成晶閘管，該電路就變成了可控整流電路。純電阻負載的單相半波可控整流電路和波形如圖4-6所示，在電源正半周，晶閘管承受正向陽極電壓，處于正向阻斷狀態(tài)，假定時刻發(fā)出觸發(fā)脈沖，則在期間，晶閘管不導通，電源電壓全部加在晶閘管上，負載電阻上電壓為零，流過負載的電流也為零，在時刻觸發(fā)晶閘管，則晶閘管從正向阻斷狀態(tài)進入導通狀態(tài)，晶閘管一旦被觸發(fā)，門極失去控制作用，故觸發(fā)信號只需一個脈沖電壓即可。于是在期間，電源電壓全部加在負載上，電流流過。

圖4-6單相半波可控整流電路及波形（純阻負載）2、單相可控整流電路圖4-6單相半波可控整流電路及波形（純12AC-DC變換技術培訓教程13電流i0值為：在交流電壓正半周快結(jié)束時，晶閘管中的電流自然的下降到維持電流以下，晶閘管自動進入阻斷狀態(tài)，負載電流變?yōu)榱悖涣麟娫礊樨摃r，在負半周期間，晶閘管轉(zhuǎn)入反向阻斷狀態(tài)，電源電壓又全部加在晶閘管上，負載上電壓又為零。而后，電路重復上述過程。因此，在電源工作周期內(nèi)，負載上只是得到脈動直流電壓，其脈動頻率與電源頻率一樣，它的波形只在電源電壓正半周出現(xiàn)，故稱為單向半波可控整流電路。電流i0值為：14定義：從晶閘管本身承受正向電壓起到加上觸發(fā)脈沖這一角度稱為控制角（觸發(fā)角）。在阻性負載條件下，晶閘管導通角度為導通角，顯然有。當觸發(fā)角為α時，整流輸出電壓平均值為：上式說明關系是非線性的。從，則輸出電壓平均值從變到零。這意味著改變控制角就可以改變輸出電壓的平均值，達到可控整流的目的。不控整流是時的可控整流電路的一種特殊情況。定義：從晶閘管本身承受正向電壓起到加上觸發(fā)脈沖這一角度稱為控15由有效值定義，整流輸出電壓、電流的有效值為：

整流輸出電流有效值與其平均值之比為波形系數(shù)：從上一章中，我們知道，晶閘管的額定電流是指在額定結(jié)溫（25oC）下允許晶閘管通過電流波形為（工頻）正弦半波的最大電流平均值，因此必須注意流過晶閘管的電流波形，以防止其有效值超出定額。由有效值定義，整流輸出電壓、電流的有效值為：162）感性負載及續(xù)流二極管感性負載可以等效為電感L和電阻R串聯(lián)，整流電路帶感性負載時的半波可控整流電路及其波形如圖4-7所示。在時刻觸發(fā)晶閘管，電壓被加到感性負載上。由于電感存在，負載電流不能突變，所以電流從0開始上升，達到最大值后，然后開始下降，由于電感的感應電勢影響，盡管電源電壓已反向，但晶閘管仍然為正偏，繼續(xù)導通。所以在電源負半周的一段時間里，負載電流仍繼續(xù)流動，直到感應電動勢與電源電壓瞬時值相等為止。此時回路電壓為零，負載電流下降到零。為求出整流輸出電壓平均值，首先必須確定晶閘管的熄滅角（導電角）。2）感性負載及續(xù)流二極管17

圖4-7半波可控整流電路及其波形（感性負載）圖4-7半波可控整流電路及其波形（感性負載）18電壓平衡方程：解得由于時有則有當時有，則有所以電壓平衡方程：19上式表明同以及負載阻抗角有關，它是一個超越方程，無法給出代數(shù)解。現(xiàn)在討論幾種特殊情況下導電角與觸發(fā)角的關系：第一種情況：純電阻負載第二種情況：純電感負載顯然只有即上式表明同以及負載阻抗角有關，它是一個超越方20第三種情況：導電角的條件：將展開得：兩邊同除一得整理得當時，有即當時，；當時，

第三種情況：導電角的條件：21感性負載上平均電壓又，所以

即感性負載上的平均電壓就等于負載電阻上的平均電壓。在單相半波可控整流電路中，由于電感存在，整流輸出平均電壓變小，特別是在大電感負載下，輸出電壓接近于零,且負載電流不連續(xù)，為解決這個問題，只要在負載兩端并接一個續(xù)流二極管即可，晶閘管和續(xù)流二極管不可能同時導通。當電源電壓進入負半周時，感應電動勢使續(xù)流二極管導通續(xù)流，如忽略二極管壓降，感性負載上的電壓波形與阻性負載的情況沒有什么區(qū)別。當電感很大時，流過負載上的電流基本保持不變，這個電流在晶閘管導通時由晶閘管提供，晶閘管關斷后由續(xù)流二極管提供。返回返回221、不控整流全波整流電路有兩種形式，一種為單相全橋整流電路，如圖4-8所示；一種為帶中心抽頭的全波整流，如圖4-9所示。單相全橋整流電路中，整流二極管分兩組輪流導通，對角二極管同時導通，同時截止；帶中心抽頭的全波整流電路中，兩個二極管輪流導通。

§4.2全波整流圖4-8單相全橋整流電路圖4-9帶中心抽頭的全波整流電路1、不控整流§4.2全波整流圖4-8單相全橋整流電路圖231）R負載輸出直流電壓平均值：這兩個電路各點電流、電壓的波形如圖4-10所示。比較這兩電路可以發(fā)現(xiàn)：帶中心抽頭的全波整流電路需要帶中心抽頭的變壓器，橋式整流則不需要；帶中心抽頭的全波整流只需要兩個二極管，每半周期內(nèi)只有一個二極管導通，單相全橋整流需要4個二極管，每半周期內(nèi)有兩個二極管導通，因此帶中心抽頭的全波整流的導通損耗是單相全橋整流的一半。帶中心抽頭的全波整流電路中，二極管所承受的反向電壓是單相全橋整流電路中二極管承受電壓的兩倍。單相全橋整流帶中心抽頭的全波整流圖4-10各點電流、電壓的波形1）R負載單相全橋整流帶中心抽頭的全波整流圖4-10242）由于負載中有電感存在，流過二極管的電流發(fā)生畸變，電流滯后于電壓，當一對二極管導通時，另一對二極管中的上管起著續(xù)流二極管的作用，因此電流不會反向。輸出波形如圖4-11所示。圖4-11R-L負載時橋式整流電路輸出波形2）圖4-11R-L負載時橋式整流電路輸出波形25從圖4-11可以看出，電源電流is畸變嚴重，電源功率因數(shù)下降。輸出電壓是偶函數(shù)，利用傅立葉級數(shù)（FourierSeries）,輸出電壓可寫為：令則輸出直流電流和諧波電流可表示為：輸出電流：對于大電感負載，即足夠大，且，從圖4-11可以看出，電源電流is畸變嚴重，電源功率因數(shù)下降26也就是說，大電感負載使輸出電流的各次諧波減弱，幾乎等于零，輸入電源的電流為方波電流，輸出電流約為一直流：輸出電流有效值：由電源傳遞到負載的功率：

也就是說，大電感負載使輸出電流的各次諧波減弱，幾乎等于零，輸272、可控整流電路單相橋式可控整流如圖4-12所示。1）R負載當變壓器二次電壓為正半周時，在控制角為時刻，晶閘管和觸發(fā)導通，電流從a端經(jīng)、R和流回b端，當為零時，電流也為零，、截止。電壓為負半周時,在相應控制角時刻，晶閘管T2和T3觸發(fā)導通，電流從b端經(jīng)T2、R和T3流回a端，當u2為零時，電流也為零，晶閘管T2和T3截止。晶閘管承受最大的反向電壓為Um。顯然，在T1和T4導通時，T2和T3承受反向電壓而截止，T2和T3導通時，T1和T4承受反向電壓而截止。兩組觸發(fā)兩組觸發(fā)脈沖相位相差180o。

2、可控整流電路28圖4-12單相橋式可控整流電路及阻性負載時電流和電壓波形

圖4-12單相橋式可控整流電路及阻性負載時電流和電壓波形29由于屬于全波整流，因此其輸出平均電壓為半波整流的兩倍當時，相當于不控橋式整流；當時，輸出電壓為零，故晶閘管可控移相范圍為1800。負載電流平均值為：

由于屬于全波整流，因此其輸出平均電壓為半波整流的兩倍302）R-L負載單向橋式可控整流電路（電感性負載）如圖4-13所示,電路工作時，、和、均是同時被觸發(fā)，觸發(fā)脈沖互差1800。其工作工程可劃分為下述兩個階段。由于，電感電流連續(xù)，輸出電流則為一恒定值。①期間。在時刻，同時觸發(fā)T1和T2，則電源電壓就加在負載端，當u2過零變負時，因為電感上產(chǎn)生的感應電動勢使T1和T2仍然承受正向電壓而繼續(xù)導通，因此ud波形中出現(xiàn)負值部分,此時T3和T4雖然承受正向電壓，但都不導通。、2）R-L負載、31圖4-13單向橋式可控整流電路（電感性負載ωL>>R）及輸出波形負載電流斷續(xù)時整流電壓、電流波形電流斷續(xù)時、、的關系：越大，越小越大，越大圖4-13單向橋式可控整流電路（電感性負載ωL>>R）及輸出32②期間。當時刻，同時觸發(fā)T3和T4使其導通，T1和T2承受反向電壓而關斷。負載電流從T1和T2轉(zhuǎn)移到T3和T4，同樣因為電感上產(chǎn)生的感應電動勢使T3和T4并不在時結(jié)束導通，仍然承受正向電壓而繼續(xù)導通，直到T1和T2再次導通為止，即一直延續(xù)到時刻，以后繼續(xù)重復上述過程。電流連續(xù)時，輸出電壓平均值為：輸出電壓有效值為：由式可知，當時，輸出電壓為正，變流器工作與“整流方式”；當時，輸出電壓為負，變流器工作于“逆變方式”。②期間。當333、半控整流電路將圖4-13中T4和T2用整流二極管來代替，就形成了所謂單相半控橋式整流電路，如圖4-14所示。即用一個晶閘管控制一個支路的導通時刻，如果只是為了整流，這樣線路比全控橋式整流電路更加簡單。半控整流電路在電阻性負載時工作情況與全控電路是完全相同，兩者電路的區(qū)別只使用兩個二極管代替晶閘管。

圖4-14單相半控橋式整流電路及波形（Lω>>R，有續(xù)流二極管）3、半控整流電路圖4-14單相半控橋式整流電路及波形34當電源電壓在正半周期、控制角為時刻觸發(fā)晶閘管T1，則T1和D2導通。當電源電壓下降到零并變負時，由于電感作用，T1繼續(xù)導通，但此時a點電位比b點電位低，因此整流管D2導通截止，電流從D2轉(zhuǎn)移到D4，此時電流不再經(jīng)過變壓器繞組而由T1和D4起續(xù)流作用，在此階段，忽略元件的管壓降，輸出電壓為零，不象橋式全控電路那樣出現(xiàn)負值電壓。負半周期期間，晶閘管T3承受正向電壓，在相應控制角時刻觸發(fā)導通T3，T1受到反向電壓而強迫關斷。此時電流從晶閘管T3、負載、D4返回變壓器。當電源電壓過零并變正時，由于電感作用，T3繼續(xù)導通，但此時b點電位比a點電位低，因此整流管D2導通D4截止，電流從D4轉(zhuǎn)移到D2，此時電流不再經(jīng)過變壓器繞組而由D2和T3起續(xù)流作用，此時輸出電壓又等于零。它和電阻性負載時的電壓波形一致。由于大電感存在，輸出電流波形為一水平線。上述電路的工作特點是晶閘管在觸發(fā)時刻換相，整流管在電源電壓過零時自然換相。當電源電壓在正半周期、控制角為時刻觸發(fā)晶閘管T1，則T135在實際運行中，當突然把控制角增大到180O或突然把控制電路切斷時，會發(fā)生一個晶閘管一直導通、另兩個整流管輪流導通的異?，F(xiàn)象，例如當T1導通時切斷觸發(fā)電路，當u2變負時，由于電感作用，負載電流由T1和D4續(xù)流，當u2又為正時，因為T1已經(jīng)導通，所以電源又通過T1和D2向負載供電。此時輸出電壓的波形和單相半波不控整流輸出相同，為避免這種情況發(fā)生，在負載側(cè)并聯(lián)一個續(xù)流二極管，負載電流經(jīng)過續(xù)流二極管DR續(xù)流，而不再經(jīng)過T1和D4，這樣就可以使晶閘管恢復阻斷能力。其輸出電壓波形如圖4-14所示。輸出電壓平均值：輸出電壓有效值：將圖4-14中晶閘管和整流管上下對調(diào)，則形成了另一種形式的橋式半控整流電路。返回在實際運行中，當突然把控制角增大到180O或突然把控制電路切36§4.3三相整流電路三相整流與單相整流相比，具有輸出電壓高且脈動小，脈動頻率高，網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)高以及動態(tài)響應快等優(yōu)點。因此當負載容量大，或者要求直流電壓脈動小，易濾波等場合，一般采用對電網(wǎng)來說是平衡的三相整流裝置。三相全橋整流電路由六個二極管組成，其中共陽極三個二極管和共陰極三個二極管，如圖4-15所示。圖4-15三相全橋整流電路及波形§4.3三相整流電路三相整流與單相整流相比，具有輸出電壓高371、三相不控整流電路當共陽極某二極管承受的電壓為最高時，這個二極管導通，其余截止；當共陰極某二極管承受的電壓為最低時，這個二極管導通，其余截止。例如，如果uan電壓比其他兩相電壓高時，D1導通，則與負載upn端接通，此刻如果ubn電壓比其他兩相電壓低，則D6與負載端unn接通，負載上得到電壓為。

輸出平均電壓為：為兩相之間的線電壓。1、三相不控整流電路382、三相半波可控整流電路

三相半波可控整流電路如圖所示，整流變壓器的一次繞阻一般接成三角形，二次繞阻必須接成星型，三個晶閘管的陽極分別到三相電源，他們的陰極連接在一起，稱為共陰極接法，這種接法使用比較廣泛。1)R負載相電壓波形如圖4-16所示，在期間，u相電壓v比和w相都高。如果在時刻觸發(fā)晶閘管VT1使其導通，此時負載上得到u相相壓。在期間，v相電壓最高，在時刻觸發(fā)晶閘管VT2導通。此時VT1因承受反向電壓而關斷，負載上得到V相電壓，在時刻觸發(fā)晶閘管VT3導通，負載上得到w相電壓。圖4-17中輸出電壓是負載上電壓波型，在一個周期內(nèi)有三次脈動，三個觸發(fā)脈沖互差1200。

在三相電路中，通常規(guī)定為觸發(fā)角的起算點，即該處，各相觸發(fā)脈沖依次間隔1200。在一個周期內(nèi)，三相電源輪流向負載供電，負載電流是連續(xù)的。

2、三相半波可控整流電路39圖4-16三相半波可控整流電路及波形圖4-16三相半波可控整流電路及波形40顯然，、、是三個晶閘管能夠觸發(fā)的最早時刻。這個交點叫做自然換相點，這是因為如把晶閘管換成不可控的整流二極管，相電壓的交點就是二極管的自然換相點的緣故。從圖4-17可見，α=300是負載電流處于連續(xù)和斷續(xù)的臨界點。輸出電壓的平均值：①時，VT1在到范圍內(nèi)導通，故

②時，輸出電壓波形斷續(xù)，u相電壓減至零時VT1關斷：輸出電壓有效值:

顯然，、、是三個晶閘管能夠觸發(fā)的最早時刻。這個交41圖4-17三相半波可控整流電路及波形（ωL>>R）

圖4-17三相半波可控整流電路及波形（ωL>>R）

422）大電感負載在時刻觸發(fā)VT1,u相電壓加到負載上，VT1管通過負載電流iT1，一直持續(xù)到v相晶閘管VT2被觸發(fā)為止。在時刻，VT2導通，VT1立即被加上反向電壓（）而關斷，負載電流由VT2承擔，負載被施加v相電壓，直到VT3被觸發(fā)。在時刻觸發(fā)VT3，則VT2承受反向電壓(),負載電流也立刻轉(zhuǎn)移到VT3管,一直工作到VT1被觸發(fā)。電路及波形如圖4-17所示。

2）大電感負載43從上述分析可知：在負載電流連續(xù)情況下，每個晶閘管的導電角均為120度；在晶閘管支路不存在電感情況下，晶閘管之間的電流轉(zhuǎn)移是瞬間完成的。負載上出現(xiàn)的電壓波型是相電壓波形。未導通晶閘管承受的電壓是線電壓。整流輸出電壓的脈動頻率為3f。電感性負載時整流電流基本是平直的，盡管，仍能使各晶閘管導通1200，保證電流連續(xù)，ud可能出現(xiàn)負值。從上述分析可知：44若，則輸出電壓平均值為

輸出電壓有效值：

若，則輸出電壓平均值為453）電源變壓器T漏感影響前面討論中都忽略了電源變壓器漏感對晶閘管換相的影響；在分析電感性負載的可控整流電路過程時都假設晶閘管的換相是瞬時完成的，即認為欲停止導通的晶閘管其電流從突然下降到零，而剛開始導通的晶閘管電流從零瞬時上升到。眾所周知變壓器都有漏感，該漏感可用一個集中參數(shù)Lc表示，且其值是折算到變壓器二次側(cè)的，由于電感要阻止電流的變化，電感電流不能突變，因此電流換相必然要經(jīng)過一段時間，不能瞬時完成。考慮變壓器漏感的電路如圖4-19所示，現(xiàn)在分析漏感對換相的影響。3）電源變壓器T漏感影響464-19變壓器漏抗對可控整流電路電壓和電流波形的影響4-19變壓器漏抗對可控整流電路電壓和電流波形的影響47VT1導通，換相開始前，VT2、VT3不通。開始換相時，此時觸發(fā)VT2，因為每一相中都有電感，所以VT1管中的電流不能突然消失，VT2管中的電流也不能突然增加到Id，而需要一個逐漸變化的過程，也就是說，VT1管中的電流不能瞬間的轉(zhuǎn)移到VT2管中去，而需要一個換相過程，在換相過程中VT1管的電流逐漸變小，VT2管中的電流逐漸上升，即存在一個很短的兩個晶閘管同時導通的重疊期間，這就是通常所說的換相重疊問題。換相重疊期間，負載電流保持不變，有,對上式微分得：VT1導通，換相開始前，VT2、VT3不通。開始換相時，此時48忽略VT1和VT2管壓降，電路方程為：整理得因為在換相期間,而，這表明，換相重疊期間，換相回路有一個電位差,它在兩相漏抗回路中產(chǎn)生一環(huán)流，如圖4-19中虛線所示，它迫使VT1管中的電流下降，VT2管中電流上升，此時輸出電壓為：忽略VT1和VT2管壓降，電路方程為：49上式說明在換相重疊期間，加在負載上的電壓不是v相電壓，而是u和v兩相電壓的平均值，它與無的波形相比，少了一塊面積，因此輸出電壓的平均值就減少了，這是由于換相支路的漏感造成的，其平均電壓降可表示為：式中m為一個電壓周期內(nèi)換相次數(shù)，γ為換相重疊角,上式表示換相壓降平均值正比于負載電流Id和乘積。上式說明在換相重疊期間，加在負載上的電壓不是v相電壓，而是u50為了使獲得的換相重疊角γ具有普遍意義，把圖4-19的電壓坐標縱軸移到自然換相點，則相電源中相鄰兩相（和）電壓表示成余弦函數(shù)，即：兩邊積分得換相重疊角與漏抗和控制角的關系：

變壓器的漏抗與交流進線電抗器的作用一樣，能夠限制其短路電流，使電流變化比較緩和，但是，在漏抗引起的換相重疊期間，相間短路，致使相電壓波形出現(xiàn)一很深的缺口，造成電網(wǎng)波形崎變，因此實際的整流裝置入端加濾波器以消除這種畸變波形。另外漏抗使整流裝置的功率因素變壞，電壓脈動系數(shù)增加，輸出電壓調(diào)整率降低。

為了使獲得的換相重疊角γ具有普遍意義，把圖4-19的電壓坐標513、三相橋式全控整流電路三相橋式整流電路如圖所示，共陰極組在正半周導電，共陽極組在負半周導電，正負半周都有電流流過變壓器，因此變壓器使用率提高。顯然三相橋式全控整流輸出平均電壓是三相半波整流電路的兩倍，三相橋式晶閘管承受的最大反向電壓比三相半波電路中的晶閘管低一半。

圖4-20三相橋式整流電路3、三相橋式全控整流電路圖4-20三相橋式整流電路52=0時的波形如圖4-21所示，把一個周期分為六等份，每份60度。I階段：u相電位電壓最高，v相點位電壓最低，因而VT1和VT6觸發(fā)導通，變壓器u、v兩相工作，加在負載上的整流電壓為：Ⅱ階段：這時,u相電位仍然最高，VT1繼續(xù)導通，但w相電位最低，經(jīng)自然換相點后觸發(fā)w相VT2，電流從u相換到w相，VT6承受反向關斷，負載上的電壓為

第三Ⅲ階段：這是v相電位最高，VT3導通，電流從u相換到v相，VT2繼續(xù)導通，負載上電壓為。第四個弧度(Ⅳ階段)：VT3、VT4導通，v、u兩相工作，負載電壓為uvu

。同理，第Ⅴ段，VT4、VT5導通，w、u兩相工作，負載電壓uwu。在第Ⅵ段，VT5、VT6導通，w、v兩相工作，負載電壓uwv。六個晶閘管的導通順序是：6-1，1-2，4-3，3-4，4-5，5-6，6-1。圖4-21三相全橋整流波形及觸發(fā)脈沖=0時的波形如圖4-21所示，把一個周期分為六等份，每份53由上述工作過程可以看出：三相橋式全控整流電路在任何時間必須各有一個共陰極和共陽極晶閘管同時導通；三相橋式全控電路是兩組三相半波整流電路的串聯(lián)，因此共陰極組VT1、VT3、VT5依次導通，每個觸發(fā)脈沖的相位差1200；共陽極組VT4、VT6、VT2依次導通，每個觸發(fā)脈沖的相位差1200，因為同組晶閘管的觸發(fā)脈沖相位差1200，所以晶閘管最大導電角為1200。由于共陰極組在正半周觸發(fā)，共陽極組在負半周觸發(fā)，因此同一橋臂（接在同一相的兩個晶閘管）觸發(fā)脈沖的相位差為1800。每隔600就有一次換相，所以其整流輸出電壓脈動頻率是電源頻率的六倍。由上述工作過程可以看出：54為了保證在任何情況下共陰極組和共陽極組都有一個晶閘管導通，可以采用兩種辦法，一種被稱為寬脈沖觸發(fā)，使每個觸發(fā)脈沖的寬度大于600（必須小于1200），一般取800～1000；另一種被稱為雙窄脈沖觸發(fā)，即在觸發(fā)某一個晶閘管時，同時給前一個晶閘管補發(fā)一個脈沖，例如當要求導通VT1時，除了發(fā)出觸發(fā)的VT1脈沖外，同時發(fā)出觸發(fā)的VT6脈沖。實際應用中常采用雙窄脈沖觸發(fā)。圖4-21中，1～6為脈沖序號。為了保證在任何情況下共陰極組和共陽極組都有一個晶閘管導通，可55圖4-22α=30o、α=60o、α=90o時三相橋式全控整流電路輸出電壓波形（電感性負載）圖4-22α=30o、α=60o、α=90o時三相橋式全56當控制角時，每個晶閘管都是在自然換相角后移角開始換相，方法與相同。可以從角開始，把一個周期六等份，每一等份2π/6，在第一等份，VT1、VT6導通，器件雖然經(jīng)過共陽極組的自然換相點，w相電壓開始低于相v電壓，VT2開始承受正向電壓，但因未被觸發(fā)而由VT6繼續(xù)導電，工作π/6弧度后，VT2被觸發(fā)，迫使VT6關斷，進入第二等份，VT1、VT2導通，負載上的電壓由uuv變?yōu)閡uw，依此類推，得到一個周期六個脈動電壓：uuv，uuw，uvw，uvu，uwu，uvw。當控制角時，每個晶閘管都是在自然換相角后移角57現(xiàn)將交流電源的相電壓表示為：那么其線電壓可表示為：對于感性負載，每個晶閘管的導電角總是1200，因為一般負載電流是連續(xù)的，對于阻性負載，負載電流可以連續(xù)，也可以斷續(xù)。負載電流連續(xù)時輸出電壓平均值：電阻性負載時，整流只能在正半周進行，故：現(xiàn)將交流電源的相電壓表示為：584三相半控橋式整流電路

具有續(xù)流二極管的三相半控橋式整流電路如圖4-23所示。在情況下，可忽略負載電流的脈動，晶閘管的脈動互差120o。假定觸發(fā)角為,如圖4-24所示，因此在時刻觸發(fā)u相管T1導通，必然使w相整流管D1導通，因為此時w相電位最低，于是uuw出現(xiàn)在負載上，直到為止，此時，uuw=0，過后T1管加上反壓，續(xù)流二極管DR導通，負載電流轉(zhuǎn)到DR管。若無續(xù)流二極管，T1管導通時間要一直延續(xù)到v相T2管被觸發(fā)導通為止，因此，在期間，負載電流自動的通過T1和D2管續(xù)流。4三相半控橋式整流電路59圖4-23具有續(xù)流二極管的三相半控橋式整流電路圖4-23具有續(xù)流二極管的三相半控橋式整流電路60在時，v相T2管被觸發(fā)導通，同時u相D2整流管也導通，于是，uvu電壓加到負載上，同時續(xù)流二極管DR被加上反向電壓而關斷，直到為止，此時，。過后，T2管被加上反向電壓（

變負），續(xù)流二極管DR又導通，負載電流轉(zhuǎn)到DR管。同理，T3管在時刻導通，一直持續(xù)到，在這期間電壓加在負載上。由圖4-24可知，時，有續(xù)流二極管導通。當時，每一個晶閘管導通角均為120o，續(xù)流二極管DR就始終不導通。

在時，v相T2管被觸發(fā)導通，同時u相D2整流管也61圖4-24三相半控橋式整流電路各點波形（帶續(xù)流二極管，電感性負載）圖4-24三相半控橋式整流電路各點波形（帶續(xù)流二極管62輸出電壓平均值：輸出電壓有效值：返回輸出電壓平均值：返回63§4.4AC-DC電路輸入功率因數(shù)1、AC-DC相控整流電路網(wǎng)側(cè)（輸入）諧波電流以單相橋式整流電路為例,AC電源經(jīng)全波整流后，再接一個電容器濾波，得到直流電壓。輸入電壓Vi是正弦，但輸入整流脈動電壓僅在高于電容電壓的瞬間對電容充電，所以輸入交流電流i波形嚴重畸變，呈脈沖狀（在濾波電容C=1000uF，負載電阻R=100時，脈寬為4mS）。脈沖狀的輸入電流，含有大量諧波，一方面使諧波噪聲水平提高，同時AC—DC整流電路輸入端必需增加濾波器，成本高，體積、重量大。圖4-17給出了單相橋式整流電路的輸入電流諧波分析，如果把基波分量定為100%，則電流的三次諧波分量達77.5%,而五次諧波分量也達到50.3%，…；總的諧波電流分量有效值（或稱總諧波畸變TotalHarmonicDistortion，用THD表示，其表達式為）為95.6%，輸入端功率因數(shù)只有68.3%。。

§4.4AC-DC電路輸入功率因數(shù)1、AC-DC相控整流644-25整流電路及輸出電壓電流波形4-25整流電路及輸出電壓電流波形65圖4-26輸入電流諧波分析柱狀圖圖4-26輸入電流諧波分析柱狀圖66再看三相橋整流，其輸入相電流的波形如圖所示。電流為雙脈動形狀，失真嚴重。再看三相橋整流，其輸入相電流的波形如圖所示。電流為雙脈動形狀67在可控整流電路中，整流電源是依靠改變控制角來實現(xiàn)調(diào)壓或穩(wěn)壓，這種傳統(tǒng)的相控整流電路的網(wǎng)側(cè)電流絕大多數(shù)都是非正弦的（如圖4-27所示），若考慮到換相重疊時，即使是全波帶阻性負載的不可控整流電路，網(wǎng)側(cè)電流也有畸變，當不控整流輸出加濾波時，網(wǎng)側(cè)電流為斷續(xù)脈沖波，因此相控整流裝置相當于一個電流諧波發(fā)生器。由此可見，整流電路的大量應用，使電網(wǎng)輸出非正弦電流，網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)下降，對電網(wǎng)的諧波電流污染嚴重。在可控整流電路中，整流電源是依靠改變控制角來實現(xiàn)調(diào)壓或穩(wěn)壓，68圖4-27相控整流電路的網(wǎng)側(cè)電流波形圖4-27相控整流電路的網(wǎng)側(cè)電流波形69大量電流諧波分量倒流入電網(wǎng)（稱為HarmonicEmission），一方面造成對電網(wǎng)的諧波“污染”，增加了電網(wǎng)的無功損耗與線路壓降，這些諧波電流在傳輸線上流動將引起傳導和射頻干擾，干擾對它敏感的電子設備；另一方面產(chǎn)生“二次效應”，即失真電流流經(jīng)電源內(nèi)部和線路阻抗時，其諧波電流就會在電源內(nèi)阻和線路阻抗上產(chǎn)生電壓降，構(gòu)成諧波電壓,諧波電壓疊加在電源的基波電壓上就會引起電源電壓失真。近年來，由于諧波電流的存在使得電流波形失真，成為除相移因數(shù)外第二個使變流電路輸入端功率因數(shù)下降的主要原因。這樣負載上可以得到的實際功率減小，脈沖狀的輸入電流波形，有效值大而平均值小，所以電網(wǎng)輸入伏安數(shù)大，負載功率卻較小。例如用容量為1000kVA的發(fā)電機來帶動功率為10kW的電動機，如采用變流電路，由于其功率因數(shù)只有0.65左右，則該發(fā)電機最多能帶動的電動機數(shù)為65臺，但若使變流電路的功率因數(shù)提高到0.95，則該發(fā)電機所能帶動的電動機臺數(shù)至少為90臺。由此可見，提高功率因數(shù)能充分利用發(fā)電設備的容量。

大量電流諧波分量倒流入電網(wǎng)（稱為HarmonicEmiss702、提高AC-DC電路網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的主要方法為了減小變流電路輸入端諧波電流造成的噪聲和對電網(wǎng)產(chǎn)生的諧波“污染”，以保證電網(wǎng)供電質(zhì)量，提高電網(wǎng)的可靠性，同時也為了提高輸入端功率因數(shù)，必須限制電路的輸入端諧波電流分量?，F(xiàn)在，相應的國際標準已經(jīng)頒布實施，如IEC-555-2，EN60555-2等。一般規(guī)定各次諧波不得大于某極限值。提高變流電路輸入端功率因數(shù)和減小輸入電流諧波的主要方法有：1）這一方案是在變換器的輸入端加入有針對性的濾波器，即無功補償裝置。無源校正法的優(yōu)點在于其電路簡單，易于實現(xiàn)，而且其成本低、可靠性高、EMI小。但缺點是其功率因數(shù)校正效果有限（一般可提高到0.9左右），工作性能與頻率、負載變化及輸入電壓變化有關，電感和電容器之間有大的充放電電流，而且在低頻情況下，需要大容量的電感器和電容器，使變換器的體積、重量、性能價格比與有源功率因數(shù)校正法相比有明顯的不足。2、提高AC-DC電路網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的主要方法712）增加整流相數(shù)，使網(wǎng)側(cè)電流更加接近正弦。3）盡量設法讓整流裝置運行在比較小的狀況下。4）利用自關斷器件代替晶閘管（一般需要串入整流管），通過適當?shù)目刂撇呗裕缦缃强刂?、對稱角控制、脈寬調(diào)制（PWM）、正弦脈寬調(diào)制（SPWM）等來改善功率因數(shù)。

2）增加整流相數(shù)，使網(wǎng)側(cè)電流更加接近正弦。72（1）熄滅角控制這種方法就是讓開關器件在交流電源過零時開通，通過控制熄滅角β來達到改變整流輸出電壓的目的。從圖4-28可以看出，網(wǎng)側(cè)電流中的基波電流分量領先于電源電壓一個相角，從而補償了電網(wǎng)中的滯后無功分量。

4-28熄滅角控制電路圖及網(wǎng)側(cè)電流波形（1）熄滅角控制4-28熄滅角控制電路圖及網(wǎng)側(cè)電流波形73由于是全控橋電路，在電感性負載情況下，器件導通順序是：T1，T2導通，[0,]T1，T4導通，[，]T4，T3導通，[，]T3，T2導通，[，0]循環(huán)往復，電路重復上述過程，不斷進行下去。根據(jù)波形可以求出輸出電壓平均值和有效值：由于是全控橋電路，在電感性負載情況下，器件導通順序是：74（2）對稱角控制在相控整流電路中,輸入電流波形基波滯后輸入電壓；熄滅角控制，輸入電流波形基波超前輸入電壓，對稱角控制就是希望網(wǎng)側(cè)電流（輸入電流）基波與輸入電壓同相位。利用圖4-29可以實現(xiàn)對稱角控制。在對稱角控制中功率開關管導通角是以（k=1,3,5,…）為中心，因此T1在時開通，在時關斷；T3在時開通，在時關斷；持續(xù)不斷的循環(huán)下去，在負載上得到如圖4-29所示的電壓，網(wǎng)側(cè)電流亦如圖4-29所示。圖4-29對稱角控制式的波形4-30脈寬調(diào)制式的波形（PWM）（2）對稱角控制利用圖4-29可以實現(xiàn)對稱角控制。在對稱角控75(3)脈寬調(diào)制技術（PWM）上述兩種控制方法，每半周只有一個脈沖，將網(wǎng)側(cè)電流進行傅立葉分析，含有三次諧波，濾除三次諧波比較困難，采用脈寬調(diào)制技術，每一個半周由幾個到上千個脈沖（根據(jù)開關管的工作頻率不同而不同），通過選擇不同的脈沖個數(shù)，可以消除某些低次諧波，例如如果脈沖個數(shù)是3或3的整數(shù)倍，網(wǎng)次電流就不含3或3的整數(shù)倍次諧波。脈沖個數(shù)的增加會增加高次諧波的幅值，但高次諧波容易濾除。因此，利用脈寬調(diào)制技術，可以降低或消除網(wǎng)側(cè)電流的低次諧波，提高網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)。改變脈沖寬度可以改變輸出電壓的大小。

(3)脈寬調(diào)制技術（PWM）76每半周有三個脈沖的脈寬調(diào)制工作波形如圖4-30所示，其輸出電壓平均值為式中p為電源半周內(nèi)的脈沖個數(shù)；為第m個脈沖的導通起始角；為第m個脈沖的脈寬（用弧度表示）；若負載平均電流為Id，忽略其脈動，把網(wǎng)側(cè)電流進行諧波分析，由于網(wǎng)側(cè)電流是奇函數(shù)，所以其，即不含有偶次諧波和直流分量每半周有三個脈沖的脈寬調(diào)制工作波形如圖4-30所示，其輸出電77利用PWM所獲得脈沖寬度是等寬的，容易實現(xiàn)，但網(wǎng)側(cè)電流諧波含量仍然很大，利用SPWM調(diào)制所獲得的脈沖寬度是不等寬的，其寬度變化符合正弦函數(shù)的變換規(guī)律，網(wǎng)側(cè)電流的基波分量與電源電壓同相，位移因數(shù)等于1，明顯改善了網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)，同時還能使網(wǎng)側(cè)電流中的諧波得到有效的抑制或消除。利用PWM所獲得脈沖寬度是等寬的，容易實現(xiàn)，但網(wǎng)側(cè)電流諧波含78（4）有源功率因數(shù)校正器基本思想是，放棄傳統(tǒng)的相控整流方案，代之以高頻調(diào)制原理，通過適當?shù)目刂撇呗裕咕W(wǎng)側(cè)電流近似為正弦。這就是新一代整流電路（高功率因數(shù)變流器）所依據(jù)的工作原理。在不控整流器和負載之間接入一個DC－DC開關變換器，應用電流反饋技術，使輸入端電流i波形跟蹤交流輸入正弦電壓波形，可以使i接近正弦。在該方案中，由于輸入電流被校正成與輸入電壓同相位的正弦波，因而功率因數(shù)可以提高到近似為1.0，輸入端THD小于5%，而且具有穩(wěn)定的直流輸出電壓。有源功率因數(shù)控制器由集成電流控制器與乘法器組成。它的主要優(yōu)點是：可得較高的功率因數(shù)(0.97—0.99)，甚至接近1；可在較寬的輸入電壓范圍（如90—264VAC）和寬頻帶下工作；體積、重量?。惠敵鲭妷嚎杀３趾愣?。主要缺點是：電路復雜；成本高；EMI高；效率會有所降低。目前，這種功率因數(shù)控制器已開始廣泛應用于新型開關電源中。（4）有源功率因數(shù)校正器79圖4-31PFC原理框圖圖4-31PFC原理框圖80其基本思想為：將輸入交流電壓進行全橋整流。對得到的全波脈動電壓進行DC/DC變換。通過適當?shù)目刂剖沟幂斎腚娏髯詣痈S全波脈動電壓，輸入阻抗呈純阻性，從而實現(xiàn)功率因數(shù)為1。圖4-31為PFC原理框圖。變換器輸出電壓是常數(shù)，輸入電壓、電流都是正弦半波。從原理上講，圖中DC/DC變換器可以是Buck、Boost、Buck-Boost等變換器。但是，由于BOOST電路具有輸入電流可連續(xù)、輸入功率因數(shù)高并可直接控制電感電流以控制輸入電流等優(yōu)點，所以常常用作前級功率因數(shù)校正?？刂齐娐钒妷赫`差放大器及基準電壓，乘法器M，比較器CA和驅(qū)動電路等，負載可以是一個開關電源。其基本思想為：將輸入交流電壓進行全橋整流。對得到的全波脈動電81PFC的工作原理如下：主電路的輸出電壓VO取樣信號與基準電壓Vref輸入給電壓誤差放大器VA，整流后電壓取樣信號和的輸出電壓信號共同加到乘法器M的輸入端，乘法器M的輸出作為電流取樣的基準信號，與電流取樣信號經(jīng)比較器CA比較后，產(chǎn)生PWM信號，PWM信號經(jīng)驅(qū)動電路控制變換器開關的通斷，從而使輸入電流的波形與整流電壓的波形相位基本一致，使電流諧波大為減小，提高了輸入端功率因數(shù)，由于功率因數(shù)校正器同時保持輸出電壓恒定，使下一級開關電源的設計更為容易些。常用的控制AC-DC變換器實現(xiàn)PFC的方法基本上有三種，即電流峰值控制，電流滯環(huán)控制，以及平均電流控制。下面就控制方法的各自特點結(jié)合原理框圖敘述如下。

PFC的工作原理如下：主電路的輸出電壓VO取樣信號與基準電壓82峰值電流控制法 圖4-32為用峰值電流控制法實現(xiàn)Boost功率因數(shù)校正電路原理圖。電感電流被送入比較器。電流基準值由乘法器輸出供給。乘法器有兩個輸入，一個為輸出電壓取樣與基準電壓之間的誤差（經(jīng)過電壓誤差放大器）信號；另一個為輸入交流電壓整流后取樣信號，因此電流基準為（雙半波正弦電壓），所以電感電流的峰值包絡線跟蹤輸入電壓的波形，輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦。閉環(huán)系統(tǒng)由雙環(huán)組成，外環(huán)為電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)。電壓環(huán)由分壓器、電壓誤差放大器、乘法器、電流比較器組成。因此，在提高輸入端功率因數(shù)的同時，也能保持輸出電壓穩(wěn)定。峰值電流法存在的主要問題有以下幾個：（1）電感電流的峰值和平均電流之間的誤差在Boost功率因數(shù)校正器中是非常嚴重的問題，以致無法滿足THD很小的要求。當峰值電流按要求的正弦波電流變化時，平均電流卻不能作同樣的變化。峰值與平均值的誤差在小電流時變得非常嚴重，特別是當正弦波每半個周期過零時導致電感電流不連續(xù)時更是如此，這就需要大電感以減小電感電流斜率，但因此而產(chǎn)生的平坦的電感電流斜坡使系統(tǒng)的抗干擾性更差。（2）在占空比超過50%時不穩(wěn)定，會產(chǎn)生低次諧波振蕩。可在比較器輸入端加上一個與電感電流下斜坡相同斜率的補償斜坡來消除不穩(wěn)定性。在Boost高功率因數(shù)校正器中，電感電流下斜坡斜率隨經(jīng)整流的正弦波輸入電壓的變化而變化。提供足夠補償?shù)墓潭ㄐ逼略诖蟛糠謺r間內(nèi)會過補償，這將導致性能降低并增加干擾。（3）峰值對噪聲相當敏感。峰值電流控制法 83圖4-32峰值電流法控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理框圖圖4-32峰值電流法控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理84電流滯環(huán)控制法 圖4-33給出了用電流滯環(huán)控制法控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖。由圖可見，電流滯環(huán)控制法與峰值電流控制法的差別只是控制電路中比較器換成了滯環(huán)比較器。滯環(huán)比較器的特性，和繼電器特性一樣，有一個電流滯環(huán)帶，產(chǎn)生兩個基準電流：上限和下限值。當電感電流達基準下限值時，開關導通，電感電流上升，當電感電流達基準上限值時，開關關斷，電感電流下降。電流滯環(huán)寬度決定了電流紋波大小，它可以是固定值，也可以與瞬時平均電流成正比。電流滯環(huán)控制法對噪聲仍很敏感。 從其控制原理上來說，仍是雙環(huán)控制，內(nèi)環(huán)為電流調(diào)節(jié)環(huán)，提高了系統(tǒng)控制的快速性。外環(huán)為穩(wěn)定輸出電壓的閉環(huán)反饋，用來提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性和控制精度。給定的基準電壓與反饋電壓比較后，其輸出和電壓取樣值乘積作為電流調(diào)節(jié)環(huán)的基準值與輸入電流取樣值經(jīng)滯環(huán)比較器運算后，便形成了PWM脈沖驅(qū)動開關管的開通和關斷。電流滯環(huán)控制法85圖4-33滯環(huán)法控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖圖4-33滯環(huán)法控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖86平均電流控制法圖4-34給出一個用平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖。它的主要特點是增加了電流誤差放大器。平均電流控制法應用于功率因數(shù)調(diào)節(jié)，以輸入整流電壓和電壓誤差放大器輸出的乘積作為電感電流的基準，該電流基準和電感電流取樣信號送入誤差放大器，其輸出信號即平均電流誤差信號，平均電流誤差與鋸齒波斜坡比較后，給開關驅(qū)動信號，并決定了其應有的占空比，輸入電流平均值被迅速而精確地校正，使與輸入整流電壓同相位，并接近正弦波。放大后的由于電流環(huán)有較高的增益―帶寬，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于1%，容易實現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。平均電流控制的特點有：（1）平均電流非常精確地跟隨電流給定值。這在高功率因數(shù)校正器中尤其重要，這樣用一個很小的電感就可使諧波干擾小于3%。實際上，在小電流時電感電流由連續(xù)變?yōu)椴贿B續(xù)時，平均電流仍能很好地工作。這種變化對電壓外環(huán)沒有影響。（2）不需要斜坡補償，但在開關頻率處必須限制環(huán)路增益以獲得穩(wěn)定性。（3）抗干擾性非常好。對噪聲不敏感。（4）平均電流控制法可檢測和控制電路的任意支路電流。平均電流控制法87返回圖4-34平均電流法控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖

圖4-34平均電流法控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖返回圖4-34平均電流法控制的Boost功率因數(shù)校正器電路88練習題1單相半波可控整流電路的負載為感性負載：L=20mH，R=10，電源電壓為100V，頻率為50，分別求當時的負載電流平均值，并畫出輸出電壓和電流的波形。2請說明單相半波可控整流電路（負載為感性負載）當時，觸發(fā)角同阻抗角的關系。3說明單相全橋整流電路和帶中心抽頭的雙半波（全波）整流電路的差異及適用條件。4可控整流電路的輸出能否接濾波電容？為什么？5為什么相控整流電路的輸入電流的基波分量滯后與輸入電壓？6以三相半波全控整流電路（阻性負載）為例，畫出考慮變壓器漏感時整流電路輸出電壓，并分析原因。7三相橋式全控整流電路(如圖4-20所示)，六個晶閘管的導通順序是什么？8“電力公害”是什么？簡述改善措施。9功率因數(shù)（powerfactor）定義、意義。練習題89什么是諧波分析？11計算如圖所示波形的三次、五次、七次諧波的有效值。12高功率因數(shù)整流的基本原理。13在圖4-2單相半波不控整流電路中，負載為R和L串聯(lián)，輸入電壓為交流有效值220V，50HZ,L=30mH,R=10,計算輸入電流有效值和輸出功率，畫出輸入電壓和電流波形。題11圖什么是諧波分析？題11圖9014在上題（13題）負載兩端，反并聯(lián)續(xù)流二極管，輸入電壓為交流有效值220V，50HZ,L=30mH,R=1,計算輸入電流有效值和輸出功率，畫出輸入電壓和電流波形。15在圖4-4中，有效值220V，50HZ,C=10uF,R=100,計算負載上的電壓紋波、輸出的平均功率，畫出輸出電壓、流過二極管的電流波形。16填空1）選用晶閘管的額定電壓值應比實際工作時的最大電壓大＿＿倍，使其有一定的電壓裕量。2）選用晶閘管的額定電流時，根據(jù)實際最大電流計算后至少還要乘以＿＿＿＿。3）單相半波可控整流電路，當電感性負載接續(xù)流二極管時，控制角的移相范圍為＿＿。4）在反電動勢負載時，只有＿＿＿＿＿＿＿的瞬時值大于負載的反電動勢，整流橋路中的晶閘管才能隨受正壓而觸發(fā)導通。5）把晶閘管承受正壓起到觸發(fā)導通之間的電角度稱為＿＿＿＿＿＿＿。14在上題（13題）負載兩端，反并聯(lián)續(xù)流二極管，輸入電壓為916）觸發(fā)脈沖可采取寬脈沖觸發(fā)與雙窄脈沖沖觸發(fā)兩種方法，目前采用較多的是＿＿＿＿＿＿＿觸發(fā)方法。7）由于電路中共陰極與共陽極組換流點相隔60o，所以每隔60o有一次＿＿＿＿＿。8）在三相可控整流電路中，的地方（自然換相點）為相鄰線電壓的交點，它距對應線電壓波形的原點為＿＿＿＿＿＿＿。9）在三相半波可控整流電路中，電阻性負載，當控制角＿＿＿＿＿＿＿時，電流連續(xù)。10）三相橋式全控整流電路，電阻性負載，當控制角＿＿＿＿＿＿＿時，電流連續(xù)。11）三相橋式可控整流電路適宜在＿＿＿＿＿＿＿電壓而電流不太大的場合使用。11）考慮變壓器漏抗的可控整流電路中，如與不考慮漏坑的相比，則使輸出電壓平均值＿＿＿＿＿＿＿。17圖4-12中，計算當輸出電壓平均值為220V時，延遲角18在圖4-8中，負載（R-L負載，大電感）兩端并結(jié)反并聯(lián)二極管，分析工作過程，畫出輸出電壓和電流波形。6）觸發(fā)脈沖可采取寬脈沖觸發(fā)與雙窄脈沖沖觸發(fā)兩種方法，目前采92演講完畢，謝謝觀看！演講完畢，謝謝觀看！93第4章AC-DC變換技術§4.1單相半波整流§4.2全波整流§4.3三相整流§4.4AC-DC電路的網(wǎng)側(cè)（輸入）功率因數(shù)返回第4章AC-DC變換技術§4.1單相半波整流返回94將交流電源變換成直流電源的電路稱為AC-DC變換或整流電路。功率由電源傳向負載的變換被稱為整流，功率由負載傳回電源的變換被稱為“有源逆變”，整流電路按交流輸入相數(shù)大致可分為單相和多相整流；按導通角可控與否可分為可控和不可控整流；按電路形式可分為半波、全波與橋式整流等。對于需要改變直流輸出電壓的場合，可以采用相控整流方案，也可采用其它高性能的調(diào)節(jié)方案（如斬波或高頻調(diào)制技術）。將交流電源變換成直流電源的電路稱為AC-DC變換或整流電路。95§4.1單相半波整流電路1、單相半波整流單相半波整流電路是最簡單的整流電路。整流電路如圖4-1所示。利用整流管的單向?qū)щ娞匦?，在交流電源的作用下，周期性導通和截止，實現(xiàn)變換，將交流轉(zhuǎn)換成脈動直流。由于半波整流引起電流的畸變，電流中包含直流成分，會引起輸入電源變壓器飽和，因此在實際中采用較少。圖4-1單相半波不控整流電路（阻性負載）§4.1單相半波整流電路1、單相半波整流圖4-1單相半波不961）電阻負載忽略整流管的導通壓降和反向漏電流，在阻性負載下，電壓波形和電流波形完全一樣。則整流輸出電壓平均值為：輸出電流平均值為：由有效值定義，輸出電壓和電流有效值為：1）電阻負載972）R-L負載負載電路如圖4-2所示，根據(jù)電路理論，可以寫出電壓平衡方程這是一階微分方程，解此方程可得：圖4-3是R-L負載時的波形。從圖可以看出：由于，有負電壓產(chǎn)生，盡管輸入電壓已為負，二極管仍然導通，其正向?qū)ń谴笥?，二極管關斷時，電流為零。2）R-L負載98

圖4-2R-L負載圖4-3圖4-2各點波形圖4-2R-L負載圖4-3圖4-2各點波形99定義熄滅角為從二極管導通到電流為零時的角度，由：上式只能得出數(shù)字解，無法寫出解析表達式。二極管導通區(qū)間為電流平均值：電流有效值：負載吸收功率（有功功率）：定義熄滅角為從二極管導通到電流為零時的角度，由：1003）R-C負載如圖4-4所示，在電路初始狀態(tài)，假定電容尚未充電，當電源電壓為正時，二極管導通，輸出電壓為電源電壓，電容充電到，從起，電容以指數(shù)規(guī)律向負載放電，這時電源電壓低于輸出電壓，二極管反向偏置，負載與電源隔離。當電源電壓再次為正時，由于電容已經(jīng)充電，只有當電源電壓大于電容電壓時，二極管才能導通，電源電壓低于輸出電壓時，二極管反向偏置，負載與電源隔離。周而復始，當二極管正向?qū)〞r，輸出電壓為電源電壓；當二極管截止時輸出電壓以指數(shù)規(guī)律放電。輸出波形圖如圖4-5所示。3）R-C負載101

圖4-4R-C負載圖4-5圖4-4波形圖4-4R-C負載圖4-5圖4-4波形102正弦波形的導數(shù)為，電容的放電曲線導數(shù)為在時，這兩個斜率應該相等，因此：整理得：在處，正弦波形的幅值與電容的放電曲線在該處的幅值相等：

上式只能得出數(shù)字解，無法寫出解析表達式。從公式可知，增大，增大，二極管導通時間減小，若輸出平均電流不變，二極管峰值電流必然增大，因此，增大導致大的二極管脈動電流增大。正弦波形的導數(shù)為，電容的放電103從圖可知，最大輸出電壓，在時刻，最小輸出電壓為，輸出電壓紋波：

在實際應用電路中，一般很大，顯然,把代入上式得輸出電壓紋波：將上式用臺勒級數(shù)展開，得：輸出電壓紋波與濾波電容大小成反比，C增大，可以減小輸出電壓紋波。

從圖可知，最大輸出電壓，在1042、單相可控整流電路1）阻性負載將不控整流中的整流管換成晶閘管，該電路就變成了可控整流電路。純電阻負載的單相半波可控整流電路和波形如圖4-6所示，在電源正半周，晶閘管承受正向陽極電壓，處于正向阻斷狀態(tài)，假定時刻發(fā)出觸發(fā)脈沖，則在期間，晶閘管不導通，電源電壓全部加在晶閘管上，負載電阻上電壓為零，流過負載的電流也為零，在時刻觸發(fā)晶閘管，則晶閘管從正向阻斷狀態(tài)進入導通狀態(tài)，晶閘管一旦被觸發(fā)，門極失去控制作用，故觸發(fā)信號只需一個脈沖電壓即可。于是在期間，電源電壓全部加在負載上，電流流過。

圖4-6單相半波可控整流電路及波形（純阻負載）2、單相可控整流電路圖4-6單相半波可控整流電路及波形（純105AC-DC變換技術培訓教程106電流i0值為：在交流電壓正半周快結(jié)束時，晶閘管中的電流自然的下降到維持電流以下，晶閘管自動進入阻斷狀態(tài)，負載電流變?yōu)榱?，交流電源為負時，在負半周期間，晶閘管轉(zhuǎn)入反向阻斷狀態(tài)，電源電壓又全部加在晶閘管上，負載上電壓又為零。而后，電路重復上述過程。因此，在電源工作周期內(nèi)，負載上只是得到脈動直流電壓，其脈動頻率與電源頻率一樣，它的波形只在電源電壓正半周出現(xiàn)，故稱為單向半波可控整流電路。電流i0值為：107定義：從晶閘管本身承受正向電壓起到加上觸發(fā)脈沖這一角度稱為控制角（觸發(fā)角）。在阻性負載條件下，晶閘管導通角度為導通角，顯然有。當觸發(fā)角為α時，整流輸出電壓平均值為：上式說明關系是非線性的。從，則輸出電壓平均值從變到零。這意味著改變控制角就可以改變輸出電壓的平均值，達到可控整流的目的。不控整流是時的可控整流電路的一種特殊情況。定義：從晶閘管本身承受正向電壓起到加上觸發(fā)脈沖這一角度稱為控108由有效值定義，整流輸出電壓、電流的有效值為：

整流輸出電流有效值與其平均值之比為波形系數(shù)：從上一章中，我們知道，晶閘管的額定電流是指在額定結(jié)溫（25oC）下允許晶閘管通過電流波形為（工頻）正弦半波的最大電流平均值，因此必須注意流過晶閘管的電流波形，以防止其有效值超出定額。由有效值定義，整流輸出電壓、電流的有效值為：1092）感性負載及續(xù)流二極管感性負載可以等效為電感L和電阻R串聯(lián)，整流電路帶感性負載時的半波可控整流電路及其波形如圖4-7所示。在時刻觸發(fā)晶閘管，電壓被加到感性負載上。由于電感存在，負載電流不能突變，所以電流從0開始上升，達到最大值后，然后開始下降，由于電感的感應電勢影響，盡管電源電壓已反向，但晶閘管仍然為正偏，繼續(xù)導通。所以在電源負半周的一段時間里，負載電流仍繼續(xù)流動，直到感應電動勢與電源電壓瞬時值相等為止。此時回路電壓為零，負載電流下降到零。為求出整流輸出電壓平均值，首先必須確定晶閘管的熄滅角（導電角）。2）感性負載及續(xù)流二極管110

圖4-7半波可控整流電路及其波形（感性負載）圖4-7半波可控整流電路及其波形（感性負載）111電壓平衡方程：解得由于時有則有當時有，則有所以電壓平衡方程：112上式表明同以及負載阻抗角有關，它是一個超越方程，無法給出代數(shù)解?，F(xiàn)在討論幾種特殊情況下導電角與觸發(fā)角的關系：第一種情況：純電阻負載第二種情況：純電感負載顯然只有即上式表明同以及負載阻抗角有關，它是一個超越方113第三種情況：導電角的條件：將展開得：兩邊同除一得整理得當時，有即當時，；當時，

第三種情況：導電角的條件：114感性負載上平均電壓又，所以

即感性負載上的平均電壓就等于負載電阻上的平均電壓。在單相半波可控整流電路中，由于電感存在，整流輸出平均電壓變小，特別是在大電感負載下，輸出電壓接近于零,且負載電流不連續(xù)，為解決這個問題，只要在負載兩端并接一個續(xù)流二極管即可，晶閘管和續(xù)流二極管不可能同時導通。當電源電壓進入負半周時，感應電動勢使續(xù)流二極管導通續(xù)流，如忽略二極管壓降，感性負載上的電壓波形與阻性負載的情況沒有什么區(qū)別。當電感很大時，流過負載上的電流基本保持不變，這個電流在晶閘管導通時由晶閘管提供，晶閘管關斷后由續(xù)流二極管提供。返回返回1151、不控整流全波整流電路有兩種形式，一種為單相全橋整流電路，如圖4-8所示；一種為帶中心抽頭的全波整流，如圖4-9所示。單相全橋整流電路中，整流二極管分兩組輪流導通，對角二極管同時導通，同時截止；帶中心抽頭的全波整流電路中，兩個二極管輪流導通。

§4.2全波整流圖4-8單相全橋整流電路圖4-9帶中心抽頭的全波整流電路1、不控整流§4.2全波整流圖4-8單相全橋整流電路圖1161）R負載輸出直流電壓平均值：這兩個電路各點電流、電壓的波形如圖4-10所示。比較這兩電路可以發(fā)現(xiàn)：帶中心抽頭的全波整流電路需要帶中心抽頭的變壓器，橋式整流則不需要；帶中心抽頭的全波整流只需要兩個二極管，每半周期內(nèi)只有一個二極管導通，單相全橋整流需要4個二極管，每半周期內(nèi)有兩個二極管導通，因此帶中心抽頭的全波整流的導通損耗是單相全橋整流的一半。帶中心抽頭的全波整流電路中，二極管所承受的反向電壓是單相全橋整流電路中二極管承受電壓的兩倍。單相全橋整流帶中心抽頭的全波整流圖4-10各點電流、電壓的波形1）R負載單相全橋整流帶中心抽頭的全波整流圖4-101172）由于負載中有電感存在，流過二極管的電流發(fā)生畸變，電流滯后于電壓，當一對二極管導通時，另一對二極管中的上管起著續(xù)流二極管的作用，因此電流不會反向。輸出波形如圖4-11所示。圖4-11R-L負載時橋式整流電路輸出波形2）圖4-11R-L負載時橋式整流電路輸出波形118從圖4-11可以看出，電源電流is畸變嚴重，電源功率因數(shù)下降。輸出電壓是偶函數(shù)，利用傅立葉級數(shù)（FourierSeries）,輸出電壓可寫為：令則輸出直流電流和諧波電流可表示為：輸出電流：對于大電感負載，即足夠大，且，從圖4-11可以看出，電源電流is畸變嚴重，電源功率因數(shù)下降119也就是說，大電感負載使輸出電流的各次諧波減弱，幾乎等于零，輸入電源的電流為方波電流，輸出電流約為一直流：輸出電流有效值：由電源傳遞到負載的功率：

也就是說，大電感負載使輸出電流的各次諧波減弱，幾乎等于零，輸1202、可控整流電路單相橋式可控整流如圖4-12所示。1）R負載當變壓器二次電壓為正半周時，在控制角為時刻，晶閘管和觸發(fā)導通，電流從a端經(jīng)、R和流回b端，當為零時，電流也為零，、截止。電壓為負半周時,在相應控制角時刻，晶閘管T2和T3觸發(fā)導通，電流從b端經(jīng)T2、R和T3流回a端，當u2為零時，電流也為零，晶閘管T2和T3截止。晶閘管承受最大的反向電壓為Um。顯然，在T1和T4導通時，T2和T3承受反向電壓而截止，T2和T3導通時，T1和T4承受反向電壓而截止。兩組觸發(fā)兩組觸發(fā)脈沖相位相差180o。

2、可控整流電路121圖4-12單相橋式可控整流電路及阻性負載時電流和電壓波形

圖4-12單相橋式可控整流電路及阻性負載時電流和電壓波形122由于屬于全波整流，因此其輸出平均電壓為半波整流的兩倍當時，相當于不控橋式整流；當時，輸出電壓為零，故晶閘管可控移相范圍為1800。負載電流平均值為：

由于屬于全波整流，因此其輸出平均電壓為半波整流的兩倍1232）R-L負載單向橋式可控整流電路（電感性負載）如圖4-13所示,電路工作時，、和、均是同時被觸發(fā)，觸發(fā)脈沖互差1800。其工作工程可劃分為下述兩個階段。由于，電感電流連續(xù)，輸出電流則為一恒定值。①期間。在時刻，同時觸發(fā)T1和T2，則電源電壓就加在負載端，當u2過零變負時，因為電感上產(chǎn)生的感應電動勢使T1和T2仍然承受正向電壓而繼續(xù)導通，因此ud波形中出現(xiàn)負值部分,此時T3和T4雖然承受正向電壓，但都不導通。、2）R-L負載、124圖4-13單向橋式可控整流電路（電感性負載ωL>>R）及輸出波形負載電流斷續(xù)時整流電壓、電流波形電流斷續(xù)時、、的關系：越大，越小越大，越大圖4-13單向橋式可控整流電路（電感性負載ωL>>R）及輸出125②期間。當時刻，同時觸發(fā)T3和T4使其導通，T1和T2承受反向電壓而關斷。負載電流從T1和T2轉(zhuǎn)移到T3和T4，同樣因為電感上產(chǎn)生的感應電動勢使T3和T4并不在時結(jié)束導通，仍然承受正向電壓而繼續(xù)導通，直到T1和T2再次導通為止，即一直延續(xù)到時刻，以后繼續(xù)重復上述過程。電流連續(xù)時，輸出電壓平均值為：輸出電壓有效值為：由式可知，當時，輸出電壓為正，變流器工作與“整流方式”；當時，輸出電壓為負，變流器工作于“逆變方式”。②期間。當1263、半控整流電路將圖4-13中T4和T2用整流二極管來代替，就形成了所謂單相半控橋式整流電路，如圖4-14所示。即用一個晶閘管控制一個支路的導通時刻，如果只是為了整流，這樣線路比全控橋式整流電路更加簡單。半控整流電路在電阻性負載時工作情況與全控電路是完全相同，兩者電路的區(qū)別只使用兩個二極管代替晶閘管。

圖4-14單相半控橋式整流電路及波形（Lω>>R，有續(xù)流二極管）3、半控整流電路圖4-14單相半控橋式整流電路及波形127當電源電壓在正半周期、控制角為時刻觸發(fā)晶閘管T1，則T1和D2導通。當電源電壓下降到零并變負時，由于電感作用，T1繼續(xù)導通，但此時a點電位比b點電位低，因此整流管D2導通截止，電流從D2轉(zhuǎn)移到D4，此時電流不再經(jīng)過變壓器繞組而由T1和D4起續(xù)流作用，在此階段，忽略元件的管壓降，輸出電壓為零，不象橋式全控電路那樣出現(xiàn)負值電壓。負半周期期間，晶閘管T3承受正向電壓，在相應控制角時刻觸發(fā)導通T3，T1受到反向電壓而強迫關斷。此時電流從晶閘管T3、負載、D4返回變壓器。當電源電壓過零并變正時，由于電感作用，T3繼續(xù)導通，但此時b點電位比a點電位低，因此整流管D2導通D4截止，電流從D4轉(zhuǎn)移到D2，此時電流不再經(jīng)過變壓器繞組而由D2和T3起續(xù)流作用，此時輸出電壓又等于零。它和電阻性負載時的電壓波形一致。由于大電感存在，輸出電流波形為一水平線。上述電路的工作特點是晶閘管在觸發(fā)時刻換相，整流管在電源電壓過零時自然換相。當電源電壓在正半周期、控制角為時刻觸發(fā)晶閘管T1，則T1128在實際運行中，當突然把控制角增大到180O或突然把控制電路切斷時，會發(fā)生一個晶閘管一直導通、另兩個整流管輪流導通的異?，F(xiàn)象，例如當T1導通時切斷觸發(fā)電路，當u2變負時，由于電感作用，負載電流由T1和D4續(xù)流，當u2又為正時，因為T1已經(jīng)導通，所以電源又通過T1和D2向負載供電。此時輸出電壓的波形和單相半波不控整流輸出相同，為避免這種情況發(fā)生，在負載側(cè)并聯(lián)一個續(xù)流二極管，負載電流經(jīng)過續(xù)流二極管DR續(xù)流，而不再經(jīng)過T1和D4，這樣就可以使晶閘管恢復阻斷能力。其輸出電壓波形如圖4-14所示。輸出電壓平均值：輸出電壓有效值：將圖4-14中晶閘管和整流管上下對調(diào)，則形成了另一種形式