電子線路 非線性部分(第四版)謝嘉奎 第5章角度調(diào)制與解調(diào)電路

第5章角度調(diào)制與解調(diào)電路概述5.1

角度調(diào)制信號(hào)的基本特性5.2

調(diào)頻電路5.3

調(diào)頻波解調(diào)電路5.4

數(shù)字調(diào)制與解調(diào)電路概述頻譜變換1．頻譜搬移：振幅調(diào)制、解調(diào)、混頻2．非線性變換：角度調(diào)制與解調(diào)頻譜變換電路頻譜搬移電路頻譜非線性變換電路功能用途輸入信號(hào)頻譜沿頻率軸搬移輸入信號(hào)的頻譜做特定的非線性變換調(diào)幅、檢波、混頻角度調(diào)制與解調(diào)電路特點(diǎn)位置兩信號(hào)僅在頻譜線上移動(dòng)，不產(chǎn)生與原頻譜無關(guān)的頻譜分量頻譜變換，將產(chǎn)生新的豐富的頻譜分量。第4章第5章本章內(nèi)容：1．調(diào)角信號(hào)的基本特性2．調(diào)角電路3．角度解調(diào)電路第5章角度調(diào)制與解調(diào)電路5.1

角度調(diào)制信號(hào)的基本特性5.1.1

調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信號(hào)5.1.2

調(diào)角信號(hào)的頻譜5.1.3

調(diào)角信號(hào)的頻譜寬度5.1.4

小結(jié)1．角度調(diào)制(調(diào)角)

(1)調(diào)頻(FM)：載波信號(hào)的頻率按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化

(2)調(diào)相(PM)：載波信號(hào)的相位按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化兩種調(diào)制方式均表現(xiàn)為載波信號(hào)的瞬時(shí)相位受到調(diào)變，故統(tǒng)稱為角度調(diào)制，簡(jiǎn)稱調(diào)角。

調(diào)角優(yōu)點(diǎn)：抗干擾能力強(qiáng)缺點(diǎn)：頻譜寬度增加

2．兩種調(diào)制信號(hào)的基本特性載波一般式：v=Vmcos(t)矢量表示，Vm

：矢量的長(zhǎng)度，(t)

：矢量轉(zhuǎn)動(dòng)的瞬時(shí)角度(類似于圓周運(yùn)動(dòng)中的角位移)。

5.1.1

調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信號(hào)(1)調(diào)幅信號(hào)矢量長(zhǎng)度：Vm0

上疊加調(diào)制信號(hào)信息；Vm

=Vm0+kav(t)

矢量角頻率：恒為

c

，即

故，調(diào)幅信號(hào)表達(dá)式為v(t)=[Vm0+kav(t)]

cos(ct

+0)

ka：比例常數(shù)，0：起始相角，

v(t)

：調(diào)制信號(hào)電壓。

(2)調(diào)相信號(hào)

矢量長(zhǎng)度：恒值

Vm瞬時(shí)相角：在

ct

上疊加按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化的附加相角

(t)=kpv(t)

調(diào)相信號(hào)表達(dá)式

v(t)=Vmcos[ct

+kpv(t)+0]kp

：

比例常數(shù)，單位:

rad/V瞬時(shí)角頻率：即(t)的時(shí)間導(dǎo)數(shù)值為按調(diào)制信號(hào)的時(shí)間導(dǎo)數(shù)值規(guī)律變化。

(3)調(diào)頻信號(hào)矢量長(zhǎng)度：恒值

Vm轉(zhuǎn)動(dòng)角速度：在載波角頻率

c

上疊加按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化的瞬時(shí)角頻率

(t)=

kfv(t)

。調(diào)頻信號(hào)的一般表達(dá)式

kf

：比例常數(shù)，單位為

rad/sV。3．三種調(diào)制方法的基本特性，調(diào)頻、調(diào)相的比較Vmcos[ct

+kf

+0]類型物理量Vm(t)(t)v(t)調(diào)

幅

信

號(hào)調(diào)

頻

信

號(hào)調(diào)

相

信

號(hào)Vm0+kav(t)cct+0[Vm0+kav(t)]

cos(ct

+0)恒值

c

+kfv(t)恒值ct+kpv(t)+0Vmcos[ct

+

kpv(t)+0]調(diào)頻信號(hào)可以看成為

(t)按調(diào)制信號(hào)的時(shí)間積分值規(guī)律變化的調(diào)相信號(hào)調(diào)相信號(hào)可看成

(t)按調(diào)制信號(hào)的時(shí)間導(dǎo)數(shù)值規(guī)律變化的調(diào)頻信號(hào)相

同調(diào)

頻

信

號(hào)調(diào)相

信

號(hào)(t)和

(t)都同時(shí)變化隨調(diào)制信號(hào)規(guī)律線性變化的物理量——(t)隨調(diào)制信號(hào)規(guī)律線性變化的物理量——(t)聯(lián)

系區(qū)別4．調(diào)頻與調(diào)相指數(shù)

設(shè)單音調(diào)制，

v(t)

=

Vmcost

(1)調(diào)頻①(t)=

c+

kfVmcos

t=

c+

mcos

t式中：

m

=2fm=kfVm

，最大角頻偏，與調(diào)制信號(hào)振幅

Vm成正比；②(t)=

ct+sin

t+

0=

ct+

Mfsin

t+

0Mf=kfVm/

=

，調(diào)頻指數(shù)和調(diào)頻波的最大相移與

Vm

成正比，與

成反比，其值可大于

1。③v(t)=Vmcos[ct

+Mfsin

t+0]按調(diào)制信號(hào)對(duì)時(shí)間的積分值變化的調(diào)相信號(hào)

(2)調(diào)相

①

(t)=ct+

kpVmcos

t+

0

=ct+

Mpcos

t+

0式中，Mp

=kpVm：調(diào)相指數(shù)，與

Vm成正比；

②

(t)=c-

Mpsin

t

=c-

msin

t

最大角頻偏

m

=Mp=kpVm

，與

Vm

成正比。

③v(t)=Vmcos(ct

+

Mpcos

t+

0)

按調(diào)制信號(hào)對(duì)時(shí)間的導(dǎo)數(shù)值變化的調(diào)頻信號(hào)單音調(diào)制時(shí)，盡管兩種已調(diào)信號(hào)的

(t)

和

(t)

均為簡(jiǎn)諧波，但

m

隨

Vm

和

的變化規(guī)律不同。當(dāng)

Vm

一定，由小增大時(shí)：

FM

中的

m(

=kf

Vm

)不變，而

Mf

(=kfVm/

)隨

成反比地減小。

PM

中的

Mp

(=kpVm)不變，而

m

(

=Mp

)呈正比地增加。頻率調(diào)制相位調(diào)制

兩種已調(diào)波均有含義截然不同的三個(gè)頻率參數(shù)：

載波角頻率

c

：瞬時(shí)角頻率變化的平均值。調(diào)制角頻率

：瞬時(shí)角頻率變化的快慢程度。最大角頻率

m

：瞬時(shí)角頻率偏離

c

的最大值。5.1.2

調(diào)角信號(hào)的頻譜1．單音調(diào)頻信號(hào)的頻譜單音調(diào)制時(shí)，兩種已調(diào)信號(hào)中的

(t)均為簡(jiǎn)諧波，因而它們的頻譜結(jié)構(gòu)是類似的。

以單音調(diào)制調(diào)頻信號(hào)

v(t)=

Vmcos(ct

+Mfsin

t+0)

為例，用指數(shù)函數(shù)表示v(t)=

Vmcos(ct

+Mfsin

t+0)

是

的周期性函數(shù)，它的傅里葉級(jí)數(shù)展開式為式中是宗數(shù)為

Mf的

n階第一類貝塞爾函數(shù)，它滿足等式Jn(Mf)=因而，調(diào)頻波的傅里葉級(jí)數(shù)展開式為v(t)=VmRe[(Mf)ej(ct+nt+0)]

=Vm

cos[(c+n)t+0]為簡(jiǎn)化，令

0=0，上式可表示為v(t)=Vm

cos[(c+n)t+0]

=VmJ0(Mf)cosct載頻

+VmJ1(Mf)[cos(c

+)t-cos(c

-)t]

第一對(duì)邊頻

+VmJ2(Mf)[cos(c+2)t+cos(c

-2)t]

第二對(duì)邊頻

+VmJ3(Mf)[cos(c+3)t-

cos(c-3)t]

第三對(duì)邊頻

+該式表明，單音調(diào)頻信號(hào)的頻譜由載波分量和無數(shù)對(duì)邊頻分量組成(已不是信號(hào)頻譜的不失真搬移)。其中，n為奇數(shù)的上、下邊帶分量的振幅相等，極性相反；而

n為偶數(shù)的上、下邊頻分量的振幅相等，極性相同。載波和各邊頻分量振幅隨

Mf而變化。

Mf=2.40，5.52，8.65，···時(shí)，載波分量振幅等于零；而當(dāng)

Mf為某些其他特定值時(shí)，又可使某些邊頻分量振幅等于零。當(dāng)

Mf=0.5，1，5時(shí)調(diào)頻信號(hào)頻譜：

①頻譜不再是調(diào)制信號(hào)頻譜的簡(jiǎn)單搬移，而是由載波分量和無數(shù)對(duì)邊頻分量所組成，每一邊頻之間相隔Ω。②n為奇數(shù)的上、下邊頻分量振幅相等，極性相反；而n為偶數(shù)的上、下邊頻分量振幅相等，極性相同。

③n次邊頻分量的振幅與貝塞爾函數(shù)值Jn(Mf)成比例。

④載波與各邊頻分量的振幅均與調(diào)頻指數(shù)Mf有關(guān)。Mf越大，有效邊頻分量越多。

⑤對(duì)于某些Mf值，載波或某邊頻振幅為零。

調(diào)頻信號(hào)的頻譜2．調(diào)頻信號(hào)的平均功率

根據(jù)帕塞瓦爾定理，調(diào)頻信號(hào)的平均功率等于各頻譜分量平均功率之和，在單位電阻上，其值為由第一類貝塞爾函數(shù)的特性：即當(dāng)

Vm

一定時(shí)，調(diào)頻波的平均功率等于未調(diào)制時(shí)的載波功率，其值與

Mf

無關(guān)。改變

Mf可引起載波分量和各邊頻分量之間功率的重新分配，但不會(huì)引起總功率的改變。而調(diào)幅信號(hào)平均功率不僅與

Vm

還與

Ma有關(guān)，且隨著

Vm

和

Ma增大而增大1．調(diào)角信號(hào)的頻寬

調(diào)角信號(hào)包括無限多對(duì)邊頻分量，頻譜寬度應(yīng)無限大。當(dāng)

M(Mf或

Mp)一定時(shí)，隨著

n的增加，

Jn(M)雖有起伏，但其總趨勢(shì)減小。特別當(dāng)

n>M

時(shí)，Jn(M)的數(shù)值已很小且隨

n的增加迅速下降。因此，若忽略振幅小于

Vm(

為某一小值)的邊頻分量，則調(diào)角信號(hào)實(shí)際占據(jù)的有效頻譜寬度是有限的，其值為BW

=2LF。

L：有效上邊頻(或下邊頻)分量的數(shù)目，F(xiàn)：調(diào)制頻率。在高質(zhì)量通信系統(tǒng)中，取

=0.01，即邊頻分量幅度小于未調(diào)制前振幅

Vm

的百分之一，相應(yīng)的

BW用

BW0.01表示；在中等質(zhì)量通信系統(tǒng)中，取

=0.1，即Vm

的十分之一，相應(yīng)的

BW

用

BW0.1表示。5.1.3

調(diào)角信號(hào)的頻譜寬度圖5-1-5

L

隨M

的變化特性根據(jù)圖5-1-4畫出的=0.01，=0.1時(shí)L隨M變化曲線如圖所示。2．卡森公式

若

L不是正整數(shù)，則應(yīng)該用大于并最靠近該值的正整數(shù)取代。實(shí)際上，當(dāng)

n>M+1時(shí)，Jn(M)恒小于

0.1。因此，為了方便起見，調(diào)角信號(hào)的有效頻譜寬度可用卡森公式進(jìn)行估算BWCR=2(M+1)F計(jì)算發(fā)現(xiàn)，BWCR介于

BW0.1與

BW0.01間，接近

BW0.1當(dāng)

M<<1

時(shí)，有

BWCR2F

，其值近似為調(diào)制頻率的兩倍，相當(dāng)于調(diào)幅波的頻譜寬度。這時(shí)，調(diào)角信號(hào)的頻譜由載波分量和一對(duì)幅值相同，極性相反的上、下邊頻分量組成，稱窄帶調(diào)角信號(hào)。

M>>1

時(shí)：有BWCR2MF=2fm

(M=

)稱為寬帶調(diào)角信號(hào)。討論：

①

作為調(diào)頻信號(hào)時(shí)，由于

fm與

Vm成正比，因而，當(dāng)

Vm即

fm一定時(shí)，BWCR也就一定，與

F無關(guān)。

②

作為調(diào)相波時(shí)，由于

fm=MPF

，其中

MP與

Vm成正比(MP=

kpVm)，因而當(dāng)

Vm

一定時(shí)，BWCR與

F成正比的增加。3．復(fù)雜調(diào)制信號(hào)頻寬若調(diào)制信號(hào)為復(fù)雜信號(hào)，則調(diào)角信號(hào)的頻譜分析十分繁瑣。但是，實(shí)踐表明，復(fù)雜信號(hào)調(diào)制時(shí)，大多數(shù)調(diào)頻信號(hào)占有的頻譜寬度仍可用單音調(diào)制時(shí)的公式表示，僅需將其中的

F

用調(diào)制信號(hào)中最高調(diào)制頻率

Fmax

取代，fm

用最大頻偏取代。

例1：在調(diào)頻廣播系統(tǒng)中，按國家標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定

(fm)max=75kHz，

Fmax

=15kHz，通過計(jì)算求得BW0.01=2LFmax=2815kHz=240kHz因此，實(shí)際選取的頻譜寬度為

200kHz，即二值的折中值。例

2：利用近似公式計(jì)算以下情況的調(diào)頻波的頻帶寬度。

(1)fm=75kHz，

Fmax

=0.1kHz，

(2)fm=75kHz，

Fmax

=1kHz，

(3)fm=75kHz，

Fmax

=10kHz。

解：BWCR=2(M+1)F

=2(fm

+

F)

(1)BWCR=2

(75+0.1)kHz150kHz(2)BWCR=2(75+1)kHz=152kHz(3)BWCR=2

(75+10)kHz=170kHz盡管調(diào)制頻率變化了100倍，但頻帶寬度變化很小。5.1.4

小結(jié)

①調(diào)頻和調(diào)相是兩種幅度

Vm

恒定的已調(diào)信號(hào)，它們的平均功率

Pav

僅取決于

Vm，而與

Mf

(或

Mp)無關(guān)。故發(fā)射時(shí)，可采用高效率的丙類諧振功率放大器將它放大到所需的發(fā)射功率，而在接收這些已調(diào)信號(hào)時(shí)將呈現(xiàn)出很強(qiáng)的抗干擾能力。

②調(diào)頻和調(diào)相均是由無限頻譜分量組成的已調(diào)信號(hào)，它沒有確定的頻譜寬度，工程上根據(jù)一個(gè)準(zhǔn)則來確定有效的頻譜寬度，且其值與

M

的大小密切相關(guān)。

③調(diào)頻調(diào)相均為頻譜非線性變換的已調(diào)信號(hào)，因此，理論上，它們的調(diào)制與解調(diào)電路均不能采用相乘器和相應(yīng)的濾波器所組成的電路模型來實(shí)現(xiàn)。但工程上，在做某些近似后，相乘器仍可作為構(gòu)成電路的主要器件(例：矢量合成法調(diào)相電路、乘積型鑒相電路)。第

5章角度調(diào)制與解調(diào)電路5.2

調(diào)頻電路5.2.1

調(diào)頻電路概述5.2.2

直接調(diào)頻5.2.3

張弛振蕩電路實(shí)現(xiàn)直接調(diào)頻5.2.4

間接調(diào)頻電路——調(diào)相電路5.2.5

擴(kuò)展最大頻偏的方法5.2.1

調(diào)頻電路概述一、直接調(diào)頻和間接調(diào)頻1．直接調(diào)頻(1)定義調(diào)制信號(hào)直接控制振蕩器的振蕩頻率，使其不失真地反映調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律。(2)被控的振蕩器種類①

LC、晶體振蕩器(產(chǎn)生調(diào)頻正弦波圖5-2-2)；

②

張弛振蕩器(產(chǎn)生調(diào)頻非正弦波，可通過濾波等方式將調(diào)頻非正弦波變換為調(diào)頻正弦波圖

5-2-3)。

2．間接調(diào)頻(圖

5-2-4)(1)定義通過調(diào)相實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的方法。(2)方法由調(diào)頻與調(diào)相的內(nèi)在聯(lián)系，將調(diào)制信號(hào)進(jìn)行積分，用其值進(jìn)行調(diào)相，便得到所需的調(diào)頻信號(hào)。圖

5-2-1

①正弦波振蕩器產(chǎn)生角頻率為

c的載波電壓

Vmcosct，通過調(diào)相器后引入一個(gè)附加相移

(c)，即

vO(t)=Vmcos[ct+(c)]。

②若附加相移受到

v(t)的積分值

[k1]的控制，則輸出的調(diào)制信號(hào)為vO(t)=Vmcos[ct+kpk1]比較調(diào)頻波的表達(dá)式輸出為調(diào)頻波。vO(t)=Vmcos[ct+kf

]間接調(diào)頻vO(t)=Vmcos[ct+kf

]當(dāng)

v(t)=Vmcost時(shí)，上式可表示為vO(t)=Vmcos(ct+Mfsin

t)vO(t)=Vmcos[ct+kpk1]式中，Mf

=

kp(k1Vm/)=m/，m=kpk1Vm

Mf：調(diào)頻指數(shù)，與調(diào)制信號(hào)振幅Vm成正比。

調(diào)相器：實(shí)現(xiàn)間接調(diào)頻的關(guān)鍵，作用：產(chǎn)生受調(diào)制信號(hào)振幅Vm線性控制的附加相移(c)。

優(yōu)點(diǎn)：調(diào)相電路的實(shí)現(xiàn)比較靈活。二、調(diào)頻電路的性能要求1．調(diào)頻特性

(1)定義描述瞬時(shí)頻率偏移f(=f-fc)

隨調(diào)制電壓v

變化的特性。(2)特性

如圖5-2-1所示。圖

5-2-1間接調(diào)頻電路組成方框圖(3)要求

在特定調(diào)制電壓范圍內(nèi)是線性的。

2．調(diào)頻靈敏度(1)定義原點(diǎn)上的斜率

單位為

Hz/V，

SF越大，調(diào)制信號(hào)對(duì)瞬時(shí)頻率的控制能力就越強(qiáng)。(2)要求當(dāng)

v(t)=Vmcos

t時(shí)，畫出的

f(t)

波形如圖5-2-2所示。圖中，fm即為調(diào)頻信號(hào)的最大頻偏。

3．調(diào)頻特性的非線性

(1)中心頻率偏離量若調(diào)頻特性非線性，則由余弦調(diào)制電壓產(chǎn)生的

f(t)為非余弦波形，它的傅里葉級(jí)數(shù)展開式為f(t)=

f0+

fm1cos

t+fm2cos2

t+式中，f0=f0–fc

為

f(t)的平均分量，表示調(diào)頻信號(hào)的中心頻率由

fc

偏離到

f0，稱為中心頻率偏離量。(2)非線性失真系數(shù)評(píng)價(jià)調(diào)頻特性非線性的參數(shù)為

4．中心頻率準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度使接收機(jī)正常接收所必須滿足的重要性能指標(biāo)，否則，將造成信號(hào)失真，并干擾鄰近電臺(tái)信號(hào)。5.2.2

直接調(diào)頻正弦振蕩器張弛振蕩器實(shí)現(xiàn)方法一、工作原理及其性能分析

1．工作原理將可變電抗器件接入LC振蕩回路中，其電容或電感量受調(diào)制信號(hào)控制，便可實(shí)現(xiàn)調(diào)頻。

2．可變電抗器件的種類

②

鐵氧化磁芯繞制的線圈。電感可變器件，用在掃頻儀中，改變通過附加線圈的電流可控制磁場(chǎng)的變化，使磁芯導(dǎo)磁率變化，從而改變主線圈的電感量。

①

駐極體話筒或電容式話筒。電容可變器件用于便攜式調(diào)頻發(fā)射機(jī)，將聲波的強(qiáng)弱變化轉(zhuǎn)換為電容量的變化。接入振蕩回路當(dāng)中，可得瞬時(shí)頻率按講話聲音強(qiáng)弱變化的調(diào)頻信號(hào)。

③

變?nèi)荻O管。利用

PN結(jié)反偏呈現(xiàn)的勢(shì)壘電容而構(gòu)成，應(yīng)用最為廣泛。優(yōu)點(diǎn)：工作頻率高、固有損耗小、使用方便。接入方法：全接入、部分接入

1．變?nèi)荻O管作為振蕩回路總電容的直接調(diào)頻電路

(1)原理電路為

LC正弦振蕩器中的諧振回路。

Cj

：變?nèi)荻O管的結(jié)電容，與

L共同構(gòu)成振蕩器的振蕩回路(全接入)。振蕩頻率近似等于回路的諧振頻率，即

osc

0=

(2)性能分析

①

歸一化調(diào)頻特性曲線方程已知變?nèi)荻O管結(jié)電容的變?nèi)萏匦?/p>

VB：PN結(jié)的內(nèi)建電位差，Cj(0)：v=0時(shí)的結(jié)電容，n：變?nèi)葜笖?shù)，由PN結(jié)工藝結(jié)構(gòu)定，在

~6之間。變?nèi)荻O管總電壓

v=-(VQ+v

)，且|v

|

<VQ，代入(5-2-8)(5-2-8)式中，(5-2-9)式中，CjQ

變?nèi)荻O管在靜態(tài)工作點(diǎn)Q上的結(jié)電容，x

為歸一化的調(diào)制信號(hào)電壓，其值恒小于

1。將

Cj

代入

osc

0=中，得(5-2-10)式中，

為v

=0的振蕩(載波)角頻率，與

VQ有關(guān)。

(5-2-10)式(5-2-10)為歸一化調(diào)頻特性曲線方程，反映了振蕩角頻率

osc

隨

x(即

v)變化的關(guān)系式。

②歸一化調(diào)頻特性曲線：指數(shù)

n不同，f/

fc

隨x變化的曲線。f/

fc

隨

x

變化的曲線如圖5-2-4所示，可見，除

n=2外，調(diào)頻特性曲線均為非線性曲線。圖

5-2-4歸一化調(diào)頻特性曲線

所以，變?nèi)荻O管作為振蕩回路總電容，應(yīng)選用

n=2的超突變結(jié)變?nèi)莨?。否則，調(diào)制器將出現(xiàn)非線性失真，或使中心頻率偏離

c

值。③直接調(diào)頻電路的性能

當(dāng)

v(t)=Vmcos

t時(shí)，歸一化調(diào)制信號(hào)電壓其中，m=Vm/(VQ+VB)，若設(shè)

m足夠小，可以忽略式(5-2-10)

級(jí)數(shù)展開式中，x的三次方及其以上各次方項(xiàng)，則圖

5-2-4歸一化調(diào)頻特性曲線將代入，利用可求得調(diào)頻波的：A．最大頻偏B．中心頻率偏移c的數(shù)值C．二次諧波分量的最大角頻偏D．調(diào)頻波的二次諧波失真系數(shù)E．中心角頻率的相對(duì)偏離值

(3)討論

①變?nèi)荻O管選定，變?nèi)葜笖?shù)

n則定，增大

m可增大相對(duì)頻偏，但同時(shí)增大了非線性失真系數(shù)

kf2和中心頻率偏移c()故，最大相對(duì)頻偏受

kf2和

c

的限制。在滿足

kf2和c的條件下，提高

c可以增大調(diào)頻波的最大角頻偏值m。

②當(dāng)n=2時(shí)，c

=0，2m

=0，實(shí)現(xiàn)不失真調(diào)頻。

③變?nèi)荻O管由PN結(jié)組成，其性能受溫度影響較大，為減少影響，可采用部分接入電路。2．變?nèi)荻O管部分接入振蕩回路的直接調(diào)頻電路

(1)原理電路變?nèi)荻O管部分接入(Cj

先和

C2串接，再和

C1并接)的振蕩回路。

(2)性能分析回路總電容為代入，則相應(yīng)的調(diào)頻特性方程

(3)討論若將回路總電容視作一個(gè)等效的變?nèi)荻O管，則等效變?nèi)葜笖?shù)

n必將小于變?nèi)荻O管指數(shù)，故為實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻：

①

必須選用

n大于

2的變?nèi)荻O管。

②

正確選擇

C1和

C2的大小。

部分接入，結(jié)電容僅為回路總電容的一部分，對(duì)振蕩頻率的調(diào)變能力比全部接入低。圖

5-2-7由圖：C2主要影響低頻區(qū)的調(diào)制特性曲線圖

5-2-6圖

5-2-7C1主要影響高頻區(qū)的調(diào)頻特性線。部分接入，最大角頻偏：式中p=(1+p1)(1+p2+p1p2)

p1=CjQ

/C2，

p2=C1/

CjQ比較全部接入最大角頻偏：可見，減小了

1/p，而

p恒大于1。當(dāng)CjQ

一定時(shí)，C2越小，P1越大；C1越大，P2越大，其結(jié)果都使p值增大，因此m越小。二、電路組成控制電路的接入原則：既可將

VQ和

v

加到變?nèi)荻O管上，實(shí)現(xiàn)控制作用，又不影響振蕩器的正常工作。

L1：高頻扼流圈，對(duì)高頻開路，對(duì)直流和調(diào)制頻率短路。

C2：高頻濾波電容，對(duì)高頻短路，對(duì)調(diào)制頻率開路。

C1：隔直電容。對(duì)高頻短路，對(duì)調(diào)制頻率開路，VQ和

v

可有效加到變?nèi)荻O管上。

①

對(duì)于高頻，由于

L1開路、C2短路，因而是由

L和

Cj

組成的振蕩電路，不受控制電路影響。

②

對(duì)于直流和調(diào)制頻率，C1阻斷，因而

VQ和

v

可有效地加到變?nèi)荻O管上，不受振蕩回路影響。

實(shí)際電路：變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路(1)中心頻率為

140MHz的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路。圖

5-2-9

140MHz變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路①

T的直流偏置：雙電源供電②

振蕩電路變?nèi)莨苋尤氲碾姼腥c(diǎn)式③

D的直流偏置④

調(diào)制信號(hào)接入

型濾波(2)

中心頻率為

90MHz的直接調(diào)頻電路圖

5-2-11

90MHz直接調(diào)頻電路及其高頻通路

①

Q點(diǎn)

②

振蕩電路：變?nèi)莨懿糠纸尤?、電容三點(diǎn)式

③

變?nèi)莨芸刂齐娐?/p>

④

調(diào)制電路：v(t)

經(jīng)

47F隔直電容和47H高頻扼流圈加到變?nèi)莨苌?3)

100MHz晶體振蕩器的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路圖

5-2-12晶體振蕩器的變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路T1：音頻放大器；T2：皮爾斯晶體振蕩器諧振回路：調(diào)諧在三次諧波5.2.3

張弛振蕩電路實(shí)現(xiàn)直接調(diào)頻用調(diào)制信號(hào)控制張弛振蕩電路的充放電電流，便可改變電路的振蕩頻率，實(shí)現(xiàn)直接調(diào)頻。載波為方波或三角波，經(jīng)過濾波器或波形變換器變成調(diào)頻正弦波。一、張弛振蕩器直接調(diào)頻電路

張弛振蕩器直接調(diào)頻電路如圖

5-2-13

所示。

電路為射極耦合多諧振蕩器。

T1，T2

接成交叉耦合正反饋放大器。設(shè)起始狀態(tài)：T1

導(dǎo)通，T2

截止。

VCC

向電容C

充電，充電電流為I0。vE1

基本不變，vE2

下降。

當(dāng)

vE2=VCC-VD(on)1-VBE(on)

時(shí)：T2

導(dǎo)通，T1

截止。

電容反向充電，充電電流為

I0。vE2

基本不變，

vE1

下降。

當(dāng)vE1=VCC-VD(on)2-VBE(on)時(shí)：T1

導(dǎo)通，T2

截止。

重復(fù)以上過程，在集電極得到對(duì)稱方波電壓。

如果：VD(on)1=VD(on)2=VBE(on)，方波電壓頻率為用調(diào)制電壓控制I0可以得到調(diào)頻方波電壓。

集成壓控射極耦合多諧振蕩器

M1658如圖

5-2-14所示。

最高振蕩頻率

155MHz。

T3~T6：交叉耦合正反饋放大器，其中T3，T4

為射隨器，起隔離、電平位移和改善波形作用。

T7、T8、T14：差分放大器，防止T5、T6

進(jìn)入飽和區(qū)。

T11、T12：差分放大器偏置電流源的固定部分。

T9、T10：差分放大器偏置電流源的可變部分。

T15：射隨器，輸入調(diào)制電壓，控制偏置電流源的可變部分。

④和⑤輸出極性相反的方波電壓。二、調(diào)頻非正弦波轉(zhuǎn)換為調(diào)頻正弦波1．調(diào)頻方波

參見圖5-2-15。調(diào)頻方波電壓電壓表達(dá)式

v(t)=VmK2(ct+Mfsin

t)有

得到調(diào)頻方波的傅里葉級(jí)數(shù)展開式

通過中心頻率為nc

的帶通濾波器，可取出其中n次諧波的調(diào)頻正弦波。其載波角頻率為nc，調(diào)頻指數(shù)為nMf。

為保證調(diào)頻波不失真，帶通濾波器的帶寬應(yīng)大于所取頻譜寬度，同時(shí)為避免頻譜重疊，取式中，(BW)n+2

和

(BW)n

分別為調(diào)頻方波中

(n+2)次和

n

次諧波分量所占據(jù)的有效頻譜寬度。

參見圖5-2-16。

重復(fù)以上過程，在集電極得到對(duì)稱方波電壓。

2．調(diào)頻三角波

調(diào)頻三角波如圖5-2-17所示。三角波傅里葉級(jí)數(shù)展開式為：

單音調(diào)制時(shí)，令

調(diào)頻三角波的傅里葉展開式為：通過帶通濾波器可以取出載波角頻率為nc

調(diào)頻指數(shù)為nMf

的調(diào)頻正弦波。

調(diào)頻三角波還可以通過非線性變換網(wǎng)絡(luò)變?yōu)檎{(diào)頻正弦波。

將調(diào)頻三角波變換為調(diào)頻正弦波，可以采用圖5-2-18(a)所示的非線性變換網(wǎng)絡(luò)。

非線性變換網(wǎng)絡(luò)一般由精密轉(zhuǎn)折點(diǎn)電路近似實(shí)現(xiàn)。

當(dāng)vi=vc

時(shí)

采用上述電路，毋須濾除不需要的諧波分量，頻率可在更寬的范圍內(nèi)調(diào)變。

張弛振蕩器調(diào)頻可以產(chǎn)生頻偏大，調(diào)制線性好的調(diào)頻波，電路便于集成化是目前廣泛采用的直接調(diào)頻電路。缺點(diǎn)是載波頻率不能很高。5.2.4

間接調(diào)頻電路——調(diào)相電路調(diào)頻方法：直接調(diào)頻間接調(diào)頻間接調(diào)頻實(shí)現(xiàn)間接調(diào)頻電路的關(guān)鍵：調(diào)相電路。圖

5-2-1實(shí)現(xiàn)方法：矢量合成法可變相移法可變時(shí)延法一、矢量合成法調(diào)相電路(1)原理單音調(diào)制時(shí)，調(diào)相信號(hào)的表達(dá)式為vO(t)=Vmcos(ct

+Mpcos

t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-

Vmsinct

sin(Mpcos

t)vO(t)=Vmcos(ct

+Mpcos

t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-

Vmsinct

sin(Mpcos

t)當(dāng)

Mp<(/12)，窄帶調(diào)相時(shí)，cos(Mpcos

t)1，sin(Mpcos

t)

Mpcos

t，由此產(chǎn)生的誤差小于

3%。vO(t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-

Vmsinct

sin(Mpcos

t)

Vmcosct

-Vm

Mpcos

t

sinct近似由載波信號(hào)(Vmcosct)和雙邊帶信號(hào)

(Vm

Mpcos

tsin

ct)疊加而成。用矢量表示，兩矢量相互正交，其中雙邊帶信號(hào)矢量的長(zhǎng)度按

VmMpcos

t的規(guī)律變化。

(2)實(shí)現(xiàn)模型

(a)

(b)圖

5-2-19矢量合成法調(diào)諧電路的實(shí)現(xiàn)模型及其矢量合成原理(a)實(shí)現(xiàn)模型(b)矢量合成原理

如圖

5-2-19所示，設(shè)

AM=1，原理上，這種方法只能不失真地產(chǎn)生

Mp<(/12)的窄帶調(diào)相波。vo(t)

Vmcosct

-Vm

Mpcos

tsinct窄帶調(diào)相波就是這兩個(gè)正交矢量合成的產(chǎn)物，故稱之為矢量合成法。二、可變相移法調(diào)相電路

1．實(shí)現(xiàn)原理

載波電壓

Vmcosct

通過可控相移網(wǎng)絡(luò)[這個(gè)網(wǎng)絡(luò)在

c上產(chǎn)生的相移

(c)受調(diào)制電壓的控制]，且呈線性關(guān)系即

(c)=kpv(t)=

Mpcos

t，其輸出電壓便為所需的調(diào)相波，即

vo(t)=Vmcos[ct

+(c)]=

Vmcos(ct

+Mpcost)2．實(shí)現(xiàn)方法——變?nèi)荻O管調(diào)相電路(1)原理圖圖

5-2-24可變時(shí)延法調(diào)相電路的實(shí)現(xiàn)模型

Cj

(D)、L組成諧振回路，由角頻為

c的電流源

iS(t)=Ismcosct

激勵(lì)；Re：回路的諧振電阻。圖

5-2-22(a)(b)(2)工作原理并聯(lián)諧振回路，阻抗：其中：若加在變?nèi)荻O管上的電壓

v=-(VQ+v)=-(

VQ+Vmcost)，相應(yīng)的

Cj

為

設(shè)

v

=0，Cj

=CjQ

，諧振回路的諧振角頻率

0等于輸入激勵(lì)電流的角頻率

c，即

0=c=1/，當(dāng)加上

v，0將隨

v

而變化，其值(參考式5-2-10)為圖

5-2-21(b)回路提供的相移

z()將隨

v

即0而變化。因此，iS(t)在回路上產(chǎn)生的電壓將是相位受

v

調(diào)變的調(diào)相信號(hào)。3．不失真調(diào)相的條件(1)對(duì)

m的限制將用冪級(jí)數(shù)展開忽略二次方小項(xiàng)式中可見，必為小值。(2)對(duì)Mp的限制根據(jù)正切函數(shù)特性，當(dāng)時(shí)，tanz()

z()，由此引入的誤差小于

10%，工程上是允許的。因此當(dāng)

=c時(shí)通常滿足

0(t)<<

c，上式簡(jiǎn)化為式中，Mp=QenmMp

應(yīng)小于

/6。結(jié)論：不失真調(diào)相條件選用

n=2的變?nèi)荻O管。限制

m為小值，保證

0(t)

不失真地反映

v。

限制

Mp小于

/6。4．實(shí)際電路(p278，圖5-2-22)圖5-2-22

(a)實(shí)用電路(b)高頻通路(c)調(diào)制頻率通路

L、D：諧振回路。

R1和

R2：隔離電阻隔離諧振回路輸入和輸出。

R4：隔離電阻，隔離變?nèi)荻O管控制電路、偏壓源(9V)、調(diào)制信號(hào)源。

C1、

C2、

C3：隔直耦合電容。R3、C4：高頻波；音頻積分若

C4取值較大，則

v

(t)在積分電路

R3C4中產(chǎn)生的電流

i(t)v(t)/R3，向電容

C4充電，故

D上的調(diào)制信號(hào)電壓若

v(t)=Vmcos

t，D上的調(diào)制信號(hào)電壓這樣，調(diào)相電路便轉(zhuǎn)換為間接調(diào)頻電路。三、可變時(shí)延法調(diào)相電路1．原理將載波電壓通過可控時(shí)延網(wǎng)絡(luò)，如圖

5-2-24所示。圖

5-2-24可變延時(shí)法調(diào)相電路的實(shí)現(xiàn)模型2．電路時(shí)延網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓為vo(t)=Vmcos[c(t

-)]圖

5-2-24可變延時(shí)法調(diào)相電路的實(shí)現(xiàn)模型vo(t)=Vmcos[c(t

-)]若

受調(diào)制信號(hào)線性控制，

=

kdv

,則

vo(t)為所需的調(diào)相波。即

vo(t)=

Vmcos(ct

-

ckd

v)=

Vmcos(ct

-Mpcos

t)式中，Mp=ckdVm

，最大可達(dá)

0.8。四、間接調(diào)頻與直接調(diào)頻電路性能上的差別調(diào)相電路能夠提供的最大線性相移

Mp均受到調(diào)相特性非線性的限制，且其值都很小。對(duì)間接調(diào)頻Mf=kp(k1Vm/)=m/

(5-2-3)故

m=kpk1Vm，調(diào)相電路選定后，只與

Vm有關(guān)而與

c無關(guān)。間接調(diào)頻限制的是絕對(duì)頻偏

m。對(duì)直接調(diào)頻(5-2-12)與

c

成正比，c增加，m隨之提高，故限制的是最大相對(duì)頻偏。所以，兩種調(diào)頻受限制的參數(shù)不同。增大

c，可以增大直接調(diào)頻電路中的

m，對(duì)間接調(diào)頻電路中的

m無濟(jì)于事。對(duì)于間接調(diào)頻，若調(diào)制信號(hào)是復(fù)雜信號(hào)，則當(dāng)

Vm即m一定時(shí)，

越小，Mf=(

m/

)就越大，當(dāng)

=min時(shí)，Mf達(dá)到最大值，且這個(gè)值不能超過調(diào)相器提供的最大線性相移

Mp，因而最大頻偏必須在最低調(diào)制頻率上求得，即m=Mfmin才能保證在整個(gè)調(diào)制頻率范圍內(nèi)的

Mf不超過

Mp

。5.2.5

擴(kuò)展最大頻偏的方法1．問題的提出m

是頻率調(diào)制器的主要性能指標(biāo)，若實(shí)際調(diào)頻設(shè)備需要的

m不能達(dá)到，則需擴(kuò)展。2．?dāng)U大最大頻偏的方法——倍頻設(shè)調(diào)頻波瞬時(shí)角頻率為

=c+mcos

t，通過

n倍頻器，其瞬時(shí)角頻率增大

n倍，變?yōu)?/p>

nc

+nmcos

t?？梢姳额l器可不失真地將

c

和m

同時(shí)增大

n倍，而相對(duì)角頻偏(n

m/nc

=m/c)

不變。若將該調(diào)頻波通過混頻器，由于混頻器具有頻率加減的功能，可使調(diào)頻波的載波角頻率

c降低或者提高，但m不變。可見，混頻器可以在保持最大角頻偏不變的條件下，不失真地改變調(diào)頻波的相對(duì)角頻偏。利用倍頻器、混頻器的上述特點(diǎn)，可以實(shí)現(xiàn)在要求的載波頻率上擴(kuò)展頻偏。

例：某調(diào)頻發(fā)射機(jī)，采用矢量合成法調(diào)相電路，欲產(chǎn)生載波頻率為

100MHz，最大頻偏為

75MHz的調(diào)頻波。已知調(diào)制信號(hào)頻率范圍為100~15000Hz。方案如圖

5-2-28所示。調(diào)相器輸入載波頻率為

100

kHz，產(chǎn)生的最大頻偏設(shè)為

24.41

Hz(已知100

Hz上能產(chǎn)生的最大線性頻偏為

26

Hz)，通過三級(jí)四倍頻和一級(jí)三倍頻，可以得到fc

=19.2

MHz，fm=4.687kHz的調(diào)頻波，再通過混頻將其載波頻率降低到

6.25MHz，后通過兩個(gè)四倍頻器，就能得到所需的調(diào)頻器。第

5章角度調(diào)制與解調(diào)電路5.3.1

限幅鑒頻實(shí)現(xiàn)方法概述5.3

調(diào)頻波解調(diào)電路5.3.2

斜率鑒頻電路5.3.3

相位鑒頻電路5.3

調(diào)頻波解調(diào)電路1．概念頻率檢波(鑒頻)：調(diào)頻波的解調(diào)相位檢波(鑒相)：調(diào)相波的解調(diào)2．作用

從已調(diào)波中檢出反映在頻率或相位變化上的調(diào)制信號(hào)。鑒頻鑒相采用的方法不盡相同，本章重點(diǎn)討論調(diào)頻波的解調(diào)——鑒和頻。3．特點(diǎn)限幅與鑒頻一般聯(lián)用——統(tǒng)稱限幅鑒頻器。在調(diào)頻接收機(jī)中，因多種原因(如頻率特性不均、干擾等)會(huì)導(dǎo)致調(diào)頻信號(hào)振幅發(fā)生變化。鑒頻時(shí)，上述寄生調(diào)幅會(huì)反映在輸出解調(diào)電壓上，產(chǎn)生解調(diào)失真。解決辦法——在鑒頻前加限幅器。5.3.1

限幅鑒頻實(shí)現(xiàn)方法概述一、鑒頻電路性能要求1．功能將輸入調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率變換為相應(yīng)解調(diào)輸出電壓。2．鑒頻特性描述

vO

隨瞬時(shí)頻偏

(f

-

fc)的變化特性，如圖

5-3-1所示。圖

5-3-1鑒頻特性3．鑒頻跨導(dǎo)鑒頻特性原點(diǎn)處的斜率單位

V/Hz。

SD越大，鑒頻器將輸入瞬時(shí)頻偏變換為輸出解調(diào)電壓的能力越強(qiáng)。4．對(duì)鑒頻電路性能要求

①

通頻帶大于調(diào)制信號(hào)的最高頻率

max。在傳輸視頻信號(hào)時(shí)，還必須滿足相位失真和瞬變失真的要求。②

大的鑒頻跨導(dǎo)

SD③

滿足線性和非線性失真的要求。二、鑒頻的實(shí)現(xiàn)方法

①利用反饋環(huán)路(例如鎖相環(huán))實(shí)現(xiàn)鑒頻(第

5章)

②

利用波形變換

——

將輸入的調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行特定的波形變換，使變換后的波形含有反映瞬時(shí)頻率變化的平均分量。再通過檢波、低通濾波器輸出所需的解調(diào)電壓。方法：三種。(1)斜率鑒頻器

①將輸入調(diào)頻波通過具有合適頻率特性的線性網(wǎng)絡(luò)，使輸出調(diào)頻波的振幅按照瞬時(shí)頻率的規(guī)律變化。

②通過包絡(luò)檢波器輸出反映振幅變化的解調(diào)電壓。圖

5-3-2斜率鑒頻器的實(shí)現(xiàn)模型圖

5-3-15單失諧回路斜率頻器圖

5-3-5脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器的組成方框及其各部分波型調(diào)頻電壓→

限幅器

→調(diào)頻方波→

微分電路

→微分脈沖→脈沖形成電路

→調(diào)頻方波→

低通濾波器

→解調(diào)電壓(2)相位鑒頻器

①

將輸入調(diào)頻波通過具有合適頻率特性的線性網(wǎng)絡(luò)，使輸出調(diào)頻波的附加相移按照瞬時(shí)頻率的規(guī)律變化。

②

相位檢波器將它與輸入調(diào)頻波的瞬時(shí)相位進(jìn)行比較，檢出反映附加相移變化的解調(diào)電壓。圖

5-3-3相位鑒頻器的實(shí)現(xiàn)模型(3)脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器

①

調(diào)頻波通過非線性變換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻等寬脈沖序列。

②

由低通濾波器輸出反映平均分量變化的解調(diào)電壓。圖

5-3-4脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器的實(shí)現(xiàn)模型三、調(diào)頻信號(hào)通過線性網(wǎng)絡(luò)的響應(yīng)線性網(wǎng)絡(luò)：斜率、相位鑒頻的關(guān)鍵作用：瞬時(shí)頻率變化-振幅、相移變化調(diào)頻波為非簡(jiǎn)諧波，由眾多頻率分量組成。根據(jù)線性系統(tǒng)理論，若已知線性網(wǎng)絡(luò)的頻率特性為令：F1(j)=F[v1(t)]、F2(j)=F[v2(t)](對(duì)

v1、v2的傅里葉變換)，F(xiàn)–1——傅里葉反變換。

當(dāng)線性網(wǎng)絡(luò)輸入端作用著調(diào)頻信號(hào)

v1(t)

時(shí)，它的輸出

v2(t)響應(yīng)為v2(t)=F-1[F2(j)]=F-1[F1(j)A(j)]

(5-3-5)

上述分析十分困難，僅在個(gè)別理想情況下才能方便求解，得出所需結(jié)果。

1．等幅調(diào)頻波通過理想微分網(wǎng)絡(luò)的響應(yīng)特性

一個(gè)理想的微分網(wǎng)絡(luò)，其頻率特性

A(j)=jA0幅頻特性：線性相頻特性：恒值它的輸出響應(yīng)[由式(5-3-5)]為v2(t)=F-1

[F1(j)A(j)]=F-1[jA0F1(j)]利用傅里葉變換的微分特性圖

5-3-6當(dāng)

v1=V1mcos(ct+Mfsin

t)時(shí)

(Mf=m/)v2(t)=-A0V1m(c+mcos

t)

sin(ct+Mfsin

t)

(5-3-8)V2m=A0V1m(c+mcos

t)可見，經(jīng)過理想微分網(wǎng)絡(luò)，等幅調(diào)頻波變成了幅度按調(diào)制規(guī)律變化的調(diào)幅調(diào)頻波(信號(hào)的瞬時(shí)頻率變化不失真地反映在輸出調(diào)頻信號(hào)的振幅

V2m上)，可通過包絡(luò)檢波器解調(diào)。實(shí)現(xiàn)模型如圖

5-3-7所示。圖

5-3-7斜率鑒頻器的理論模型

2．等幅調(diào)頻波通過理想時(shí)延網(wǎng)絡(luò)的響應(yīng)特性

一理想時(shí)延網(wǎng)絡(luò)的頻率特性理想時(shí)延網(wǎng)絡(luò)幅頻特性：恒值相頻特性：線性圖

5-3-8理想時(shí)延網(wǎng)絡(luò)的頻率特性理想微分網(wǎng)絡(luò)圖

5-3-6根據(jù)傅里葉變換的時(shí)延特性求得輸出響應(yīng)為當(dāng)

v1(t)=V1mcos(ct+Mfsin

t)時(shí)其中sin(t-0)=sin

tcos

0-cos

tsin0

sin

t-cos

t

0(若0

≤

/12，則

cos01，sin0

0)即sin

(t-0)

sin

t-cos

t

0上式表明，通過理想時(shí)延網(wǎng)絡(luò)，當(dāng)

0

≤

/12時(shí)，輸出調(diào)頻波中附加相移為

=-c0-Mf0

cos

t=-c0-m0

cos

t其中，c0為恒定相移，m0

cost

反映了輸入調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率變化。相位鑒頻器的實(shí)現(xiàn)模型如圖

5-3-9所示。圖

5-3-9相位鑒頻器的理論模型3．準(zhǔn)靜態(tài)條件下的響應(yīng)特性

滿足準(zhǔn)靜態(tài)條件的網(wǎng)絡(luò)，其輸出響應(yīng)是一個(gè)振幅和相位均隨

(t)變化的調(diào)頻波。

①

準(zhǔn)靜態(tài)條件：網(wǎng)絡(luò)的瞬變過程速率遠(yuǎn)高于輸入調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率變化速率。

②

準(zhǔn)靜態(tài)條件下的響應(yīng)特性：網(wǎng)絡(luò)對(duì)輸入調(diào)頻波的響應(yīng)可近似為該瞬時(shí)頻率的正弦穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。故，瞬時(shí)角頻率為

(t)

的輸入調(diào)頻信號(hào)，在網(wǎng)絡(luò)輸出端的響應(yīng)為若

(t)=

c+

mcost，即

v1(t)=

Vlmcos(ct

+Mfsint)，則振幅、相位均隨

(t)變化

③

網(wǎng)絡(luò)滿足準(zhǔn)靜態(tài)的條件：理論證明，若網(wǎng)絡(luò)的

3dB帶寬為

BW0.7，輸入調(diào)頻波的最大角頻偏和調(diào)制的頻率分別為

m

和

，則當(dāng)或或網(wǎng)絡(luò)就可滿足準(zhǔn)靜態(tài)條件。四、振幅限幅器作用：將寄生調(diào)幅的調(diào)頻信號(hào)變換為等幅的調(diào)頻信號(hào)。圖

5-3-12振幅限幅器的作用典型電路三極管振幅限幅器差分對(duì)振幅限幅器1．三極管振幅限幅器(1)特性：丙類諧振放大器的放大特性。(2)電路：工作在過壓狀態(tài)的諧振功率放大器。圖5-3-12振福限幅器的作用2．差分對(duì)管振幅限幅器(1)電路圖5-3-14差分對(duì)管振福限幅器(2)原理輸入

vS

較大，iC

上下削平，后接諧振回路，可得等幅調(diào)頻波。5.3.2

斜率鑒頻電路一、失諧回路斜率鑒頻電路1．電路組成

①

單失諧回路(諧振回路對(duì)輸入調(diào)頻波的載波失諧)②

二極管包絡(luò)檢波器圖

5-3-15單失諧回路斜率鑒頻器2．工作原理

①

將載波角頻率設(shè)在諧振特性曲線傾斜部分中接近直線段的中點(diǎn)

(

O或

O)

。

②

單失諧回路將輸入的等幅調(diào)頻波

vS(t)=Vsmcos(ct

+Mfsin

t)

變換為幅度反映瞬時(shí)頻率變化的調(diào)幅調(diào)頻波。③

通過包絡(luò)檢波器完成鑒頻功能。斜率鑒頻器3．?dāng)U大鑒頻特性范圍單失諧回路鑒頻器：諧振曲線線性范圍小，為擴(kuò)大鑒頻特性范圍，多采用雙失諧回路構(gòu)成平衡回路斜率鑒頻器。

(1)電路圖

5-3-16雙失諧回路斜率鑒頻器vO=vAV1-vAV2

圖

5-3-16中，上諧振回路調(diào)諧在

f01，下諧振回路調(diào)諧在

f02，它們各自失諧在輸入調(diào)頻波載波頻率

fc

的兩側(cè)，并且與

fc

間隔

f

相等，即

f

=f01-fc

=fc-f02。(2)鑒頻特性設(shè)

A1()、A2()：上、下兩諧振回路的幅頻特性

vO

：雙失諧回路斜率鑒頻器輸出解調(diào)電壓，則vO=vAV1-vAV2=Vsmd[A1()-A2()]

可見，當(dāng)

Vsm

和

d一定時(shí)，vO

隨

的變化特性就是兩個(gè)失諧回路的幅頻特性相減后的合成特性。

d：上、下兩包絡(luò)檢波器的檢波電壓傳輸系數(shù)(3)討論合成鑒頻特性曲線的線性：①

與兩失諧回路的幅頻特性形狀有關(guān)；

②

主要取決于

f01和

f02的位置。配置恰當(dāng)，補(bǔ)償兩曲線中的彎曲部分，可獲線性范圍較大的鑒頻特性曲線。圖

5-3-16雙失諧回路斜率鑒頻器

f

過大時(shí)，會(huì)在

fc

附近出現(xiàn)彎曲；

f

過小時(shí)，線性段范圍不能擴(kuò)展。可證，若

，鑒頻特性的線性范圍達(dá)到最大。為了實(shí)現(xiàn)線性鑒頻，應(yīng)限制

m<BW0.7/4

。二、集成電路中采用的斜率鑒頻器圖

5-3-17集成電路中廣泛采用的斜率鑒頻電路1．電路

L1C1C2：線性網(wǎng)絡(luò)，作用：

f–V變換，輸出調(diào)頻調(diào)幅電壓v1(t)

，v2(t)；

T1T2：射隨器；

T3T4：三極管包絡(luò)檢波器，輸出解調(diào)波；

T5T6：差分放大器，放大解調(diào)電壓。2．原理圖

5-3-18鑒頻特性曲線

特性曲線如圖5-3-18(a)所示。

①

1，L1C1并聯(lián)諧振，v1m

最大，v2m

最小。

②

2，L1C1C2串聯(lián)諧振，v1m

最小，v2m最大。

③

合成鑒頻特性曲線如圖5-3-18(b)所示。

vO=A(v1m-v2m)

A：增益常數(shù)，取決于射隨器、檢波器、差分放大器。

④

可調(diào)元件L1、C1、C2。5.3.3

相位鑒頻電路

作用：鑒相，用來檢出兩信號(hào)間的相位差，并輸出與相位差大小相對(duì)應(yīng)的電壓。實(shí)現(xiàn)電路疊加型乘積型模擬鑒相器數(shù)字鑒相器—由數(shù)字電路構(gòu)成一、乘積型鑒相器1．組成框圖圖

5-3-19乘積型鑒相器相乘器(例如雙差分對(duì)平衡調(diào)制器)+低通濾波器。圖

5-3-25乘積型相位鑒頻電路T3~T9、D6：雙差分對(duì)平衡調(diào)制器、實(shí)現(xiàn)乘積型相位鑒頻電路。

2．工作原理設(shè)兩個(gè)輸入信號(hào)分別為除

90

固定相移外，它們之間的相位差為

。則雙差分對(duì)管輸出差值電流(見式

4-2-23)為(5-3-19)(1)V2m<26mV，V1m>

260mV，上式簡(jiǎn)化為(見式

4-2-27)通過低通濾波器，濾除

2

及其以上各次諧波項(xiàng)，取出有用的平均分量，其值與

sin

成正比。設(shè)雙差分對(duì)管的直流負(fù)載電阻為

RC，低通濾波器的傳輸增益為

1，則鑒相器的鑒相特性為(5-3-20)式中，Ad

為鑒相靈敏度，單位為

V。圖

5-3-20乘積型鑒相器的鑒相特性當(dāng)|

|</12時(shí)，sin

，vO

與

成正比。故只能不失真地解調(diào)|

|為小值的調(diào)相信號(hào)。

輸入信號(hào)引入

90的固定相移，目的是獲得正弦的鑒相特性，以保證

=0時(shí)

vO

=0，且上、下奇對(duì)稱。

(2)當(dāng)Vlm

和

V2m均大于

260mV近似表示為兩個(gè)雙向開關(guān)函數(shù)相乘，即可畫出兩個(gè)開關(guān)波形相乘后的波形。

=0時(shí)，相乘所得的雙向脈沖上、下等寬，頻率加倍，相應(yīng)的平均分量為

0；

0且

>0

時(shí)，相乘所得的雙向脈沖上、下不等寬。在

||</2范圍內(nèi)，相應(yīng)的平均分量為圖

5-3-21兩個(gè)開關(guān)波形相乘后的波形3．實(shí)現(xiàn)電路(1)電路圖

5-3-25乘積型相位鑒頻電路T1：射隨器，將一路信號(hào)

vS

分為大小兩路：大：接T7，作用：保證T7、T8為開關(guān)狀態(tài)。小：經(jīng)頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)接

T3~T6，為相乘器小信號(hào)輸入電壓。T3~T9、D6：雙差分對(duì)平衡調(diào)制器，實(shí)現(xiàn)乘積型鑒相。

頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)D1~D5：T2及雙差分對(duì)偏置電路。

通過低通濾波器，得到鑒相器的輸出電壓為，為在||</2

內(nèi)的一條通過原點(diǎn)的直線，并向兩側(cè)周期性重復(fù)。(2)頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)①

電路(a)

(b)圖

5-3-26單諧振回路作為相頻轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)

參見圖

5-3-26(a)。將輸入電壓源

變換為電流源，如圖

5-3-26(b)所示，其中，。則該網(wǎng)絡(luò)就是在激勵(lì)下的單諧振回路。②

輸出電壓

在

0

附近，網(wǎng)絡(luò)的增益

A(j)

可近似表示為或(5-3-25)或(5-3-25)式中，定義為廣義失諧量，其中

③

幅頻特性和相頻特性曲線可根據(jù)式(5-3-25)

畫出，如圖

5-3-26所示

。圖

5-3-26④

討論

圖

5-3-8比較圖

5-3-8

理想時(shí)延網(wǎng)絡(luò)特性，該網(wǎng)絡(luò)既不能提供恒值的幅頻特性，也不能提供線性的相頻特性，僅在

0

附近的很小范圍內(nèi)，才可近似認(rèn)為

A()

為恒值，A()在

上、下線性變化。結(jié)論：頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)時(shí)延特性不理想。

(3)鑒頻特性

設(shè)頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)諧振頻率

0=c。電路中射隨器

T1和

T2

的增益近似為

1，則

v1(t)

的振幅

V1m近似等于輸入調(diào)頻信號(hào)

vs(t)

的振幅

Vsm

，v2(t)

的振幅

V2m=(1/10)A()Vsm。根據(jù)vO

Adsin，在雙差分對(duì)管單端輸出時(shí)，鑒頻器的輸出解調(diào)電壓為(5-3-27)式中，A=arctan根據(jù)上式畫鑒頻特性曲線，如圖

5-3-27所示

。圖

5-3-27鑒頻特性曲線

圖

5-3-27中，虛線是假設(shè)A()

為恒值時(shí)畫出的特性，而實(shí)線則是按A()

的變化進(jìn)行修正后畫出的實(shí)際特性。可見，當(dāng)廣義失諧量

向正、負(fù)方向增大時(shí)，由于

A()下降，實(shí)際特性出現(xiàn)正、負(fù)兩個(gè)峰值，而后便近似按

A()

的規(guī)律單調(diào)下降。若

arctan

限制在

/12