第二節(jié)調制與解調

歡迎一起進入無線電發(fā)射、接收基礎知識第二節(jié)無線電波的調制和解調

調制、信號、頻譜

無線電波調制的分類

無線電波解調的基本概念無線電波解調的分類一、調制、信號、頻譜發(fā)射無線電波的目的：傳遞信息（信號）。

但是我們要傳遞的信號不是等幅高頻振蕩電流，而是一些低頻信號（如：聲音信號頻率只有幾百至幾千赫茲，圖象信號頻率也不過上萬赫茲）。而這些低頻信號是不能用來直接發(fā)射的。如何將音頻信號等低頻信號遠距離傳輸呢？高頻率的無線電波在空間卻可傳播得很遠很遠。如果能將高頻信號作為運載工具，把音頻信號裝載在高頻信號上，就能把音頻信號通過空間傳向遠方了。一、調制、信號、頻譜低頻信號是不可能直接有效地輻射出去的。必須將要發(fā)送的低頻信號去控制高頻振蕩的某一個或幾個參數（振幅、頻率或相位），讓該參數隨低頻信號的變化規(guī)律而線形變化，然后再發(fā)射出去，這種控制過程就稱為調制。進行調制的裝置叫做調制器。在無線電技術里，把載運音頻信號（或其它低頻信號）的高頻無線電波稱為載波，載波實際起著運載低頻信號的運輸工具作用，它的頻率叫載頻或射頻。用來調制載波的音頻信號叫作調制信號或基帶信號。經過調制的載波信號稱為已調信號或帶通信號。

調制的基本概念

調制信號

載波信號

已調信號（基帶信號）調制信號已調信號(帶通信號)載波信號調制器載波振蕩器類比：(電磁波發(fā)射——汽車運貨)“貨物”——要傳送的聲音、圖象等訊號（調制信號）“汽車”——運載工具（載波信號）“裝上貨物”的過程——調制信號過程調制的目的：實現(xiàn)低頻信號搬移到高頻段信號載波信號（高頻信號）：（等幅）高頻正弦波振蕩信號調制信號（低頻信號）：需要傳輸的電信號語言圖像數據已調(波)信號（高頻信號）：經過調制后的高頻信號（原始信號）

在無線電電路中,我們要處理的無線電信號主要有三種:基帶信號、高頻載波信號和已調信號。所謂基帶信號,就是沒有進行調制之前的原始信號,也稱調制信號。1.時間特性

一個無線電信號,可以將它表示為電壓或電流的時間函數,通常用時域波形或數學表達式來描述。

例如一個正弦波載波信號可以表示為uc＝Umsin（ωt＋θ0）

無線電信號的時間特性就是信號隨時間變化快慢的特性。信號的時間特性要求傳輸該信號的電路的時間特性（如時間常數）與之相適應。

信號、頻譜（基帶信號）調制信號已調信號(帶通信號)載波信號調制器載波振蕩器2.頻譜特性對于較復雜的信號（如話音信號、圖像信號等）,用頻譜分析法表示較為方便。這是因為任何形式的信號都可以分解為許多不同頻率、不同幅度的正弦信號之和。UmtH頻率為F,振幅為H的方波脈沖信號F(t)＝+(sin2πFt＋sin6πFt+sin10πFt+···+sin2nπFt)312Hπ2H51n1式中，n為奇數。它只含有一、三、五、·····等奇次諧波分量。圖1信號分解

將上述方波展開為傅立葉級數H2所謂周期性函數的傅里葉分解就是將周期性函數展開成直流分量、基波和所有ｎ階諧波的迭加。

對于周期性信號,可以表示為許多離散的頻率分量（各分量間成諧頻關系）,例如方波的傅立葉級數展開;對于非周期性信號,可以用傅里葉變換的方法分解為正弦波,信號為各正弦波的總和。

頻譜特性包含幅頻特性和相頻特性兩部分,它們分別反映信號中各個頻率分量的振幅和相位的分布情況。頻譜分析的方法：將信號的數學表達式展開成正弦（或余弦）項之和的形式，即(2)以每一正弦（或余弦）項的頻率ωi或fi為橫坐標上的點，其幅度Ami為縱坐標上的點，畫出頻譜分布圖。UmtHF(t)＝+(sin2πFt＋sin6πFt+sin10πFt+···+sin2nπFt)312Hπ2H51n1我們仍以方波信號為例，畫出方波的頻譜圖方波的傅立葉級數展開為：

方波頻譜圖π2H3π2H5π2H7π2H2H任何信號都會占據一定的帶寬。從頻譜特性上看,帶寬就是信號能量主要部分（一般為90%以上）所占據的頻率范圍或頻帶寬度。不同的信號，其帶寬不同。比如，話音的頻率范圍大致為100Hz～6KHz，其主要能量集中在300Hz～3.4KHz。3.頻率特性任何信號都具有一定的頻率或波長。我們這里所講的頻率特性就是無線電信號的頻率或波長。電磁波輻射的波譜很寬,從10到10cm。

對頻率或波長進行分段，分別稱為頻段或波段。不同頻段信號的產生、放大和接收的方法不同，傳播的能力和方式也不同，因而它們的分析方法和應用范圍也不同。

7-2電磁波波譜宇宙射線射線X射線紫外線可見光紅外線微波毫米波厘米波分米波超短波短波中波長波無線電波超長波3103×710絲米波無線電波頻段劃分表

本課程涉及的波段可從中波到微波波段。調制的概念，無線通信為什么要進行調制？無線電電路中需要處理的三種信號是什么，它們之間有什么關系？信號的頻譜特性指什么，信號如何進行頻譜分析？畫出信號f(t)＝1+3cos（106πt+10°）＋4cos（2×106πt＋20°）＋0.8cos（3×106πt＋45°)+0.5cos(6×106πt＋30°)的幅頻頻譜圖和相頻頻譜圖。寫出振幅變化范圍為0.5～－0.5，頻率為500KHz方波的傅立葉級數展開式，并畫出此方波幅頻頻譜圖。作業(yè)：二、調制的分類

按調制的次數分類：用調制信號直接去調制高頻載波。：經過兩次調制過程，第一次用數字信號或模擬信號去調制第一個載波(稱為副載波）或在多路通信中用調制技術實現(xiàn)多路復用（頻分多路復用和時分多路復用）。第二次用已調副載波或多路復用信號再調制一個公共載波，以便進行無線電傳輸。第二次的調制稱為二次調制。一次調制雙重調制在電視廣播技術中，既要傳遞音頻信號又要傳遞視頻信號，音頻信號的頻率范圍是20Hz～20KHz，視頻信號的頻率范圍是0～6.0MHz，這兩個信號在頻譜上是重合的，如果混合到一起傳輸，在接收機中將無法恢復聲音信息和圖象信息。為了克服頻譜重疊，完成傳遞，使用兩個載波，一個是實際發(fā)射的載波，另一個是頻率為6.5MHz的第二載波，也就是副載波，并采用二次調制，成功地完成信息的傳遞工作。調制過程是這樣的，先讓音頻信號對6.5MHz的副載波調頻，這時音頻信號的頻譜就位于6.5MHz的地方，然后再和0～6.0MHz的視頻信號混合，一起對第一載波調幅，完成調制工作。電視的復合調制多普勒全向信標系統(tǒng)中的復合調制在全向信標系統(tǒng)中，也要傳遞兩個有用的信息，一個是基準相位的30Hz信號，另一個是可變相位的30Hz信號，而這兩個信號的頻率是完全相同的，這怎么傳送呢？我們可以先選出一個副載波，這就是9960Hz信號，讓可變相位的30Hz信號先對9960Hz副載波調頻，這時可變相位的30Hz信號的頻率被拉到了9960Hz的頻率上，然后和基準相位的30Hz信號一起迭加，再對全向信標的載波進行調幅，完成復合調制。指調制信號是離散的，而載波是連續(xù)波的調制方式。指調制信號和載波都是連續(xù)波的調制方式。

按調制信號的性質分類模擬調制：數字調制：

模擬調制按載波的形式分類正弦波調制(載波調制)脈沖調制(雙重調制)調幅（AM）調頻（FM）調相（PM）

模擬式脈沖調制數字式脈沖調制

普通調幅（AM）雙邊帶調幅（DSB-SC）單邊帶調幅（SSB-SC）脈幅調制（PAM）脈寬調制（PDM）脈位調制（PPM）脈頻調制（PFM）脈碼調制（PCM）增量調制（△M）載波是連續(xù)的正弦信號載波是離散的矩形脈沖序列角度調制

正弦波調制一個載波信號u(t)＝Umcos(ωt＋θ0)有三個參數：振幅Um、角頻率ω（ω=2πf）、相角θ，讓其中之一按照基帶信號規(guī)律變化，就是正弦波調制，并形成了三種調制方式。調幅（AM）：載波頻率和相角不變，使載波的幅度Um按調制信號線性變化的過程稱為調幅(AM)，被調制后的已調波稱為調幅波。調頻（FM）：載波的振幅不變，使載波的瞬時頻率f、ω按調制信號線性變化的過程稱為調頻(FM)，被調制后的已調波稱為調頻波。調相（PM）：載波的振幅不變，使載波的瞬時相位角θ按調制信號線性變化的過程稱為調相(PM)，被調制后的已調波稱為調相波。振幅調制

普通的調幅方式(AM)抑制載波的雙邊帶調制方式(DSB－SC)抑制載波的單邊帶調制方式(SSB-SC)

?振幅調制是由調制信號去控制載波的振幅，使之按調制信號的規(guī)律變化。嚴格地講，是使高頻振蕩的振幅與調制信號成線性關系，其它參數(頻率和相位)不變。

高頻振蕩的振幅載有信息的調制方式振幅調制三種方式:

普通調幅（AM）1、AM波數學表達式調制信號：載波信號：ωc＞＞Ω調幅波的振幅：根據調幅的定義：已調波的振幅隨調制信號線性變化Ka為比例系數，一般由調制電路確定，故又稱為調制靈敏度。調幅波表達式：調幅度：（調制度）用一單頻正弦波信號作為調制信號，其中uΩ為調制信號的瞬時幅度，UΩm為調制信號的振幅，Ω為調制信號的角頻率uc為載波的瞬時幅度，Ucm為載波振幅，ωc為載波角頻率。ΔUcm（t）為已調波振幅對載波振幅的增量函數，它與調制信號的瞬時幅度成正比，Ka稱調制靈敏度。是由調制電路決定的比例常數。ma表示載波振幅受調制信號控制的程度，它與調制信號振幅UΩm呈正比，調制信號振幅UΩm越大，ma就越大。調制信號載波信號的幅度控制載波信號調幅波的幅度已調信號(調幅波)上面的分析是在單一正弦信號作為調制信號的情況下進行的，而一般實際中傳送的調制信號并非單一頻率的信號，常為一個連續(xù)頻譜的限帶信號。若將分解為：則有

其中：

282、AM信號波形特征波形特征：(1)調幅波的振幅（包絡）變化規(guī)律與調制信號波形一致(2)調幅波頻率（即變化快慢）與載波頻率一致29波形特征：(3)調幅度ma反映了調幅的強弱程度一般ma值越大調幅越深：

已調波包絡注意：調制度ma的計算方法避免過調幅現(xiàn)象。例1.已知某調幅波的最大值為10V，最小值為6V，且調制信號為正弦波。求：（1）調幅度ma；（2）定性畫出調幅波的波形。應用例2：已知調制信號波形如下圖a所示，載波信號波形如圖b所示，畫出ma=1時的普通調幅波的波形。3、調幅波的頻譜頻譜分析的方法：將調幅（電壓）信號的數學表達式展開成余弦（或正弦）項之和的形式，即(2)以每一余弦（或正弦）項的頻率ωi或fi為橫坐標上的點，其幅度Ami為縱坐標上的點，畫出頻譜分布圖。33調幅波的頻譜特征

Ω調制信號ωc載波調幅波ωc

+Ω上邊頻ωc

-Ω下邊頻單頻調制的調幅波包含三個頻率分量，它是由三個高頻正弦波疊加而成結論：調幅的過程就是在頻譜上將低頻調制信號

搬移到高頻載波分量兩側的過程。調制信號頻譜、載波信號頻譜、已調波頻譜之間的關系。已調波頻譜的中心分量就是載波分量，它與調制信號無關，不含信息。而兩個邊頻分量ωc＋Ω及ωc－Ω則以載頻為中心對稱分布，兩個邊頻幅度相等并與調制信號幅度成正比。邊頻相對于載頻的位置僅取決于調制信號的頻率，這說明調制信號的幅度及頻率信息只含于邊頻分量中。35同樣含有三部分頻率成份限帶信號的調幅波頻譜（多頻調制）Ωmaxωcω限帶信號ω

c載波ω調幅波ωc-Ωmax

下邊頻帶ωc+Ωmax上邊頻帶ΩmaxΩmaxΩmax

由圖可見，已調波上邊帶的頻譜結構與原調制信號的頻譜結構相同，下邊帶是上邊帶的鏡像。所謂頻譜結構相同，是指各頻率分量的相對振幅及相對位置沒有變化。這就是說，AM調制是把調制信號的頻譜搬移到載頻兩側，在搬移過程中頻譜結構不變。這類調制方式屬于頻譜線性搬移的調制方式4.普通調幅波帶寬(B,Bandwidth)（1）調制信號為單一頻率（=2F）的正弦波，則

B=2Fmax即已調波頻譜所占頻帶寬度（2）實際上，調制信號是包含若干頻率分量復雜波(F=Fmin～Fmax)

-------多頻調制情況則

B=2F

調幅波的頻譜與帶寬調幅波所占頻帶帶寬為調制信號最高頻率的兩倍。信號帶寬是決定無線電臺頻率間隔的主要因素。例如：用30～15KHz的音頻信號去調制990KHz的載頻，它的上邊帶為990.03～1005KHz；它的下邊帶為989.97～975KHz。這個已調波的頻率范圍為975～1005KHz。已調波所占的頻帶寬度為1005KHz－975KHz=30KHz，廣播電臺發(fā)射的調幅波的頻帶寬度為音頻最高頻率的兩倍。在實際上，廣播電臺的頻帶寬度是沒有30KHz的。中波調幅廣播的頻率范圍為535～1605KHz。若按30KHz計算，僅能設臺（1605—535）／30≈36（座）。為了在有限的廣播頻率段中，既要防止臨近頻率電臺相互干擾，又要設置更多的電臺數目，只能壓縮每個電臺的頻帶寬度。國際上規(guī)定中波廣播的頻道間隔為9KHz。即每一電臺的頻帶寬度限制于9KHz之內。故音頻信號中的高音頻率被限制在4.5KHz以下。在收聽中波調幅廣播時，其高音成分感到欠缺。尤其是播送音樂節(jié)目時，更是明顯。這是調幅廣播的一大弱點。此外，調幅廣播的另一不足是抗干擾能力差。因為各種工業(yè)干擾和天電干擾也會以調幅的形式疊加在載波上，成為干擾和雜音，影響收聽效果。5、調幅波的功率計算方法：(設調幅波電壓加于負載電阻R上）①載波功率②每一邊頻平均功率③調制一周內調幅波的平均總功率此時表明:對單頻調制的調幅波，最大調制時（ma＝1）的功率為載波功率的1.5倍。其中邊頻功率是載波功率的1/2，即只占整個調幅波功率的1/3。而當ma＝50％時，POT＝8/9Pav。在普通的AM調制方式中，載頻與邊帶一起發(fā)送，不攜帶調制信號分量的載頻占去了2/3以上的功率，而帶有信息的邊頻功率不到總功率的1/3，功率浪費大，效率低。但仍廣泛地應用于傳統(tǒng)的無線電通信及無線電廣播中，其主要原因是設備簡單，特別是AM波解調簡單，便于接收，而且AM占用的頻帶窄。當

時，邊頻功率最大Pav＝1.5POTma＝1④在負載電阻RL上，一個載波周期內調幅波消耗的功率為

由此可見，調幅波的功率是調制信號的函數，是隨時間變化的。

⑤調幅波的最大瞬時功率和最小瞬時功率

Pmax限定了用于調制的功放管的額定輸出功率PH，要求PH≥Pmax例題3：某發(fā)射機輸出級在負載RL＝100Ω上的輸出信號為

求總的輸出功率Pav、載波功率POT和邊頻功率P邊頻

解：Ucm＝4Vma＝0.5

抑制載波的雙邊帶調幅（DSB/SC-AM）一、數學表達式、波形二、頻譜、帶寬三、功率在調制過程中，將載波抑制就形成了抑制載波雙邊帶信號，簡稱雙邊帶信號。1、DSB/SC-AM波數學表達式抑制載波后，雙邊帶信號可用載波與調制信號相乘得到DSB信號的包絡正比于調制信號的絕對值

(2)

DSB信號載波的相位反映了調制信號的極性，即在調制信號負半周時，已調波高頻與原載波反相。因此嚴格地說，DSB信號已非單純的振幅調制信號，而是既調幅又調相的信號。2、DSB/SC-AM波形特征(3)高頻振蕩的相位在uΩ(t)=0瞬間有180o突變。結論1：

DSB波的頻譜成份中抑制了載波分量3、DSB/SC-AM波頻譜特征結論2：下邊頻上邊頻調制信號載波48Ωmaxω限帶信號ω

c載波ω調幅波ωc-Ωmax

下邊頻帶ωc+Ωmax上邊頻帶ΩmaxΩmaxΩmax

4、DSB/SC-AM波帶寬即已調波頻譜所占頻帶寬度BDSB=2Ωmax

或BDSB=2Fmax在頻域上，DSB與普通調幅波AM，所占帶寬相同。結論3：5、DSB/SC-AM波功率比普通調幅波節(jié)省了發(fā)射功率，即不發(fā)射載波。調制信號載波上邊頻下邊頻結論4：全部功率為邊帶占有，發(fā)送的全部功率都載有消息，功率利用率高于AM波。在現(xiàn)代電子通信系統(tǒng)的設計中，為節(jié)約頻帶，提高系統(tǒng)的功率和帶寬效率，常采用單邊帶（SSB）調制系統(tǒng)抑制載波的單邊帶調幅波（SSB/SC-AM）單邊帶(SSB)信號是由雙邊帶(DSB)調幅信號中取出其中的任一個邊帶部分而成。一、數學表達式二、調幅波的頻譜三、調幅波的功率與普通AM波、DSB/SC-AM相比，SSB/SC-AM不同的地方。注意總結：

抑制載波的單邊帶調幅波（SSB/SC-AM）由DSB信號通過邊帶濾波器濾除一個邊帶1、數學表達式上邊帶信號下邊帶信號可得從上兩式看，單頻調制時的SSB信號仍是等幅波，但它與原載波電壓是不同的。SSB信號的振幅與調制信號的幅度成正比，它的頻率隨調制信號頻率的不同而不同，因此它含有消息特征。單邊帶信號的包絡與調制信號的包絡形狀相同。在單頻調制時，它們的包絡都是一常數。單頻調制的SSB信號波形單頻調制的SSB信號頻譜總結：SSB/SC-AM單邊帶調幅波的特點：1.比普通調幅波、抑制載波的雙邊帶調幅波，都要節(jié)省發(fā)射功率，即只發(fā)送一個邊帶的功率。2.在頻域上，所占帶寬僅為一個邊帶的寬度，節(jié)約了頻帶。3.但在電路實現(xiàn)上，單邊帶的產生和接收，比普通調幅波和DSB/SC-AM要復雜。SSB/SC－AM是短波通信中一種重要的調制方式指出下列電壓是什么已調波？寫出已調波電壓的表達式，并指出它們在單位電阻上消耗的平均功率Pav及頻譜寬度BW。綜合例：Ucm＝2VFC＝2MHzma＝0.1FΩ＝4KHz則Pav＝2.01w/ΩBWAM＝8KHz調制信號載波已調波調幅器小結：作業(yè)1、已知調制信號uΩ(t)=2cos(2π×500t)V，載波信號uc(t)=4cos(2π×105t)V，令比例常數Ka=1，試寫出調幅波表達式，求出調幅系數及頻帶寬度，畫出調幅波波形及頻譜圖。2、已知調幅波信號u0＝[1＋cos(2π×100t)]cos(2π×105t)V，試畫出它的波形和頻譜圖，求出頻帶寬度B。3、已知調制信號uΩ=[2cos(2π×2×103t)＋3cos(2π×300t)]V，載波信號uc＝5cos(2π×5×105t)V，令比例常數Ka＝1，試寫出調幅波表達式，求出頻帶帶寬B，畫出頻譜圖。4、已知調幅波表示式u(t)=[20+12cos(2π×500t)]cos(2π×106t)V,試求該調幅波的載波振幅Ucm、調制信號頻率F

、調幅系數ma和帶寬B的值。5、已知調幅波表示式試求出調幅系數及頻帶寬度，畫出調幅波波形和頻譜圖。6、已知調幅波表示式試畫出它的波形和頻譜圖，求出頻帶寬度。若已知RL＝1Ω，試求載波功率、邊頻功率、調幅波在調制信號一周期內平均總功率。

7、已知試畫出它的波形及頻譜圖

8、已知調幅波的頻譜圖和波形如圖P5.8(a)(b)所示，試分別寫出它們的表示式。9、試分別畫出下列電壓表示式的波形和頻譜圖，并說明它們各為何種信號。（令ωc＝9Ω）（1）u(t)＝[1+cos(Ωt)]cos(ωct)（2）u(t)＝cos(Ωt)cos(ωct)（3）u(t)＝cos[(Ω＋ωc)t]（4）u(t)＝cos(Ωt)＋cos(ωct)

10、已知調幅波電壓試畫出該調幅波的頻譜圖，求出其頻帶寬度。1、振幅調制電路的功能將輸入的調制信號和載波信號通過電路變換成高頻調幅信號輸出。2、功能的表示當載波為調制信號為時，三種振幅調制電路的功能可以用頻譜表示，如右圖所示。振幅調制電路調幅電路的類別1、分類：分低電平調幅和高電平調幅兩大類2、要求①低電平調幅是在低功率電平級進行振幅調制，輸出功率和效率不是主要指標。重點是提高調制的線性，減小不需要的頻率分量的產生和提高濾波性能。②高電平調幅是直接產生滿足發(fā)射機輸出功率要求的已調波。利用丙類或丁類高功放改變來實現(xiàn)調幅。其優(yōu)點是效率高。設計時必須兼顧輸出功率、效率和調制線性的要求。

高電平調制

將功放和調制合二為一，調制后的信號不需再放大就可直接發(fā)送出去。如許多廣播發(fā)射機都采用這種調制，這種調制主要用于形成AM信號。

低電平調制

將調制和功放分開，調制后的信號電平較低，還需經功率放大后達到一定的發(fā)射功率再發(fā)送出去。DSB、SSB以及調頻(FM)信號均采用這種方式。

對調制器的主要要求

調制效率高、調制線性范圍大、失真要小等。＋非線性器件帶通濾波器ucuΩuiu0uAM振幅調制電路的基本組成一般來說，振幅調制電路由輸入回路、非線性器件和帶通濾波器三部分組成。非線性器件：用來產生新的頻率。輸入回路：將載波信號uc和調制信號uΩ耦合到非線性器件上。帶通濾波器：取出調幅波的頻率成分，抑制不需要的頻率。無線電元件線性元件：非線性元件：時變參量元件：元件參數與通過元件的電流或施與其上的電壓無關。線性元件組成的電路叫做線性電路元件參數與通過它的電流或施于其上的電壓有關非線性電路必定含有一個或多個非線性器件（晶體管或場效應管等），而且所有的電子器件都工作在非線性狀態(tài)元件參數是按照一定規(guī)律隨時間變化的由時變參量元件組成的電路叫參變電路，有時也稱時變線性電路圖解法所謂圖解法，就是根據非線性元件的特性曲線和輸入信號波形，通過作圖直接求出電路中的電流和電壓波形。非線性電路分析方法---圖解法和解析法如果在一個線性電阻元件上加某一頻率的正弦電壓，那么在電阻中就會產生同一頻率的正弦電流。反之，給線性電阻通入某一頻率的正弦電流，則在電阻兩端就會得到同一頻率的正弦電壓。可以用圖解法表示。此時，線性電阻上的電壓和電流具有相同的波形與頻率。對于非線性電阻來說，情況就大不相同了。右圖（a）表示半導體二極管的伏安特性曲線。當某一頻率的正弦電壓v(t)＝Vmsinωt作用于該二極管時，根據圖中（b）所示v(t)的波形和圖（a）二極管伏安特性曲線即可用作圖的方法求出通過二極管的電流i(t)的波形，如圖(c)所示。顯然，它已不是正弦波形（但它仍然是一個周期性函數）。所以非線性元件上的電壓和電流的波形是不相同的。解析法就是借助于非線性元件特性曲線的數學表達式列出電路方程，從而解得電路中的電流和電壓。非線性器件的伏安特性，可用下面的非線性函數來表示：式中，u為加在非線性器件上的電壓。一般情況下，u=EQ+ui。其中EQ為靜態(tài)工作點，ui為輸入電壓。二極管和三極管的輸入特性是指數函數，場效應管的轉移特性是二次函數。我們可以根據對頻率變換的需求選擇不同的元器件。利用非線性器件進行頻率變換非線性器件的特點是流過的電流與加在其上的電壓之間的關系是非線性的，其特性曲線不是直線。如果將二極管電流i（t）用傅立葉級數展開，可以發(fā)現(xiàn)，它的頻譜中除包含電壓v（t）的頻率成分ω（即基波）外，還新產生了ω的各次諧波及直流成分。也就是說，半導體二極管具有頻率變換的能力。一般來說，非線性元件的輸出信號比輸入信號具有更為豐富的頻率成分。許多重要的無線電技術過程，正是利用非線性元件的這種頻率變換作用才得以實現(xiàn)的。我們可以通過對二極管的冪級數分析了解非線性電路進行頻率變換的原理。設二極管的伏安特性為，二極管的靜態(tài)工作點為U，則在該點附近的泰勒級數也叫冪級數的展開式為該式也可簡化為式中二極管的非線性函數的級數展開分析法3、低電平調幅電路一、單二極管開關狀態(tài)調幅電路（平方率調幅）

二極管的導通電阻

1、電路原理2、開關狀態(tài)當二極管在兩個不同頻率電壓下進行頻率變換時，其中一個電壓振幅足夠大，另一個電壓振幅較小，二極管的導通或截止將完全受大振幅電壓的控制，可以近似認為二極管處于理想開關狀態(tài)。二極管電路工作在大信號狀態(tài)下。所謂大信號，是指輸入的信號電壓振幅大與0.5V。uΩ為輸入信號或要處理的信號，uc為控制信號，其振幅Uc遠比uΩ的振幅UΩ大，即UC>>UΩ，且有Uc>0.5V。忽略輸出電壓u0對回路的反作用，這樣，加在二級管兩端的電壓為輸入電壓ui。ui＝uΩ＋uc由于二極管工作在大信號狀態(tài)，主要工作在截止區(qū)和導通區(qū)。因此可將二極管的伏安特性用折線近似。為什么說二極管處于理想開關狀態(tài)，并完全受大振幅電壓的控制這樣，二極管可等效為一個受控開關，控制電壓就是ui。由前已知，UC>>UΩ，而ui＝uΩ＋uc，可進一步認為二極管的通斷主要由uc控制。一般情況下，Vp較小，有UC>>Vp，可令VP＝0(也可在電路中加一固定偏置電壓E0，用以抵消VP，在這種情況下，ui＝E0+uΩ＋uc）當二極管兩端的電壓ui大于二極管導通電壓Vp時，二極管導通，流過二極管的電流iD與加在二極管兩端的電壓ui成正比；當二極管兩端電壓ui小于導通電壓Vp時，二極管截止，iD＝0.iD＝gDuiui≥VP0

ui＜VPiD＝gDuiuc≥00uc＜0＋二極管帶通濾波器ucuΩuiu0uAM非線性器件為二極管，它的輸出電壓可表示為二極管輸入電壓········直流項········載波頻率······調制信號基頻··上、下邊頻······載波二次諧波······調制信號基頻·····調制信號二次諧波其中產生調幅作用的是項，故稱為平方律調幅。經中心頻率為ωc，通頻帶略大于2Ω的帶通濾波器取出ωc、ωc±Ω的普通調幅波信號輸出。濾波后，輸出電壓為由上式可知：調幅度調幅度ma的大小由調制信號電壓振幅uΩ及調制器的特性曲線所決定，即由a1、a2所決定。3、結論：通常a2＜＜a1，因此用這種方法得到的調幅度是不大的，效率不高。二極管的導通電阻

二極管的線性時變電路分析方法uc＞＞uΩ，二極管工作在uc(t)狀態(tài)下S(ωct)＝＋1cosωct≥0

0

cosωct＜0rdS(ωct)uc(t)uc＋uΩ因此，s(ωct)是一個振幅等于1、重復頻率為的矩形波。ωc2π其傅里葉級數展開式為：其輸出電壓u0為：

二極管的輸出電壓中的頻率分量有:

(1)調制信號uΩ和控制信號uc的頻率分量Ω和ωc

(2)控制信號uc的頻率ωc的偶次諧波分量;

(3)由調制信號uΩ的頻率Ω與控制信號uc的奇次諧波分量的組合頻率分量(2n+1)ωc±Ω

，n=0，1，2，…。經中心頻率為ωc，通頻帶略大于2Ω的帶通濾波器取出的普通調幅波信號輸出。流過二極管電流中含有:直流、ωc、ωc±Ω、3ωc±Ω、5ωc±Ω、····和2ωc、4ωc、···

3、通過帶通濾波器選出調幅波輸出結論:單二極管開關狀態(tài)調幅電路只能實現(xiàn)普通調幅波(AM)811、電路特點圖中變壓器為理想變壓器:B1為1:1；B2為1:2B3為2:1載波信號

是大信號,調制信號是小信號，二極管D1、D2均工作于受uc(t)控制的開關狀態(tài)。二、二極管平衡調幅電路將兩個平方律調幅器對稱連接，就構成平衡調幅器。平衡調幅器的輸出電壓只有兩個上、下邊帶，沒有載波。亦即平衡調幅器的輸出是載波被抑制的雙邊帶。由于兩個二極管是相同的，可以假定它們的特性曲線能用同一個平方律公式來表示：式中求得輸出電壓為：結論：與單二極管電路相比，輸出中沒有載波分量，只有上下邊帶（ωc±Ω）與調制信號頻率Ω（可用濾波器濾掉）。亦即平衡調幅器的輸出是載波被抑制的雙邊帶（DSB-SC）。應該指出，在以上這些電路中，無形中都已假定所有的二極管的特性都相同，電路完全對稱。這樣，輸出中才能將載波完全抑制。事實上，電子器件的特性不可能完全相同，所用變壓器也難于做到完全對稱。這就會有載波漏到輸出中去，形成載漏。因此，電路中往往要加平衡裝置，以使載漏減至最小。從平衡調幅器獲得載波被抑制的雙邊帶后，再設法濾去一條邊帶，即可獲得單邊帶輸出。平衡調幅器是單邊帶技術中的基本電路。

(1)選用特性相同的二極管;用小電阻與二極管串接，使二極管等效正、反向電阻彼此接近，但串接電阻后會使電流減小，所以阻值不能太大，一般為幾十至上百歐姆。減少控制信號的泄漏的方法:

(2)變壓器中心抽頭要準確對稱，分布電容及漏感要對稱，這可以采用雙線并繞法繞制變壓器，并在中心抽頭處加平衡電阻。同時，還要注意兩線圈對地分布電容的對稱性。為了防止雜散電磁耦合影響對稱性，可采取屏蔽措施。

(3)為改善電路性能，應使二極管工作在理想開關狀態(tài)，且二極管的通斷只取決于控制電壓uc，而與輸入電壓uΩ無關。為此，要選擇開關特性好的二極管，如熱載流子二極管?？刂齐妷阂h大于輸入電壓，一般要大十倍以上。2、用時變分析法來分析流過二極管D1、D2的電流為根據變壓器B3的同名端及假設的次級電流的流向。由于i1和i2流過B3初級方向相反，所以電流i為由于i中包含Ω、ωc±Ω、3ωc±Ω

···等頻率成分，經中心頻率為ωc，帶寬略大于2Ω的帶通濾波器取出ωc±Ω的頻率成分電流在負載RL上建立雙邊帶調幅電壓輸出。所謂斬波調幅，就是將要傳送的調制信號uΩ(t)通過一個受載波頻率ωc控制的開關電路（斬波電路），已使它的輸出波形被“斬”成周期為的脈沖，因而包含ωc±Ω及各種諧波分量等，再通過中心頻率為ωc的帶通濾波器，取出所需要的調幅波輸出，即實現(xiàn)了調幅。ωc2π斬波后的電壓u0(t)＝uΩ(t)K(ωct)為一系列振幅按照uΩ(t)規(guī)律變化的矩形脈沖波。通過帶通濾波器，變成雙邊帶輸出。三、斬波調幅開關函數K(ωct)對音頻信號uΩ(t)進行斬波K(ωct)是一個振幅等于1、重復頻率為ωc/2π

的矩形波。rdK(ωct)uc(t)uΩ(t)u0(t)二極管環(huán)形電路基本電路平衡二極管電路ab1、在uc(t)的正半周，D1和D2導通，D3和D4截止。D1和D2的開關函數為在無帶通濾波器的條件下，流過負載的總電流：2、在uc(t)的負半周，D1和D2截止，D3和D4導通。而D3和D4的開關函數為：在無帶通濾波器的條件下，流過負載的總電流：1:22:1則3、負載RL中的電流開關函數K′(ωct)為上、下對稱的方波，峰－峰值等于2。結論:①二極管環(huán)形調幅電路能實現(xiàn)平衡調幅(DSB)②與雙二極管調幅電路相比輸出信號的頻譜少了Ω的成份，即沒有了低頻分量，且高頻分量的幅度提高了一倍。4、通過帶通濾波器取出雙邊帶調幅波流過負載的總電流中含有等頻率分量。經過中心頻率為，通帶略大于的帶通濾波器，則在上只取的雙邊帶調幅電壓。平衡電路的又一種形式，稱為二極管橋式電路，也是一種斬波電路，二極管的通斷完全由v1(t)控制，既當va>vb時，四個二極管導通，AB兩點短路使輸出電壓v(t)等于0；當va<vb時，四個二極管截止，使v(t)=vΩ(t)，亦即實現(xiàn)了調幅。由于二極管結成了橋型，若二極管特性完全一致，A、B端無v1(t)泄漏。AB四、模擬乘法器調幅電路模擬乘法器模擬乘法器是有兩個輸入端對(即X和Y輸入端對)和一個輸出端對的非線性有源器件。②模擬乘法器符號①模擬乘法器是完成兩個模擬信號（電壓或電流）相乘作用的電子器件。③模擬乘法的傳輸特性方程為式中，K乘法器的增益系數，單位為1/V。④分類根據輸入信號的極性可分為：一象限模擬乘法器二象限模擬乘法器⑤常用于頻率變換的模擬乘法器的型號國內同類產品：CB1595CB1596BG314…….國外同類產品：MC1496MC1596MC1495MC1496LM1496LM1596……..AD834（寬帶）、AD630（多功能）、AD734（高精度）…….四象限模擬乘法器

雙差分對管振幅調制電路它由兩個單差分對管電路T1、T2、T5和T3、T4、T6組合而成。輸入信號u1加在兩個單差分對管的輸入端，控制信號u2加在T5和T6的輸入端。T5和T6也是一對差分放大器，受u2控制，作為T1和T2、T3和T4這兩對放大器的電流源。為T1和T2、T3和T4提供射極電流。u0＝Ku1u2作業(yè)1、理想模擬相乘器的增益系數AM=0.1V-1，若uX、uY

分別輸入下列各信號，試寫出輸出電壓表示式并說明輸出電壓的特點。(1)uX=uY=3cos(2π×106t)V；(2)uX=2cos(2π×106t)V，uY=cos(2π×1.465×106t)V；(3)uX=3cos(2π×106t)V，uY=2cos(2π×103t)V；(4)uX=3cos(2π×106t)V，uY=[4+2cos(2π×103t)]V2、普通調幅波電路組成模型如圖P5.12所示，試寫出

表示式、說明調幅的基本原理。3、二極管構成的電路如圖P5.16所示，圖中兩二極管的特性一致，已知u1＝U1mcos(ω1t)，u2＝U2mcos(ω2t),u2為小信號，U1m≥U2m，并使二極管工作在受u1控制的開關狀態(tài)，試分析其輸出電流中的頻譜成分，說明電路是否具有相乘功能？，，，4、二極管環(huán)形相乘器接線如圖P5.15所示，L端口接大信號u1＝U1mcos(ω1t)，使四只二極管工作在開關狀態(tài)，R端口接小信號，u2＝U2mcos(ω2t)，且U1m>>U2m，試寫出流過負載RL中電流i的表示式。5、已知調幅信號uΩ(t)=3cos(2π×3.4×103t)＋1.5cos(2π×300t)V，載波信號uc(t)=6cos(2π×5×106t)V，相乘器的增益系數AM=0.1V-1，試畫出輸出調幅波的頻譜圖。6、二極管環(huán)形調幅電路如圖P5.20所示，載波信號uc=Ucmcos(ωct)，調制信號uΩ=UΩmcos(Ωt)，Ucm>>Um，uc為大信號并使四個二極管工作在開關狀態(tài)，略去負載的反作用，試寫出輸出電流

的表示式。7、圖5.3.5所示電路中，已知

，fc1＝100KHz

，fc2＝2MHz，fc3＝26MHz，調制信號

的頻率范圍為0.1～3

kHz，試畫圖說明其頻譜搬移過程。正弦波調制(載波調制)脈沖調制(二次調制)調幅（AM）調頻（FM）調相（PM）

模擬式脈沖調制數字式脈沖調制

普通調幅（AM）雙邊帶調幅（DSB-SC）單邊帶調幅（SSB-SC）脈幅調制（PAM）脈寬調制（PDM）脈位調制（PPM）脈頻調制（PFM）脈碼調制（PCM）增量調制（△M）載波是連續(xù)的正弦信號載波是離散的矩形脈沖序列角度調制(調角)無論是調頻或調相，都會使載波的相角發(fā)生變化，因此調頻和調相統(tǒng)稱為角度調制，簡稱調角，屬于頻譜的非線性變換。和振幅調制相比，角度調制的主要優(yōu)點是抗干擾能力強。因為干擾主要是影響載波的幅度，對載波的頻率幾乎沒有影響。因此在接收機中用限幅器很容易將干擾消除掉。

角度調制在調頻或調相制中，載波的瞬時頻率或瞬時相位受調制信號的控制，作周期性的變化，變化的大小與調制信號的強度成線性關系，變化的周期由調制信號的頻率所決定。但已調波的振幅則保持不變，為等幅波，不受調制信號的影響。調頻主要應用于調頻廣播、廣播電視、通信及遙測等，調相主要應用于數字通信系統(tǒng)中的移相鍵控。在調頻廣播中規(guī)定最高頻偏為75KHz，每個電臺所占頻帶寬寬為200KHz（帶寬＝（頻偏+音頻）×2，單聲道為180KHz，立體聲為198KHz）。比調幅廣播的二十倍還多。因而在調頻廣播中，可將音頻信號的高音頻率擴大至15KHz。所以調頻電臺的節(jié)目聽起來要比調幅廣播高音豐富、清晰、逼真。特別是在聆聽立體聲高保真音樂節(jié)目時，更是調幅廣播無法比擬的。中波與短波是不適合用作調頻廣播的，必須移至超短波的頻率范圍。我國使用的調頻廣播頻率范圍為88～108MHz。調頻與調相所得到的已調波及方程式是非常相似的。因為當頻率有所變動時，相位必然跟著變動；反之，當相位有所變動時，頻率也必然隨著變動。因此，調頻波和調相波的基本性質有許多相同的地方。調頻波數學表達式、頻偏及相偏波形調相波數學表達式、頻偏及相偏波形調角波的頻譜與帶寬單頻調制時調頻波與調相波的比較調角波的基本性質

瞬時頻率和瞬時相位所謂頻率，就是簡諧振蕩每秒鐘重復的次數。觀察下圖所示波形，其波形的疏密是變化的，最密集處頻率最高，最稀疏處頻率最低。每一瞬間的頻率是各不相同的。畫出它的瞬時頻率變化規(guī)律。每一瞬間的頻率即瞬時頻率，瞬時頻率與瞬時相位有什么關系呢？為此，我們來研究表示簡諧振蕩的旋轉矢量圖。圖中矢量長度為Um（最大振幅值），圍繞原點O反時針方向旋轉，角速度為ω(t)。t＝0時，矢量與實軸之間的夾角即初相位為θ0，時間為t時，該夾角為θ(t)。矢量在實軸上的投影為u(t)＝Umcosθ(t)其瞬時相角θ(t)等于矢量在t時間內轉過的角度與初始相角θ0之和。當矢量以角速度ωc均速旋轉時，ω(t)＝ωc其瞬時相角θ(t)θ(t)＝ωct＋θ0

在實軸上的投影為u(t)u(t)＝UmCOS(ωct＋θ0)θ0t＝t實軸t＝0OUmω（t）θ(t)Umu(t)θ0t＝t實軸t＝0OUmω（t）θ(t)當ω(t)不等速運動時，其瞬時相角θ(t)式中，積分是矢量從0到t時間間隔內所轉過的角度。將上式兩邊微分，得

瞬時頻率（即旋轉矢量的瞬時角速度）ω(t)等于瞬時相位θ(t)對時間的變化率。

載波電壓

調制電壓根據定義，調頻時調頻波的瞬時頻率ω(t)隨uΩ(t)成線性變化。則調頻信號的瞬時角頻率

則調頻信號的瞬時相位

設初相角

1、調頻信號的參數與波形角度調制信號分析ω(t)=ωc+Δω(t)=ωc+kfuΩ(t)=ωc+Δωm

cosΩt

調頻信號的基本參數可得FM波的表示式為：

1）Δωm=kfUΩ

---相對于載頻的最大角頻偏(峰值角頻偏)

。

?kf為調頻靈敏度，單位調制電壓產生的頻率偏移量。

?Δfm=Δωm/2π稱為最大頻偏。

?瞬時頻率變化范圍為：

fc－Δfm～fc+Δfm

?瞬時頻率的最大變化值為：

2Δfm=kfUΩ/π2）mf=Δωm/Ω=Δfm/F

----調頻波的調頻指數。?mf是調頻波與未調載波的最大相位差Δθm；?mf與UΩ成正比（因此也稱為調制深度），與Ω成反比。Jn(mf)是宗數為mf的n階第一類貝塞爾函數,它可以用無窮級數進行計算:2、調頻波的頻譜（1）調頻波的展開式Jn(mf)=J-n(mf),n為偶數Jn(mf)=-J-n(mf),n為奇數第一類貝塞爾函數曲線對稱地分布在載頻兩邊，其幅度決定于調制指數

。調頻波是由載波與無數邊頻組成，這些邊頻（2）調頻波的特點：載頻分量上、下各有無數個邊頻分量，它們與載頻分量相隔都是調制頻率的整數倍。載頻分量與各次邊頻分量的振幅由對應的各階貝賽爾函數值所確定。奇數次的上、下邊頻分量相位相反。調制指數mf越大，具有較大振幅的邊頻分量就越多。這與調幅波不同，在簡諧信號調幅情況下，邊頻數目與調制指數ma無關。根據貝賽爾函數曲線，對于某些mf值，載頻或某邊頻振幅為零?？梢岳眠@一現(xiàn)象測定調制指數mf。載頻第一對邊頻第二對邊頻第三對邊頻單頻調制時FM波的振幅譜雖然調頻波的邊頻分量有無數多個，但是對于任一給定的mf值，高到一定次數的邊頻分量其振幅已經小到可以忽略，以至濾除這些邊頻分量對調頻波形不會產生顯著的影響。因此調頻信號的頻帶寬度實際上可以認為是有限的。通常采用的準則是，信號的頻帶寬度應包括振幅值大于未調載波振幅1%以上的邊頻分量，即

|Jn(mf)|≥0.01當mf>>1時，即Δfm>>F,為寬帶調頻，此時帶寬為

Bs=2nF=2mfF=2Δfm

當mf很小時，如mf<0.5，為窄帶調頻，此時

Bs=2F3、調頻波的信號帶寬這就是廣泛應用的調頻波的帶寬公式，又稱為卡森公式。它對應于最高邊頻分量幅度大于未調載波的10％和調頻信號功率的98％左右。此式在mf>>1和mf<1的兩種極端情況下，可化為寬帶調頻和窄帶調頻公式。通常調頻廣播中規(guī)定的峰值頻偏Δfm為75KHz，最高調制頻率F為15KHz，故mf＝5，由上式可計算出FM信號的頻帶寬帶為180KHz。更準確的調頻波帶寬計算公式為：

對于一般情況，帶寬為：

調頻信號uFM(t)在電阻RL上消耗的平均功率為由于余弦項的正交性,總和的均方值等于各項均方值的總和,4、調頻波的功率根據貝塞爾函數具有特性，因此有此結果表明，調頻波的平均功率與未調載波平均功率相等。當mf由零增加時，已調制的載波功率下降，而分散給其它邊頻分量。也就是說調制的過程只是進行功率的重新分配，而總功率不變。調頻器可以理解為一個功率分配器，它將載波功率分配給每個邊頻分量，而分配的原則與調頻指數mf有關。

調相波是其瞬時相位以未調載波相位φc為中心按調制信號規(guī)律變化的等幅高頻振蕩。如果

則其瞬時相位為從而得到調相信號為

5、調頻波與調相波的比較（1）調相波調相波的瞬時頻率為調相波Δfm、mp與F的關系

調相波波形

至于PM波的頻譜及帶寬，其分析方法與FM相同。調相信號帶寬為

Bs=2(mp+1)F調頻與調相的關系

角度調制是非線性調制,在單頻調制時會出現(xiàn)（ωc±nΩ）分量,在多頻調制時還會出現(xiàn)交叉調制（ωc±nΩ1±kΩ2+…）分量。調頻的頻譜結構與mf密切相關。mf大,頻帶寬。與AM制相比,角調方式的設備利用率高,因其平均功率與最大功率一樣。

（2）調頻波與調相波的比較

調頻波與調相波的比較正弦波調制(載波調制)脈沖調制(雙重調制)調幅（AM）調頻（FM）調相（PM）

模擬式脈沖調制數字式脈沖調制

普通調幅（AM）雙邊帶調幅（DSB-SC）單邊帶調幅（SSB-SC）脈幅調制（PAM）脈寬調制（PDM）脈位調制（PPM）脈頻調制（PFM）脈碼調制（PCM）增量調制（△M）載波是連續(xù)的正弦信號載波是離散的脈沖序列角度調制(調角)

脈沖調制通常人們談論的調制技術是采用連續(xù)振蕩波形(正弦波信號)作為載波的，然而，正弦波信號并非是唯一的載波形式。在時間上離散的脈沖串，同樣可以作為載波，這時的調制是用基帶信號去改變脈沖的某些參數而達到的，人們常把這種調制稱為脈沖調制。通常，按基帶信號改變脈沖參數(幅度、寬度、時間位置)的不同，把脈沖調制分為脈幅調制(PAM)、脈寬調制(PDM)和脈位調制(PPM)等。脈沖調制屬于模擬調制，首先使脈沖本身的參數（脈沖振幅、脈沖寬度與脈沖位置等）按照調制信號的規(guī)律變化，亦即使脈沖本身先包含調制信號，然后再用這個已調脈沖數字信號對高頻載波進行調制，這就是脈沖調制的過程。由此可見，脈沖調制是雙重調制：第一次是用基帶信號去調制脈沖；第二次是用這已調脈沖信號對載波（高頻正弦波）進行調制，這就是二次調制。脈幅調制（PAM）：用調制信號控制脈沖序列的幅度，使脈沖幅度在其平均值上下隨調制信號的瞬時值變化。這是脈沖調制中最簡單的一種。脈寬調制（PDM）：用調制信號控制脈沖序列中各脈沖的寬度，使每個脈沖的持續(xù)時間與該瞬時的調制信號值成比例。此時脈沖序列的幅度保持不變，被調制的是脈沖的前沿或后沿，或同時是前后兩沿，使脈沖持續(xù)時間發(fā)生變化。脈位調制（PPM）：用調制信號控制脈沖序列中各脈沖的相對位置（即相位），使各脈沖的相對位置隨調制信號變化。此時脈沖序列中脈沖的幅度和寬度均保持不變。脈位調制在第二次世界大戰(zhàn)中期已付之實用。脈位調制的傳輸性能較好，常用于視距微波中繼通信系統(tǒng)。中波發(fā)射機需要把微弱的音頻信號不失真地放大到高頻功率放大器所要求的電平才能進行幅度調制。通常，音頻信號放大器是線性放大器，效率較低。為提高效率，需要對音頻信號進行一下轉換。在PDM發(fā)射機中的音頻轉換系統(tǒng)采用脈沖寬度調制(PDM)。它的原理是通過高速比較器把連續(xù)的音頻信號變換為調寬脈沖信號，再用工作于開關狀態(tài)的丁類放大器把調寬脈沖放大到需要的電平，最后通過解調器（低通濾波器）把音頻＋直流還原出來去調制高頻末級功率放大器。PDM中波調幅廣播發(fā)射機調制原理音頻信號經平衡／不平衡變換后成為單邊信號，接著通過模擬乘法器進行增益自動控制，壓縮其節(jié)目動態(tài)范圍，然后再放大并與直流電平相加送至比較器，同時72kHz三角波電路產生的三角波也送至比較器，經電平比較后實現(xiàn)脈寬調制，輸出隨音頻變化的調寬脈沖。通過控制可變阻抗電路改變與音頻相加的直流電平，即可改變脈沖空度比，從而達到改變發(fā)射機輸出功率。另外還設有高頻電流過大時低音頻正峰切削電路進行保護。。脈頻調制（PFM）：脈沖信號的頻率隨調制信號幅值而變化，其幅度和寬度保持不變。由于脈沖信號通常為頻率變化的方波信號，因此，PFM也叫做方波FM。脈沖頻率調制(PFM)傳輸性能遠優(yōu)于基帶直接光強調制及成本遠低于脈沖編碼調制而在光纖通信中得到廣泛的應用。脈碼調制（PCM）：1937年脈幅調制和脈寬調制的發(fā)明者A.H.里夫提出用脈沖的有無的組合來傳遞聲音，后來把這種方法稱為脈碼調制。但脈碼調制到20世紀50年代才開始實用化。脈碼調制有三個過程：采樣、量化和編碼。即先對信號進行采樣，并對采樣值進行量化（整量化），再對經過采樣和量化后的信號幅度進行編碼，將模擬信號轉換成數字信號，因此脈碼調制的本質不是調制，而是數字編碼，所以能充分保證傳輸質量。由編碼得到的數字信號可根據需要再對高頻振蕩載波進行調制。脈碼調制不是用改變脈沖序列的參數來傳輸信息，而是用參數固定的脈沖的不同組合來傳遞信息，因此抗干擾能力強，失真很小，是現(xiàn)代通信技術的發(fā)展方向。數字調幅中波廣播發(fā)射機（DAM）調制原理現(xiàn)在10KW及以上功率的中波廣播發(fā)射機均采用數字調幅（DAM）進行調制，其實質即脈碼調制（PCM），發(fā)射機的效率能達到80％。DAM發(fā)射機將輸入的音頻基帶信號通過模擬音頻處理板，變成直流＋音頻信號，通過A/D轉換器和調制編碼器的采樣、量化、編碼轉換成12比特的數字編碼信號，直接和間接控制末級功放模塊的通斷，用來得到已調波。DAM發(fā)射機的調制編碼DAM發(fā)射機的調制編碼由調制編碼器完成，產生控制末級功放模塊的12bit數字開關信號。受調制編碼器控制的射頻功放共有48塊，即42個射頻電壓相等的大臺階放大器和6個二進制臺階放大器。12bit的前6位用于42塊大臺階功放的開關控制，這些數字位作為地址碼，用于讀出只讀存儲器（ROM）中預存的開關信息，去控制大臺階的開關。二進制地址碼所對應的ROM大臺階編碼數據，即為大臺階功放開通的數目。12bit數字碼的后6位7～12位各控制一塊二進制射頻放大器，如果為“1”則放大器工作，為“0”則放大器關斷。例如A××××××/000001=B12開，即輸出1/64大臺階功率。B××××××/000011=B11、B12開，即輸出3/64功率。C××××××/100011=B7、B11、B12開，即輸出35/64功率。增量調制（ΔM）:最主要的特點就是它所產生的二進制代碼表示模擬信號前后兩個抽樣值的差別(增加、還是減少)而不是代表抽樣值本身的大小，因此把它稱為增量調制。在增量調制系統(tǒng)的發(fā)端調制后的二進制代碼1和0只表示信號這一個抽樣時刻相對于前一個抽樣時刻是增加(用1碼)還是減少(用0碼)。收端譯碼器每收到一個1碼，譯碼器的輸出相對于前一個時刻的值上升一個量化階，而收到一個0碼，譯碼器的輸出相對于前一個時刻的值下降一個量化階。增量調制是一種特殊的脈碼調制，它不是對信號本身進行采樣、量化和編碼，而是對信號相隔一定重復周期的瞬時值的增量進行采樣、量化和編碼?，F(xiàn)在已有多種增量調制方法，其中最簡單的一種，是在每一采樣瞬間當增量值超過某一規(guī)定值時發(fā)正脈沖，小于規(guī)定值時發(fā)負脈沖。這樣每個碼組只有一個脈沖，故為二進制一位編碼，每個碼組不是表示信號的幅度，而是表示幅度的增量。這種增量調制信號的解調也很簡單，只要將收到的脈沖序列進行積分和濾波即可復原，因此編碼和解碼設備都比較簡單。

指調制信號是離散的，而載波是連續(xù)波的調制方式。指調制信號和載波都是連續(xù)波的調制方式。

按調制信號的性質分類模擬調制：數字調制（鍵控）：數字調制（鍵控）振幅鍵控(ASK)：數字脈沖信號對載波振幅進行調制移頻鍵控(FSK)：數字脈沖信號對載波頻率進行調制移相鍵控(PSK)：數字脈沖信號對載波相位進行調制差分移相鍵控（DPSK）不以難以在接收端準確判定的未調制載波的初始相位為參考，而是用前后碼元之間載波相位的變化來表示絕對移相鍵控（CPSK）以未調制載波的初始相位最為參考，可用0°（或180°）代表碼元1，用180°（或0°）代表碼元0碼元傳輸速率RB在數字通信中，一個數字脈沖稱為一個碼元。如字母A的ASCII碼是01000001，可用7個脈沖來表示，亦可認為由7個碼元組成。碼元傳輸速率又稱為傳碼率或波特率，是指單位時間（通常為秒，下同）內通信系統(tǒng)所傳輸的碼元數目（即脈沖個數），記為RB，其單位為波特（Baud）。例如某數字通信系統(tǒng)，每秒傳送4800個數字波形（或者說4800個碼元），則傳輸速率為4800波特（或記為4800B）。

數字通信系統(tǒng)指標信息傳輸速率Rb信息傳輸速率Rb又稱傳信率，是單位時間內通信系統(tǒng)所傳送的信息量，單位為比特每秒（bit/s或b/s）。根據信息量的定義，1個二進制碼元代表1比特（bit）的信息量。因此，在二進制碼元中，碼元傳輸速率與信息傳輸速率在數值上是相等的，即RB＝Rb，但它們的含義不同，前者是指單位時間內傳輸的碼元數目，后者是指單位時間內傳輸的信息量。如果所傳輸的碼元是M進制（M≥2），則每個碼元含有的信息量I為I＝log2M（單位為bit）在數字通信系統(tǒng)中，若所傳輸的碼元是M進制，則碼元傳輸速率RB與信息傳輸速率Rb在數值上存在如下關系，即Rb＝RBlog2M例如，在四進制（M＝4）中，已知碼元傳輸速率RB＝600B，則信息傳輸速率Rb＝1200b/s。由此可見，采用多進制碼傳輸，能提高信息傳輸速率。

數字調制的優(yōu)缺點與模擬調制系統(tǒng)相比，數字調制的突出優(yōu)點之一，是抗干擾（或噪聲）能力強。在采用模擬調制的傳輸系統(tǒng)中，一旦產生失真或引入干擾，且這些干擾的頻率又有信號頻譜重疊，則它們對解調信號的影響是難以消除的。而在采用數字調制的傳輸系統(tǒng)中，盡管解調信號存在失真或干擾，但只要取樣判決電路能正確判定每個碼元所代表的是1還是0，就可不失真地重現(xiàn)原數字信號。數字調制系統(tǒng)還有易于保密，便于與計算機聯(lián)網，可同時傳遞聲音、圖像、數據、文件等信息諸多優(yōu)點。隨著中、大規(guī)模數字集成電路技術的日益成熟，數字通信系統(tǒng)設備越來越容易制造，成本低，體積小，可靠性高。它的不足之處是：占據信道寬。例如，一路模擬電話僅占4KHz帶寬；而一路數碼率為64Kb/s的數字電話卻要占64kHz帶寬。另一不足之處是，必須具備同步系統(tǒng)，因而系統(tǒng)結構較復雜。振幅鍵控（ASK）相當于模擬信號中的調幅，就是把頻率、相位作為常量，而把振幅作為變量，只不過調制信號是二進制數碼而已。由于調制信號只有0或1兩個電平，結果相當于將載頻關斷或者接通。振幅鍵控這種調制技術最簡單和最常用的形式是開關，它的實際意義是當調制的數字信號為“1”時，傳輸載波；當調制的數字信號為“0”時，不傳輸載波。是最節(jié)省能量的調制方式，因為只有在發(fā)送“1”時輻射能量。

振幅鍵控（ASK）用二進制信號進行鍵控，稱為二進制振幅鍵控，用2ASK表示。振幅鍵控實現(xiàn)簡單，但抗干擾能力差。

移頻鍵控（FSK）移頻鍵控相當于模擬信號中的調頻，是數字通信中使用較早的一種調制方式，基本原理是利用載波的頻率變化來傳遞數字信息.當數字信號的振幅為正時載波頻率為f0，當數字信號的振幅為負時載波頻率為f1。移頻鍵控能區(qū)分通路，但抗干擾能力不如移相鍵控。它的主要優(yōu)點是:實現(xiàn)起來較容易,抗噪聲與抗衰減的性能較好。在中低速數據傳輸中得到了廣泛的應用,例如無繩電話。

移相鍵控（PSK）相移鍵控(PSK)：一種用載波相位表示輸入信號信息的調制技術。以二進制調相為例，取碼元為“1”時，調制后載波與未調載波同相；取碼元為“0”時，調制后載波與未調載波反相；“1”和“0”時調制后載波相位差180°。移相鍵控抗干擾能力強，但在解調時需要有一個正確的參考相位，即需要相干解調。在PSK調制時，載波的相位隨調制信號狀態(tài)不同而改變。如果兩個頻率相同的載波同時開始振蕩，這兩個頻率同時達到正最大值，同時達到零值，同時達到負最大值，此時它們就處于“同相”狀態(tài)；如果一個達到正最大值時，另一個達到負最大值，則稱為“反相”。把信號振蕩一次（一周）作為360度。如果一個波比另一個波相差半個周期，兩個波的相位差180度，也就是反相。當傳輸數字信號時，“1”碼控制發(fā)0度相位，“0”碼控制發(fā)180度相位。產生PSK信號的兩種方法：1、調相法：將基帶數字信號（雙極性）NRZ與載波信號直接相乘的方法；雙極性不歸零碼(NRZ):"1"碼和"0"碼都有電流,但是"1"碼是正電流,"0"碼是負電流,正和負的幅度相等,故稱為雙極性碼。2、選擇法：用數字基帶信號去對相位相差180度的兩個載波進行選擇。2PSK的調制原理如圖所示。由“0”和“1”表示的二進制調制信號通過電平轉換后，變成由“–1”和“1”表示的雙極性NRZ（不歸零）信號，然后與載波相乘，即可形成2PSK信號調相法舉例選擇法舉例PSK可分為二進制PSK（2PSK）和多進制PSK（MPSK）。因而在PSK之前加入代號，例如，二相PSK則記為2PSK或BPSK；四相PSK則記為4PSK或QPSK。在MPSK中，最常用的是四相相移鍵控，即QPSK，在衛(wèi)星信道中傳送數字電視信號時采用的就是QPSK調制方式。四相相移調制（QPSK）是利用載波的四種不同相位差來表征輸入的數字信息，是四進制移相鍵控。QPSK是在M=4時的調相技術，它規(guī)定了四種載波相位，分別為45°，135°，225°，275°。調制器輸入的數據是二進制數字序列，為了能和四進制的載波相位配合起來，則需要把二進制數據變換為四進制數據，這就是說需要把二進制數字序列中每兩比特分成一組，共有四種組合，即00，01，10，11，其中每一組稱為雙比特碼元。每一個雙比特碼元是由兩位二進制信息比特組成的，它們分別代表四進制四個符號中的一個符號。QPSK中每次調制可傳輸2個信息比特，這些信息比特是通過載波的四種相位來傳遞的。解調器根據星座圖及接收到的載波信號的相位來判斷發(fā)送端發(fā)送的信息比特。

它可以看成是由兩個2PSK調制器構成的。輸入的串行二進制信息序列經串—并變換后