電子線路 非線性部分(第四版)謝嘉奎 第5章角度調(diào)制與解調(diào)電路

第5章角度調(diào)制與解調(diào)電路概述5.1

角度調(diào)制信號的基本特性5.2

調(diào)頻電路5.3

調(diào)頻波解調(diào)電路5.4

數(shù)字調(diào)制與解調(diào)電路概述頻譜變換1．頻譜搬移：振幅調(diào)制、解調(diào)、混頻2．非線性變換：角度調(diào)制與解調(diào)頻譜變換電路頻譜搬移電路頻譜非線性變換電路功能用途輸入信號頻譜沿頻率軸搬移輸入信號的頻譜做特定的非線性變換調(diào)幅、檢波、混頻角度調(diào)制與解調(diào)電路特點位置兩信號僅在頻譜線上移動，不產(chǎn)生與原頻譜無關的頻譜分量頻譜變換，將產(chǎn)生新的豐富的頻譜分量。第4章第5章本章內(nèi)容：1．調(diào)角信號的基本特性2．調(diào)角電路3．角度解調(diào)電路第5章角度調(diào)制與解調(diào)電路5.1

角度調(diào)制信號的基本特性5.1.1

調(diào)頻信號和調(diào)相信號5.1.2

調(diào)角信號的頻譜5.1.3

調(diào)角信號的頻譜寬度5.1.4

小結1．角度調(diào)制(調(diào)角)

(1)調(diào)頻(FM)：載波信號的頻率按調(diào)制信號規(guī)律變化

(2)調(diào)相(PM)：載波信號的相位按調(diào)制信號規(guī)律變化兩種調(diào)制方式均表現(xiàn)為載波信號的瞬時相位受到調(diào)變，故統(tǒng)稱為角度調(diào)制，簡稱調(diào)角。

調(diào)角優(yōu)點：抗干擾能力強缺點：頻譜寬度增加

2．兩種調(diào)制信號的基本特性載波一般式：v=Vmcos(t)矢量表示，Vm

：矢量的長度，(t)

：矢量轉動的瞬時角度(類似于圓周運動中的角位移)。

5.1.1

調(diào)頻信號和調(diào)相信號(1)調(diào)幅信號矢量長度：Vm0

上疊加調(diào)制信號信息；Vm

=Vm0+kav(t)

矢量角頻率：恒為

c

，即

故，調(diào)幅信號表達式為v(t)=[Vm0+kav(t)]

cos(ct

+0)

ka：比例常數(shù)，0：起始相角，

v(t)

：調(diào)制信號電壓。

(2)調(diào)相信號

矢量長度：恒值

Vm瞬時相角：在

ct

上疊加按調(diào)制信號規(guī)律變化的附加相角

(t)=kpv(t)

調(diào)相信號表達式

v(t)=Vmcos[ct

+kpv(t)+0]kp

：

比例常數(shù)，單位:

rad/V瞬時角頻率：即(t)的時間導數(shù)值為按調(diào)制信號的時間導數(shù)值規(guī)律變化。

(3)調(diào)頻信號矢量長度：恒值

Vm轉動角速度：在載波角頻率

c

上疊加按調(diào)制信號規(guī)律變化的瞬時角頻率

(t)=

kfv(t)

。調(diào)頻信號的一般表達式

kf

：比例常數(shù)，單位為

rad/sV。3．三種調(diào)制方法的基本特性，調(diào)頻、調(diào)相的比較Vmcos[ct

+kf

+0]類型物理量Vm(t)(t)v(t)調(diào)

幅

信

號調(diào)

頻

信

號調(diào)

相

信

號Vm0+kav(t)cct+0[Vm0+kav(t)]

cos(ct

+0)恒值

c

+kfv(t)恒值ct+kpv(t)+0Vmcos[ct

+

kpv(t)+0]調(diào)頻信號可以看成為

(t)按調(diào)制信號的時間積分值規(guī)律變化的調(diào)相信號調(diào)相信號可看成

(t)按調(diào)制信號的時間導數(shù)值規(guī)律變化的調(diào)頻信號相

同調(diào)

頻

信

號調(diào)相

信

號(t)和

(t)都同時變化隨調(diào)制信號規(guī)律線性變化的物理量——(t)隨調(diào)制信號規(guī)律線性變化的物理量——(t)聯(lián)

系區(qū)別4．調(diào)頻與調(diào)相指數(shù)

設單音調(diào)制，

v(t)

=

Vmcost

(1)調(diào)頻①(t)=

c+

kfVmcos

t=

c+

mcos

t式中：

m

=2fm=kfVm

，最大角頻偏，與調(diào)制信號振幅

Vm成正比；②(t)=

ct+sin

t+

0=

ct+

Mfsin

t+

0Mf=kfVm/

=

，調(diào)頻指數(shù)和調(diào)頻波的最大相移與

Vm

成正比，與

成反比，其值可大于

1。③v(t)=Vmcos[ct

+Mfsin

t+0]按調(diào)制信號對時間的積分值變化的調(diào)相信號

(2)調(diào)相

①

(t)=ct+

kpVmcos

t+

0

=ct+

Mpcos

t+

0式中，Mp

=kpVm：調(diào)相指數(shù)，與

Vm成正比；

②

(t)=c-

Mpsin

t

=c-

msin

t

最大角頻偏

m

=Mp=kpVm

，與

Vm

成正比。

③v(t)=Vmcos(ct

+

Mpcos

t+

0)

按調(diào)制信號對時間的導數(shù)值變化的調(diào)頻信號單音調(diào)制時，盡管兩種已調(diào)信號的

(t)

和

(t)

均為簡諧波，但

m

隨

Vm

和

的變化規(guī)律不同。當

Vm

一定，由小增大時：

FM

中的

m(

=kf

Vm

)不變，而

Mf

(=kfVm/

)隨

成反比地減小。

PM

中的

Mp

(=kpVm)不變，而

m

(

=Mp

)呈正比地增加。頻率調(diào)制相位調(diào)制

兩種已調(diào)波均有含義截然不同的三個頻率參數(shù)：

載波角頻率

c

：瞬時角頻率變化的平均值。調(diào)制角頻率

：瞬時角頻率變化的快慢程度。最大角頻率

m

：瞬時角頻率偏離

c

的最大值。5.1.2

調(diào)角信號的頻譜1．單音調(diào)頻信號的頻譜單音調(diào)制時，兩種已調(diào)信號中的

(t)均為簡諧波，因而它們的頻譜結構是類似的。

以單音調(diào)制調(diào)頻信號

v(t)=

Vmcos(ct

+Mfsin

t+0)

為例，用指數(shù)函數(shù)表示v(t)=

Vmcos(ct

+Mfsin

t+0)

是

的周期性函數(shù)，它的傅里葉級數(shù)展開式為式中是宗數(shù)為

Mf的

n階第一類貝塞爾函數(shù)，它滿足等式Jn(Mf)=因而，調(diào)頻波的傅里葉級數(shù)展開式為v(t)=VmRe[(Mf)ej(ct+nt+0)]

=Vm

cos[(c+n)t+0]為簡化，令

0=0，上式可表示為v(t)=Vm

cos[(c+n)t+0]

=VmJ0(Mf)cosct載頻

+VmJ1(Mf)[cos(c

+)t-cos(c

-)t]

第一對邊頻

+VmJ2(Mf)[cos(c+2)t+cos(c

-2)t]

第二對邊頻

+VmJ3(Mf)[cos(c+3)t-

cos(c-3)t]

第三對邊頻

+該式表明，單音調(diào)頻信號的頻譜由載波分量和無數(shù)對邊頻分量組成(已不是信號頻譜的不失真搬移)。其中，n為奇數(shù)的上、下邊帶分量的振幅相等，極性相反；而

n為偶數(shù)的上、下邊頻分量的振幅相等，極性相同。載波和各邊頻分量振幅隨

Mf而變化。

Mf=2.40，5.52，8.65，···時，載波分量振幅等于零；而當

Mf為某些其他特定值時，又可使某些邊頻分量振幅等于零。當

Mf=0.5，1，5時調(diào)頻信號頻譜：

①頻譜不再是調(diào)制信號頻譜的簡單搬移，而是由載波分量和無數(shù)對邊頻分量所組成，每一邊頻之間相隔Ω。②n為奇數(shù)的上、下邊頻分量振幅相等，極性相反；而n為偶數(shù)的上、下邊頻分量振幅相等，極性相同。

③n次邊頻分量的振幅與貝塞爾函數(shù)值Jn(Mf)成比例。

④載波與各邊頻分量的振幅均與調(diào)頻指數(shù)Mf有關。Mf越大，有效邊頻分量越多。

⑤對于某些Mf值，載波或某邊頻振幅為零。

調(diào)頻信號的頻譜2．調(diào)頻信號的平均功率

根據(jù)帕塞瓦爾定理，調(diào)頻信號的平均功率等于各頻譜分量平均功率之和，在單位電阻上，其值為由第一類貝塞爾函數(shù)的特性：即當

Vm

一定時，調(diào)頻波的平均功率等于未調(diào)制時的載波功率，其值與

Mf

無關。改變

Mf可引起載波分量和各邊頻分量之間功率的重新分配，但不會引起總功率的改變。而調(diào)幅信號平均功率不僅與

Vm

還與

Ma有關，且隨著

Vm

和

Ma增大而增大1．調(diào)角信號的頻寬

調(diào)角信號包括無限多對邊頻分量，頻譜寬度應無限大。當

M(Mf或

Mp)一定時，隨著

n的增加，

Jn(M)雖有起伏，但其總趨勢減小。特別當

n>M

時，Jn(M)的數(shù)值已很小且隨

n的增加迅速下降。因此，若忽略振幅小于

Vm(

為某一小值)的邊頻分量，則調(diào)角信號實際占據(jù)的有效頻譜寬度是有限的，其值為BW

=2LF。

L：有效上邊頻(或下邊頻)分量的數(shù)目，F(xiàn)：調(diào)制頻率。在高質(zhì)量通信系統(tǒng)中，取

=0.01，即邊頻分量幅度小于未調(diào)制前振幅

Vm

的百分之一，相應的

BW用

BW0.01表示；在中等質(zhì)量通信系統(tǒng)中，取

=0.1，即Vm

的十分之一，相應的

BW

用

BW0.1表示。5.1.3

調(diào)角信號的頻譜寬度圖5-1-5

L

隨M

的變化特性根據(jù)圖5-1-4畫出的=0.01，=0.1時L隨M變化曲線如圖所示。2．卡森公式

若

L不是正整數(shù)，則應該用大于并最靠近該值的正整數(shù)取代。實際上，當

n>M+1時，Jn(M)恒小于

0.1。因此，為了方便起見，調(diào)角信號的有效頻譜寬度可用卡森公式進行估算BWCR=2(M+1)F計算發(fā)現(xiàn)，BWCR介于

BW0.1與

BW0.01間，接近

BW0.1當

M<<1

時，有

BWCR2F

，其值近似為調(diào)制頻率的兩倍，相當于調(diào)幅波的頻譜寬度。這時，調(diào)角信號的頻譜由載波分量和一對幅值相同，極性相反的上、下邊頻分量組成，稱窄帶調(diào)角信號。

M>>1

時：有BWCR2MF=2fm

(M=

)稱為寬帶調(diào)角信號。討論：

①

作為調(diào)頻信號時，由于

fm與

Vm成正比，因而，當

Vm即

fm一定時，BWCR也就一定，與

F無關。

②

作為調(diào)相波時，由于

fm=MPF

，其中

MP與

Vm成正比(MP=

kpVm)，因而當

Vm

一定時，BWCR與

F成正比的增加。3．復雜調(diào)制信號頻寬若調(diào)制信號為復雜信號，則調(diào)角信號的頻譜分析十分繁瑣。但是，實踐表明，復雜信號調(diào)制時，大多數(shù)調(diào)頻信號占有的頻譜寬度仍可用單音調(diào)制時的公式表示，僅需將其中的

F

用調(diào)制信號中最高調(diào)制頻率

Fmax

取代，fm

用最大頻偏取代。

例1：在調(diào)頻廣播系統(tǒng)中，按國家標準規(guī)定

(fm)max=75kHz，

Fmax

=15kHz，通過計算求得BW0.01=2LFmax=2815kHz=240kHz因此，實際選取的頻譜寬度為

200kHz，即二值的折中值。例

2：利用近似公式計算以下情況的調(diào)頻波的頻帶寬度。

(1)fm=75kHz，

Fmax

=0.1kHz，

(2)fm=75kHz，

Fmax

=1kHz，

(3)fm=75kHz，

Fmax

=10kHz。

解：BWCR=2(M+1)F

=2(fm

+

F)

(1)BWCR=2

(75+0.1)kHz150kHz(2)BWCR=2(75+1)kHz=152kHz(3)BWCR=2

(75+10)kHz=170kHz盡管調(diào)制頻率變化了100倍，但頻帶寬度變化很小。5.1.4

小結

①調(diào)頻和調(diào)相是兩種幅度

Vm

恒定的已調(diào)信號，它們的平均功率

Pav

僅取決于

Vm，而與

Mf

(或

Mp)無關。故發(fā)射時，可采用高效率的丙類諧振功率放大器將它放大到所需的發(fā)射功率，而在接收這些已調(diào)信號時將呈現(xiàn)出很強的抗干擾能力。

②調(diào)頻和調(diào)相均是由無限頻譜分量組成的已調(diào)信號，它沒有確定的頻譜寬度，工程上根據(jù)一個準則來確定有效的頻譜寬度，且其值與

M

的大小密切相關。

③調(diào)頻調(diào)相均為頻譜非線性變換的已調(diào)信號，因此，理論上，它們的調(diào)制與解調(diào)電路均不能采用相乘器和相應的濾波器所組成的電路模型來實現(xiàn)。但工程上，在做某些近似后，相乘器仍可作為構成電路的主要器件(例：矢量合成法調(diào)相電路、乘積型鑒相電路)。第

5章角度調(diào)制與解調(diào)電路5.2

調(diào)頻電路5.2.1

調(diào)頻電路概述5.2.2

直接調(diào)頻5.2.3

張弛振蕩電路實現(xiàn)直接調(diào)頻5.2.4

間接調(diào)頻電路——調(diào)相電路5.2.5

擴展最大頻偏的方法5.2.1

調(diào)頻電路概述一、直接調(diào)頻和間接調(diào)頻1．直接調(diào)頻(1)定義調(diào)制信號直接控制振蕩器的振蕩頻率，使其不失真地反映調(diào)制信號的變化規(guī)律。(2)被控的振蕩器種類①

LC、晶體振蕩器(產(chǎn)生調(diào)頻正弦波圖5-2-2)；

②

張弛振蕩器(產(chǎn)生調(diào)頻非正弦波，可通過濾波等方式將調(diào)頻非正弦波變換為調(diào)頻正弦波圖

5-2-3)。

2．間接調(diào)頻(圖

5-2-4)(1)定義通過調(diào)相實現(xiàn)調(diào)頻的方法。(2)方法由調(diào)頻與調(diào)相的內(nèi)在聯(lián)系，將調(diào)制信號進行積分，用其值進行調(diào)相，便得到所需的調(diào)頻信號。圖

5-2-1

①正弦波振蕩器產(chǎn)生角頻率為

c的載波電壓

Vmcosct，通過調(diào)相器后引入一個附加相移

(c)，即

vO(t)=Vmcos[ct+(c)]。

②若附加相移受到

v(t)的積分值

[k1]的控制，則輸出的調(diào)制信號為vO(t)=Vmcos[ct+kpk1]比較調(diào)頻波的表達式輸出為調(diào)頻波。vO(t)=Vmcos[ct+kf

]間接調(diào)頻vO(t)=Vmcos[ct+kf

]當

v(t)=Vmcost時，上式可表示為vO(t)=Vmcos(ct+Mfsin

t)vO(t)=Vmcos[ct+kpk1]式中，Mf

=

kp(k1Vm/)=m/，m=kpk1Vm

Mf：調(diào)頻指數(shù)，與調(diào)制信號振幅Vm成正比。

調(diào)相器：實現(xiàn)間接調(diào)頻的關鍵，作用：產(chǎn)生受調(diào)制信號振幅Vm線性控制的附加相移(c)。

優(yōu)點：調(diào)相電路的實現(xiàn)比較靈活。二、調(diào)頻電路的性能要求1．調(diào)頻特性

(1)定義描述瞬時頻率偏移f(=f-fc)

隨調(diào)制電壓v

變化的特性。(2)特性

如圖5-2-1所示。圖

5-2-1間接調(diào)頻電路組成方框圖(3)要求

在特定調(diào)制電壓范圍內(nèi)是線性的。

2．調(diào)頻靈敏度(1)定義原點上的斜率

單位為

Hz/V，

SF越大，調(diào)制信號對瞬時頻率的控制能力就越強。(2)要求當

v(t)=Vmcos

t時，畫出的

f(t)

波形如圖5-2-2所示。圖中，fm即為調(diào)頻信號的最大頻偏。

3．調(diào)頻特性的非線性

(1)中心頻率偏離量若調(diào)頻特性非線性，則由余弦調(diào)制電壓產(chǎn)生的

f(t)為非余弦波形，它的傅里葉級數(shù)展開式為f(t)=

f0+

fm1cos

t+fm2cos2

t+式中，f0=f0–fc

為

f(t)的平均分量，表示調(diào)頻信號的中心頻率由

fc

偏離到

f0，稱為中心頻率偏離量。(2)非線性失真系數(shù)評價調(diào)頻特性非線性的參數(shù)為

4．中心頻率準確度和穩(wěn)定度使接收機正常接收所必須滿足的重要性能指標，否則，將造成信號失真，并干擾鄰近電臺信號。5.2.2

直接調(diào)頻正弦振蕩器張弛振蕩器實現(xiàn)方法一、工作原理及其性能分析

1．工作原理將可變電抗器件接入LC振蕩回路中，其電容或電感量受調(diào)制信號控制，便可實現(xiàn)調(diào)頻。

2．可變電抗器件的種類

②

鐵氧化磁芯繞制的線圈。電感可變器件，用在掃頻儀中，改變通過附加線圈的電流可控制磁場的變化，使磁芯導磁率變化，從而改變主線圈的電感量。

①

駐極體話筒或電容式話筒。電容可變器件用于便攜式調(diào)頻發(fā)射機，將聲波的強弱變化轉換為電容量的變化。接入振蕩回路當中，可得瞬時頻率按講話聲音強弱變化的調(diào)頻信號。

③

變?nèi)荻O管。利用

PN結反偏呈現(xiàn)的勢壘電容而構成，應用最為廣泛。優(yōu)點：工作頻率高、固有損耗小、使用方便。接入方法：全接入、部分接入

1．變?nèi)荻O管作為振蕩回路總電容的直接調(diào)頻電路

(1)原理電路為

LC正弦振蕩器中的諧振回路。

Cj

：變?nèi)荻O管的結電容，與

L共同構成振蕩器的振蕩回路(全接入)。振蕩頻率近似等于回路的諧振頻率，即

osc

0=

(2)性能分析

①

歸一化調(diào)頻特性曲線方程已知變?nèi)荻O管結電容的變?nèi)萏匦?/p>

VB：PN結的內(nèi)建電位差，Cj(0)：v=0時的結電容，n：變?nèi)葜笖?shù)，由PN結工藝結構定，在

~6之間。變?nèi)荻O管總電壓

v=-(VQ+v

)，且|v

|

<VQ，代入(5-2-8)(5-2-8)式中，(5-2-9)式中，CjQ

變?nèi)荻O管在靜態(tài)工作點Q上的結電容，x

為歸一化的調(diào)制信號電壓，其值恒小于

1。將

Cj

代入

osc

0=中，得(5-2-10)式中，

為v

=0的振蕩(載波)角頻率，與

VQ有關。

(5-2-10)式(5-2-10)為歸一化調(diào)頻特性曲線方程，反映了振蕩角頻率

osc

隨

x(即

v)變化的關系式。

②歸一化調(diào)頻特性曲線：指數(shù)

n不同，f/

fc

隨x變化的曲線。f/

fc

隨

x

變化的曲線如圖5-2-4所示，可見，除

n=2外，調(diào)頻特性曲線均為非線性曲線。圖

5-2-4歸一化調(diào)頻特性曲線

所以，變?nèi)荻O管作為振蕩回路總電容，應選用

n=2的超突變結變?nèi)莨?。否則，調(diào)制器將出現(xiàn)非線性失真，或使中心頻率偏離

c

值。③直接調(diào)頻電路的性能

當

v(t)=Vmcos

t時，歸一化調(diào)制信號電壓其中，m=Vm/(VQ+VB)，若設

m足夠小，可以忽略式(5-2-10)

級數(shù)展開式中，x的三次方及其以上各次方項，則圖

5-2-4歸一化調(diào)頻特性曲線將代入，利用可求得調(diào)頻波的：A．最大頻偏B．中心頻率偏移c的數(shù)值C．二次諧波分量的最大角頻偏D．調(diào)頻波的二次諧波失真系數(shù)E．中心角頻率的相對偏離值

(3)討論

①變?nèi)荻O管選定，變?nèi)葜笖?shù)

n則定，增大

m可增大相對頻偏，但同時增大了非線性失真系數(shù)

kf2和中心頻率偏移c()故，最大相對頻偏受

kf2和

c

的限制。在滿足

kf2和c的條件下，提高

c可以增大調(diào)頻波的最大角頻偏值m。

②當n=2時，c

=0，2m

=0，實現(xiàn)不失真調(diào)頻。

③變?nèi)荻O管由PN結組成，其性能受溫度影響較大，為減少影響，可采用部分接入電路。2．變?nèi)荻O管部分接入振蕩回路的直接調(diào)頻電路

(1)原理電路變?nèi)荻O管部分接入(Cj

先和

C2串接，再和

C1并接)的振蕩回路。

(2)性能分析回路總電容為代入，則相應的調(diào)頻特性方程

(3)討論若將回路總電容視作一個等效的變?nèi)荻O管，則等效變?nèi)葜笖?shù)

n必將小于變?nèi)荻O管指數(shù)，故為實現(xiàn)線性調(diào)頻：

①

必須選用

n大于

2的變?nèi)荻O管。

②

正確選擇

C1和

C2的大小。

部分接入，結電容僅為回路總電容的一部分，對振蕩頻率的調(diào)變能力比全部接入低。圖

5-2-7由圖：C2主要影響低頻區(qū)的調(diào)制特性曲線圖

5-2-6圖

5-2-7C1主要影響高頻區(qū)的調(diào)頻特性線。部分接入，最大角頻偏：式中p=(1+p1)(1+p2+p1p2)

p1=CjQ

/C2，

p2=C1/

CjQ比較全部接入最大角頻偏：可見，減小了

1/p，而

p恒大于1。當CjQ

一定時，C2越小，P1越大；C1越大，P2越大，其結果都使p值增大，因此m越小。二、電路組成控制電路的接入原則：既可將

VQ和

v

加到變?nèi)荻O管上，實現(xiàn)控制作用，又不影響振蕩器的正常工作。

L1：高頻扼流圈，對高頻開路，對直流和調(diào)制頻率短路。

C2：高頻濾波電容，對高頻短路，對調(diào)制頻率開路。

C1：隔直電容。對高頻短路，對調(diào)制頻率開路，VQ和

v

可有效加到變?nèi)荻O管上。

①

對于高頻，由于

L1開路、C2短路，因而是由

L和

Cj

組成的振蕩電路，不受控制電路影響。

②

對于直流和調(diào)制頻率，C1阻斷，因而

VQ和

v

可有效地加到變?nèi)荻O管上，不受振蕩回路影響。

實際電路：變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路(1)中心頻率為

140MHz的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路。圖

5-2-9

140MHz變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路①

T的直流偏置：雙電源供電②

振蕩電路變?nèi)莨苋尤氲碾姼腥c式③

D的直流偏置④

調(diào)制信號接入

型濾波(2)

中心頻率為

90MHz的直接調(diào)頻電路圖

5-2-11

90MHz直接調(diào)頻電路及其高頻通路

①

Q點

②

振蕩電路：變?nèi)莨懿糠纸尤?、電容三點式

③

變?nèi)莨芸刂齐娐?/p>

④

調(diào)制電路：v(t)

經(jīng)

47F隔直電容和47H高頻扼流圈加到變?nèi)莨苌?3)

100MHz晶體振蕩器的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路圖

5-2-12晶體振蕩器的變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路T1：音頻放大器；T2：皮爾斯晶體振蕩器諧振回路：調(diào)諧在三次諧波5.2.3

張弛振蕩電路實現(xiàn)直接調(diào)頻用調(diào)制信號控制張弛振蕩電路的充放電電流，便可改變電路的振蕩頻率，實現(xiàn)直接調(diào)頻。載波為方波或三角波，經(jīng)過濾波器或波形變換器變成調(diào)頻正弦波。一、張弛振蕩器直接調(diào)頻電路

張弛振蕩器直接調(diào)頻電路如圖

5-2-13

所示。

電路為射極耦合多諧振蕩器。

T1，T2

接成交叉耦合正反饋放大器。設起始狀態(tài)：T1

導通，T2

截止。

VCC

向電容C

充電，充電電流為I0。vE1

基本不變，vE2

下降。

當

vE2=VCC-VD(on)1-VBE(on)

時：T2

導通，T1

截止。

電容反向充電，充電電流為

I0。vE2

基本不變，

vE1

下降。

當vE1=VCC-VD(on)2-VBE(on)時：T1

導通，T2

截止。

重復以上過程，在集電極得到對稱方波電壓。

如果：VD(on)1=VD(on)2=VBE(on)，方波電壓頻率為用調(diào)制電壓控制I0可以得到調(diào)頻方波電壓。

集成壓控射極耦合多諧振蕩器

M1658如圖

5-2-14所示。

最高振蕩頻率

155MHz。

T3~T6：交叉耦合正反饋放大器，其中T3，T4

為射隨器，起隔離、電平位移和改善波形作用。

T7、T8、T14：差分放大器，防止T5、T6

進入飽和區(qū)。

T11、T12：差分放大器偏置電流源的固定部分。

T9、T10：差分放大器偏置電流源的可變部分。

T15：射隨器，輸入調(diào)制電壓，控制偏置電流源的可變部分。

④和⑤輸出極性相反的方波電壓。二、調(diào)頻非正弦波轉換為調(diào)頻正弦波1．調(diào)頻方波

參見圖5-2-15。調(diào)頻方波電壓電壓表達式

v(t)=VmK2(ct+Mfsin

t)有

得到調(diào)頻方波的傅里葉級數(shù)展開式

通過中心頻率為nc

的帶通濾波器，可取出其中n次諧波的調(diào)頻正弦波。其載波角頻率為nc，調(diào)頻指數(shù)為nMf。

為保證調(diào)頻波不失真，帶通濾波器的帶寬應大于所取頻譜寬度，同時為避免頻譜重疊，取式中，(BW)n+2

和

(BW)n

分別為調(diào)頻方波中

(n+2)次和

n

次諧波分量所占據(jù)的有效頻譜寬度。

參見圖5-2-16。

重復以上過程，在集電極得到對稱方波電壓。

2．調(diào)頻三角波

調(diào)頻三角波如圖5-2-17所示。三角波傅里葉級數(shù)展開式為：

單音調(diào)制時，令

調(diào)頻三角波的傅里葉展開式為：通過帶通濾波器可以取出載波角頻率為nc

調(diào)頻指數(shù)為nMf

的調(diào)頻正弦波。

調(diào)頻三角波還可以通過非線性變換網(wǎng)絡變?yōu)檎{(diào)頻正弦波。

將調(diào)頻三角波變換為調(diào)頻正弦波，可以采用圖5-2-18(a)所示的非線性變換網(wǎng)絡。

非線性變換網(wǎng)絡一般由精密轉折點電路近似實現(xiàn)。

當vi=vc

時

采用上述電路，毋須濾除不需要的諧波分量，頻率可在更寬的范圍內(nèi)調(diào)變。

張弛振蕩器調(diào)頻可以產(chǎn)生頻偏大，調(diào)制線性好的調(diào)頻波，電路便于集成化是目前廣泛采用的直接調(diào)頻電路。缺點是載波頻率不能很高。5.2.4

間接調(diào)頻電路——調(diào)相電路調(diào)頻方法：直接調(diào)頻間接調(diào)頻間接調(diào)頻實現(xiàn)間接調(diào)頻電路的關鍵：調(diào)相電路。圖

5-2-1實現(xiàn)方法：矢量合成法可變相移法可變時延法一、矢量合成法調(diào)相電路(1)原理單音調(diào)制時，調(diào)相信號的表達式為vO(t)=Vmcos(ct

+Mpcos

t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-

Vmsinct

sin(Mpcos

t)vO(t)=Vmcos(ct

+Mpcos

t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-

Vmsinct

sin(Mpcos

t)當

Mp<(/12)，窄帶調(diào)相時，cos(Mpcos

t)1，sin(Mpcos

t)

Mpcos

t，由此產(chǎn)生的誤差小于

3%。vO(t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-

Vmsinct

sin(Mpcos

t)

Vmcosct

-Vm

Mpcos

t

sinct近似由載波信號(Vmcosct)和雙邊帶信號

(Vm

Mpcos

tsin

ct)疊加而成。用矢量表示，兩矢量相互正交，其中雙邊帶信號矢量的長度按

VmMpcos

t的規(guī)律變化。

(2)實現(xiàn)模型

(a)

(b)圖

5-2-19矢量合成法調(diào)諧電路的實現(xiàn)模型及其矢量合成原理(a)實現(xiàn)模型(b)矢量合成原理

如圖

5-2-19所示，設

AM=1，原理上，這種方法只能不失真地產(chǎn)生

Mp<(/12)的窄帶調(diào)相波。vo(t)

Vmcosct

-Vm

Mpcos

tsinct窄帶調(diào)相波就是這兩個正交矢量合成的產(chǎn)物，故稱之為矢量合成法。二、可變相移法調(diào)相電路

1．實現(xiàn)原理

載波電壓

Vmcosct

通過可控相移網(wǎng)絡[這個網(wǎng)絡在

c上產(chǎn)生的相移

(c)受調(diào)制電壓的控制]，且呈線性關系即

(c)=kpv(t)=

Mpcos

t，其輸出電壓便為所需的調(diào)相波，即

vo(t)=Vmcos[ct

+(c)]=

Vmcos(ct

+Mpcost)2．實現(xiàn)方法——變?nèi)荻O管調(diào)相電路(1)原理圖圖

5-2-24可變時延法調(diào)相電路的實現(xiàn)模型

Cj

(D)、L組成諧振回路，由角頻為

c的電流源

iS(t)=Ismcosct

激勵；Re：回路的諧振電阻。圖

5-2-22(a)(b)(2)工作原理并聯(lián)諧振回路，阻抗：其中：若加在變?nèi)荻O管上的電壓

v=-(VQ+v)=-(

VQ+Vmcost)，相應的

Cj

為

設

v

=0，Cj

=CjQ

，諧振回路的諧振角頻率

0等于輸入激勵電流的角頻率

c，即

0=c=1/，當加上

v，0將隨

v

而變化，其值(參考式5-2-10)為圖

5-2-21(b)回路提供的相移

z()將隨

v

即0而變化。因此，iS(t)在回路上產(chǎn)生的電壓將是相位受

v

調(diào)變的調(diào)相信號。3．不失真調(diào)相的條件(1)對

m的限制將用冪級數(shù)展開忽略二次方小項式中可見，必為小值。(2)對Mp的限制根據(jù)正切函數(shù)特性，當時，tanz()

z()，由此引入的誤差小于

10%，工程上是允許的。因此當

=c時通常滿足

0(t)<<

c，上式簡化為式中，Mp=QenmMp

應小于

/6。結論：不失真調(diào)相條件選用

n=2的變?nèi)荻O管。限制

m為小值，保證

0(t)

不失真地反映

v。

限制

Mp小于

/6。4．實際電路(p278，圖5-2-22)圖5-2-22

(a)實用電路(b)高頻通路(c)調(diào)制頻率通路

L、D：諧振回路。

R1和

R2：隔離電阻隔離諧振回路輸入和輸出。

R4：隔離電阻，隔離變?nèi)荻O管控制電路、偏壓源(9V)、調(diào)制信號源。

C1、

C2、

C3：隔直耦合電容。R3、C4：高頻波；音頻積分若

C4取值較大，則

v

(t)在積分電路

R3C4中產(chǎn)生的電流

i(t)v(t)/R3，向電容

C4充電，故

D上的調(diào)制信號電壓若

v(t)=Vmcos

t，D上的調(diào)制信號電壓這樣，調(diào)相電路便轉換為間接調(diào)頻電路。三、可變時延法調(diào)相電路1．原理將載波電壓通過可控時延網(wǎng)絡，如圖

5-2-24所示。圖

5-2-24可變延時法調(diào)相電路的實現(xiàn)模型2．電路時延網(wǎng)絡的輸出電壓為vo(t)=Vmcos[c(t

-)]圖

5-2-24可變延時法調(diào)相電路的實現(xiàn)模型vo(t)=Vmcos[c(t

-)]若

受調(diào)制信號線性控制，

=

kdv

,則

vo(t)為所需的調(diào)相波。即

vo(t)=

Vmcos(ct

-

ckd

v)=

Vmcos(ct

-Mpcos

t)式中，Mp=ckdVm

，最大可達

0.8。四、間接調(diào)頻與直接調(diào)頻電路性能上的差別調(diào)相電路能夠提供的最大線性相移

Mp均受到調(diào)相特性非線性的限制，且其值都很小。對間接調(diào)頻Mf=kp(k1Vm/)=m/

(5-2-3)故

m=kpk1Vm，調(diào)相電路選定后，只與

Vm有關而與

c無關。間接調(diào)頻限制的是絕對頻偏

m。對直接調(diào)頻(5-2-12)與

c

成正比，c增加，m隨之提高，故限制的是最大相對頻偏。所以，兩種調(diào)頻受限制的參數(shù)不同。增大

c，可以增大直接調(diào)頻電路中的

m，對間接調(diào)頻電路中的

m無濟于事。對于間接調(diào)頻，若調(diào)制信號是復雜信號，則當

Vm即m一定時，

越小，Mf=(

m/

)就越大，當

=min時，Mf達到最大值，且這個值不能超過調(diào)相器提供的最大線性相移

Mp，因而最大頻偏必須在最低調(diào)制頻率上求得，即m=Mfmin才能保證在整個調(diào)制頻率范圍內(nèi)的

Mf不超過

Mp

。5.2.5

擴展最大頻偏的方法1．問題的提出m

是頻率調(diào)制器的主要性能指標，若實際調(diào)頻設備需要的

m不能達到，則需擴展。2．擴大最大頻偏的方法——倍頻設調(diào)頻波瞬時角頻率為

=c+mcos

t，通過

n倍頻器，其瞬時角頻率增大

n倍，變?yōu)?/p>

nc

+nmcos

t?？梢姳额l器可不失真地將

c

和m

同時增大

n倍，而相對角頻偏(n

m/nc

=m/c)

不變。若將該調(diào)頻波通過混頻器，由于混頻器具有頻率加減的功能，可使調(diào)頻波的載波角頻率

c降低或者提高，但m不變?？梢姡祛l器可以在保持最大角頻偏不變的條件下，不失真地改變調(diào)頻波的相對角頻偏。利用倍頻器、混頻器的上述特點，可以實現(xiàn)在要求的載波頻率上擴展頻偏。

例：某調(diào)頻發(fā)射機，采用矢量合成法調(diào)相電路，欲產(chǎn)生載波頻率為

100MHz，最大頻偏為

75MHz的調(diào)頻波。已知調(diào)制信號頻率范圍為100~15000Hz。方案如圖

5-2-28所示。調(diào)相器輸入載波頻率為

100

kHz，產(chǎn)生的最大頻偏設為

24.41

Hz(已知100

Hz上能產(chǎn)生的最大線性頻偏為

26

Hz)，通過三級四倍頻和一級三倍頻，可以得到fc

=19.2

MHz，fm=4.687kHz的調(diào)頻波，再通過混頻將其載波頻率降低到

6.25MHz，后通過兩個四倍頻器，就能得到所需的調(diào)頻器。第

5章角度調(diào)制與解調(diào)電路5.3.1

限幅鑒頻實現(xiàn)方法概述5.3

調(diào)頻波解調(diào)電路5.3.2

斜率鑒頻電路5.3.3

相位鑒頻電路5.3

調(diào)頻波解調(diào)電路1．概念頻率檢波(鑒頻)：調(diào)頻波的解調(diào)相位檢波(鑒相)：調(diào)相波的解調(diào)2．作用

從已調(diào)波中檢出反映在頻率或相位變化上的調(diào)制信號。鑒頻鑒相采用的方法不盡相同，本章重點討論調(diào)頻波的解調(diào)——鑒和頻。3．特點限幅與鑒頻一般聯(lián)用——統(tǒng)稱限幅鑒頻器。在調(diào)頻接收機中，因多種原因(如頻率特性不均、干擾等)會導致調(diào)頻信號振幅發(fā)生變化。鑒頻時，上述寄生調(diào)幅會反映在輸出解調(diào)電壓上，產(chǎn)生解調(diào)失真。解決辦法——在鑒頻前加限幅器。5.3.1

限幅鑒頻實現(xiàn)方法概述一、鑒頻電路性能要求1．功能將輸入調(diào)頻信號的瞬時頻率變換為相應解調(diào)輸出電壓。2．鑒頻特性描述

vO

隨瞬時頻偏

(f

-

fc)的變化特性，如圖

5-3-1所示。圖

5-3-1鑒頻特性3．鑒頻跨導鑒頻特性原點處的斜率單位

V/Hz。

SD越大，鑒頻器將輸入瞬時頻偏變換為輸出解調(diào)電壓的能力越強。4．對鑒頻電路性能要求

①

通頻帶大于調(diào)制信號的最高頻率

max。在傳輸視頻信號時，還必須滿足相位失真和瞬變失真的要求。②

大的鑒頻跨導

SD③

滿足線性和非線性失真的要求。二、鑒頻的實現(xiàn)方法

①利用反饋環(huán)路(例如鎖相環(huán))實現(xiàn)鑒頻(第

5章)

②

利用波形變換

——

將輸入的調(diào)頻信號進行特定的波形變換，使變換后的波形含有反映瞬時頻率變化的平均分量。再通過檢波、低通濾波器輸出所需的解調(diào)電壓。方法：三種。(1)斜率鑒頻器

①將輸入調(diào)頻波通過具有合適頻率特性的線性網(wǎng)絡，使輸出調(diào)頻波的振幅按照瞬時頻率的規(guī)律變化。

②通過包絡檢波器輸出反映振幅變化的解調(diào)電壓。圖

5-3-2斜率鑒頻器的實現(xiàn)模型圖

5-3-15單失諧回路斜率頻器圖

5-3-5脈沖計數(shù)式鑒頻器的組成方框及其各部分波型調(diào)頻電壓→

限幅器

→調(diào)頻方波→

微分電路

→微分脈沖→脈沖形成電路

→調(diào)頻方波→

低通濾波器

→解調(diào)電壓(2)相位鑒頻器

①

將輸入調(diào)頻波通過具有合適頻率特性的線性網(wǎng)絡，使輸出調(diào)頻波的附加相移按照瞬時頻率的規(guī)律變化。

②

相位檢波器將它與輸入調(diào)頻波的瞬時相位進行比較，檢出反映附加相移變化的解調(diào)電壓。圖

5-3-3相位鑒頻器的實現(xiàn)模型(3)脈沖計數(shù)式鑒頻器

①

調(diào)頻波通過非線性變換網(wǎng)絡變成調(diào)頻等寬脈沖序列。

②

由低通濾波器輸出反映平均分量變化的解調(diào)電壓。圖

5-3-4脈沖計數(shù)式鑒頻器的實現(xiàn)模型三、調(diào)頻信號通過線性網(wǎng)絡的響應線性網(wǎng)絡：斜率、相位鑒頻的關鍵作用：瞬時頻率變化-振幅、相移變化調(diào)頻波為非簡諧波，由眾多頻率分量組成。根據(jù)線性系統(tǒng)理論，若已知線性網(wǎng)絡的頻率特性為令：F1(j)=F[v1(t)]、F2(j)=F[v2(t)](對

v1、v2的傅里葉變換)，F(xiàn)–1——傅里葉反變換。

當線性網(wǎng)絡輸入端作用著調(diào)頻信號

v1(t)

時，它的輸出

v2(t)響應為v2(t)=F-1[F2(j)]=F-1[F1(j)A(j)]

(5-3-5)

上述分析十分困難，僅在個別理想情況下才能方便求解，得出所需結果。

1．等幅調(diào)頻波通過理想微分網(wǎng)絡的響應特性

一個理想的微分網(wǎng)絡，其頻率特性

A(j)=jA0幅頻特性：線性相頻特性：恒值它的輸出響應[由式(5-3-5)]為v2(t)=F-1

[F1(j)A(j)]=F-1[jA0F1(j)]利用傅里葉變換的微分特性圖

5-3-6當

v1=V1mcos(ct+Mfsin

t)時

(Mf=m/)v2(t)=-A0V1m(c+mcos

t)

sin(ct+Mfsin

t)

(5-3-8)V2m=A0V1m(c+mcos

t)可見，經(jīng)過理想微分網(wǎng)絡，等幅調(diào)頻波變成了幅度按調(diào)制規(guī)律變化的調(diào)幅調(diào)頻波(信號的瞬時頻率變化不失真地反映在輸出調(diào)頻信號的振幅

V2m上)，可通過包絡檢波器解調(diào)。實現(xiàn)模型如圖

5-3-7所示。圖

5-3-7斜率鑒頻器的理論模型

2．等幅調(diào)頻波通過理想時延網(wǎng)絡的響應特性

一理想時延網(wǎng)絡的頻率特性理想時延網(wǎng)絡幅頻特性：恒值相頻特性：線性圖

5-3-8理想時延網(wǎng)絡的頻率特性理想微分網(wǎng)絡圖

5-3-6根據(jù)傅里葉變換的時延特性求得輸出響應為當

v1(t)=V1mcos(ct+Mfsin

t)時其中sin(t-0)=sin

tcos

0-cos

tsin0

sin

t-cos

t

0(若0

≤

/12，則

cos01，sin0

0)即sin

(t-0)

sin

t-cos

t

0上式表明，通過理想時延網(wǎng)絡，當

0

≤

/12時，輸出調(diào)頻波中附加相移為

=-c0-Mf0

cos

t=-c0-m0

cos

t其中，c0為恒定相移，m0

cost

反映了輸入調(diào)頻波的瞬時頻率變化。相位鑒頻器的實現(xiàn)模型如圖

5-3-9所示。圖

5-3-9相位鑒頻器的理論模型3．準靜態(tài)條件下的響應特性

滿足準靜態(tài)條件的網(wǎng)絡，其輸出響應是一個振幅和相位均隨

(t)變化的調(diào)頻波。

①

準靜態(tài)條件：網(wǎng)絡的瞬變過程速率遠高于輸入調(diào)頻信號的瞬時頻率變化速率。

②

準靜態(tài)條件下的響應特性：網(wǎng)絡對輸入調(diào)頻波的響應可近似為該瞬時頻率的正弦穩(wěn)態(tài)響應。故，瞬時角頻率為

(t)

的輸入調(diào)頻信號，在網(wǎng)絡輸出端的響應為若

(t)=

c+

mcost，即

v1(t)=

Vlmcos(ct

+Mfsint)，則振幅、相位均隨

(t)變化

③

網(wǎng)絡滿足準靜態(tài)的條件：理論證明，若網(wǎng)絡的

3dB帶寬為

BW0.7，輸入調(diào)頻波的最大角頻偏和調(diào)制的頻率分別為

m

和

，則當或或網(wǎng)絡就可滿足準靜態(tài)條件。四、振幅限幅器作用：將寄生調(diào)幅的調(diào)頻信號變換為等幅的調(diào)頻信號。圖

5-3-12振幅限幅器的作用典型電路三極管振幅限幅器差分對振幅限幅器1．三極管振幅限幅器(1)特性：丙類諧振放大器的放大特性。(2)電路：工作在過壓狀態(tài)的諧振功率放大器。圖5-3-12振福限幅器的作用2．差分對管振幅限幅器(1)電路圖5-3-14差分對管振福限幅器(2)原理輸入

vS

較大，iC

上下削平，后接諧振回路，可得等幅調(diào)頻波。5.3.2

斜率鑒頻電路一、失諧回路斜率鑒頻電路1．電路組成

①

單失諧回路(諧振回路對輸入調(diào)頻波的載波失諧)②

二極管包絡檢波器圖

5-3-15單失諧回路斜率鑒頻器2．工作原理

①

將載波角頻率設在諧振特性曲線傾斜部分中接近直線段的中點

(

O或

O)

。

②

單失諧回路將輸入的等幅調(diào)頻波

vS(t)=Vsmcos(ct

+Mfsin

t)

變換為幅度反映瞬時頻率變化的調(diào)幅調(diào)頻波。③

通過包絡檢波器完成鑒頻功能。斜率鑒頻器3．擴大鑒頻特性范圍單失諧回路鑒頻器：諧振曲線線性范圍小，為擴大鑒頻特性范圍，多采用雙失諧回路構成平衡回路斜率鑒頻器。

(1)電路圖

5-3-16雙失諧回路斜率鑒頻器vO=vAV1-vAV2

圖

5-3-16中，上諧振回路調(diào)諧在

f01，下諧振回路調(diào)諧在

f02，它們各自失諧在輸入調(diào)頻波載波頻率

fc

的兩側，并且與

fc

間隔

f

相等，即

f

=f01-fc

=fc-f02。(2)鑒頻特性設

A1()、A2()：上、下兩諧振回路的幅頻特性

vO

：雙失諧回路斜率鑒頻器輸出解調(diào)電壓，則vO=vAV1-vAV2=Vsmd[A1()-A2()]

可見，當

Vsm

和

d一定時，vO

隨

的變化特性就是兩個失諧回路的幅頻特性相減后的合成特性。

d：上、下兩包絡檢波器的檢波電壓傳輸系數(shù)(3)討論合成鑒頻特性曲線的線性：①

與兩失諧回路的幅頻特性形狀有關；

②

主要取決于

f01和

f02的位置。配置恰當，補償兩曲線中的彎曲部分，可獲線性范圍較大的鑒頻特性曲線。圖

5-3-16雙失諧回路斜率鑒頻器

f

過大時，會在

fc

附近出現(xiàn)彎曲；

f

過小時，線性段范圍不能擴展?？勺C，若

，鑒頻特性的線性范圍達到最大。為了實現(xiàn)線性鑒頻，應限制

m<BW0.7/4

。二、集成電路中采用的斜率鑒頻器圖

5-3-17集成電路中廣泛采用的斜率鑒頻電路1．電路

L1C1C2：線性網(wǎng)絡，作用：

f–V變換，輸出調(diào)頻調(diào)幅電壓v1(t)

，v2(t)；

T1T2：射隨器；

T3T4：三極管包絡檢波器，輸出解調(diào)波；

T5T6：差分放大器，放大解調(diào)電壓。2．原理圖

5-3-18鑒頻特性曲線

特性曲線如圖5-3-18(a)所示。

①

1，L1C1并聯(lián)諧振，v1m

最大，v2m

最小。

②

2，L1C1C2串聯(lián)諧振，v1m

最小，v2m最大。

③

合成鑒頻特性曲線如圖5-3-18(b)所示。

vO=A(v1m-v2m)

A：增益常數(shù)，取決于射隨器、檢波器、差分放大器。

④

可調(diào)元件L1、C1、C2。5.3.3

相位鑒頻電路

作用：鑒相，用來檢出兩信號間的相位差，并輸出與相位差大小相對應的電壓。實現(xiàn)電路疊加型乘積型模擬鑒相器數(shù)字鑒相器—由數(shù)字電路構成一、乘積型鑒相器1．組成框圖圖

5-3-19乘積型鑒相器相乘器(例如雙差分對平衡調(diào)制器)+低通濾波器。圖

5-3-25乘積型相位鑒頻電路T3~T9、D6：雙差分對平衡調(diào)制器、實現(xiàn)乘積型相位鑒頻電路。

2．工作原理設兩個輸入信號分別為除

90

固定相移外，它們之間的相位差為

。則雙差分對管輸出差值電流(見式

4-2-23)為(5-3-19)(1)V2m<26mV，V1m>

260mV，上式簡化為(見式

4-2-27)通過低通濾波器，濾除

2

及其以上各次諧波項，取出有用的平均分量，其值與

sin

成正比。設雙差分對管的直流負載電阻為

RC，低通濾波器的傳輸增益為

1，則鑒相器的鑒相特性為(5-3-20)式中，Ad

為鑒相靈敏度，單位為

V。圖

5-3-20乘積型鑒相器的鑒相特性當|

|</12時，sin

，vO

與

成正比。故只能不失真地解調(diào)|

|為小值的調(diào)相信號。

輸入信號引入

90的固定相移，目的是獲得正弦的鑒相特性，以保證

=0時

vO

=0，且上、下奇對稱。

(2)當Vlm

和

V2m均大于

260mV近似表示為兩個雙向開關函數(shù)相乘，即可畫出兩個開關波形相乘后的波形。

=0時，相乘所得的雙向脈沖上、下等寬，頻率加倍，相應的平均分量為

0；

0且

>0

時，相乘所得的雙向脈沖上、下不等寬。在

||</2范圍內(nèi)，相應的平均分量為圖

5-3-21兩個開關波形相乘后的波形3．實現(xiàn)電路(1)電路圖

5-3-25乘積型相位鑒頻電路T1：射隨器，將一路信號

vS

分為大小兩路：大：接T7，作用：保證T7、T8為開關狀態(tài)。?。航?jīng)頻相轉換網(wǎng)絡接

T3~T6，為相乘器小信號輸入電壓。T3~T9、D6：雙差分對平衡調(diào)制器，實現(xiàn)乘積型鑒相。

頻相轉換網(wǎng)絡D1~D5：T2及雙差分對偏置電路。

通過低通濾波器，得到鑒相器的輸出電壓為，為在||</2

內(nèi)的一條通過原點的直線，并向兩側周期性重復。(2)頻相轉換網(wǎng)絡①

電路(a)

(b)圖

5-3-26單諧振回路作為相頻轉換網(wǎng)絡

參見圖

5-3-26(a)。將輸入電壓源

變換為電流源，如圖

5-3-26(b)所示，其中，。則該網(wǎng)絡就是在激勵下的單諧振回路。②

輸出電壓

在

0

附近，網(wǎng)絡的增益

A(j)

可近似表示為或(5-3-25)或(5-3-25)式中，定義為廣義失諧量，其中

③

幅頻特性和相頻特性曲線可根據(jù)式(5-3-25)

畫出，如圖

5-3-26所示

。圖

5-3-26④

討論

圖

5-3-8比較圖

5-3-8

理想時延網(wǎng)絡特性，該網(wǎng)絡既不能提供恒值的幅頻特性，也不能提供線性的相頻特性，僅在

0

附近的很小范圍內(nèi)，才可近似認為

A()

為恒值，A()在

上、下線性變化。結論：頻相轉換網(wǎng)絡時延特性不理想。

(3)鑒頻特性

設頻相轉換網(wǎng)絡諧振頻率

0=c。電路中射隨器

T1和

T2

的增益近似為

1，則

v1(t)

的振幅

V1m近似等于輸入調(diào)頻信號

vs(t)

的振幅

Vsm

，v2(t)

的振幅

V2m=(1/10)A()Vsm。根據(jù)vO

Adsin，在雙差分對管單端輸出時，鑒頻器的輸出解調(diào)電壓為(5-3-27)式中，A=arctan根據(jù)上式畫鑒頻特性曲線，如圖

5-3-27所示

。圖

5-3-27鑒頻特性曲線

圖

5-3-27中，虛線是假設A()

為恒值時畫出的特性，而實線則是按A()

的變化進行修正后畫出的實際特性。可見，當廣義失諧量

向正、負方向增大時，由于

A()下降，實際特性出現(xiàn)正、負兩個峰值，而后便近似按

A()

的規(guī)律單調(diào)下降。若

arctan

限制在

/12