第五講微波混頻器電路

第五講微波混頻器電路第一頁，共五十六頁，2022年，8月28日單端混頻器

1.基本電路

單端混頻器是一種最簡單的混頻器，前節(jié)的分析實(shí)際上就是以單端混頻器為例進(jìn)行的，其工作原理和性能已經(jīng)詳細(xì)討論，這里主要關(guān)注其電路結(jié)構(gòu)。圖3-20給出了微帶型單端混頻器的電路結(jié)構(gòu)，它由耦合微帶線定向耦合器、1/4波長阻抗變換器、阻性混頻二極管(通常采用梁式引線肖特基勢壘二極管)、中頻和直流通路及高頻旁路等部分組成。信號從電路左邊送入，經(jīng)定向耦合器和阻抗變換器加到混頻二極管上，本振功率從定向耦合器的另一端口輸入也加到二極管上。第二頁，共五十六頁，2022年，8月28日1—定向耦合器；2—阻抗變換器；3—相移線段；4—阻性混頻二極管;5—高頻旁路；6—半環(huán)電感及縫隙電容；7—中頻和直流通路；8—匹配負(fù)載圖3-20微帶型微波單端混頻器的電路結(jié)構(gòu)第三頁，共五十六頁，2022年，8月28日

(1)定向耦合器除保證信號和本振功率有效加在二極管上之外，還可以保證信號端口和本振端口之間有適當(dāng)?shù)鸟詈隙?。其耦合度不宜取得過大和過小，耦合過松，會(huì)使完成正?；祛l要求的本振功率過大；耦合過緊，則由于定向耦合器的端口③接有匹配負(fù)載，信號功率傳到定向耦合器的端口③后被負(fù)載吸收過多，導(dǎo)致信號功率損耗加大。一般耦合度取為10dB。第四頁，共五十六頁，2022年，8月28日

(2)在定向耦合器與混頻二極管之間接有λSg/4(λSg為信號頻率對應(yīng)的微帶導(dǎo)內(nèi)波長)阻抗變換器及相移線段。相移線段的作用是抵消二極管輸入阻抗中的電抗成分，再經(jīng)過λSg／4阻抗變換器完成定向耦合器的端口②與混頻二極管之間的阻抗匹配，使信號和本振最有效地加到二極管上。第五頁，共五十六頁，2022年，8月28日

(3)在二極管的右邊接有低通濾波器，由λSg／4終端開路線、半環(huán)電感和縫隙電容組成。它的作用是濾除信號和本振及其各次諧波等高頻信號，λSg／4終端開路線對高頻信號呈現(xiàn)短路輸入阻抗，高頻信號將從這里短路接到地板上而不會(huì)從中頻端口輸出，但這一開路線對中頻信號則呈現(xiàn)較大容抗而近似不影響中頻傳輸。為了對偏離中心頻率fS的其他高頻信號也提供低阻抗，λSg／4開路線采用低阻線(阻抗為5～10Ω)，即微帶線很寬。中頻引出線上的半環(huán)電感和縫隙電容組成諧振于本振頻率的并聯(lián)諧振回路，以進(jìn)一步加強(qiáng)對本振的抑制，阻止它進(jìn)入中頻回路，但這一并聯(lián)諧振回路對中頻則近似短路，中頻可以順利通過。第六頁，共五十六頁，2022年，8月28日

(4)為能構(gòu)成中頻電流流動(dòng)的通路，在二極管輸入端還接有中頻通路。為了減小本振功率并改善混頻器的噪聲性能，可以給二極管適當(dāng)加一個(gè)較小的正向偏壓，但從簡化電路出發(fā)，往往工作于零偏，這時(shí)仍要保證為混頻電流中的直流成分提供通路。圖3-20所示的直流通路就是由中頻接地線兼做的。它是長度為λSg／4奇數(shù)倍的終端短路微帶線，為主傳輸通道提供近似開路阻抗，同時(shí)它設(shè)計(jì)成線條很窄的高阻線，目的都是使它對信號和本振的傳輸沒有影響。第七頁，共五十六頁，2022年，8月28日電路中設(shè)計(jì)微帶線長度時(shí)都是以信號頻率對應(yīng)的微帶導(dǎo)內(nèi)波長為基準(zhǔn)的，一方面是由于信號頻率和本振頻率很接近，按信號波長設(shè)計(jì)對本振傳輸帶來的影響不大；另一方面是由于信號功率比較弱，電路設(shè)計(jì)務(wù)必要保證信號的損失最小，因此只能犧牲部分本振功率。

單端混頻器電路以微帶形式光刻在介質(zhì)基片上，為平面電路，其結(jié)構(gòu)簡單，制造容易，體積小，質(zhì)量輕，但性能較差，實(shí)際應(yīng)用不多。然而這種單端混頻器也是其他各種混頻器的基礎(chǔ)，其基本結(jié)構(gòu)及其設(shè)計(jì)思想對于其他混頻器都具有參考意義。第八頁，共五十六頁，2022年，8月28日

2.濾波器型電抗鏡像終端單端混頻器

要降低混頻器的變頻損耗和噪聲系數(shù)，除了必須對各高次閑頻提供短路終端外，還需對鏡像頻率提供短路和開路終端。在電路設(shè)計(jì)中所采取的措施是在信號輸入端的適當(dāng)位置加入鏡像抑制濾波器，把鏡像功率反射回二極管后再次參加混頻，得到附加的中頻輸出。圖3-21和圖3-22分別給出了鏡像短路和鏡像開路的單端混頻器微帶電路。第九頁，共五十六頁，2022年，8月28日1—定向耦合器；2—阻抗變換器；3—相移線段；4—混頻二極管；5—高頻旁路;6—半環(huán)電感及縫隙電路；7—中頻及直流通路；8—匹配負(fù)載；9—鏡像抑制濾波器圖3-21鏡像短路單端混頻器微帶電路第十頁，共五十六頁，2022年，8月28日1—定向耦合器；2—阻抗變換器；3—相移線段；4—混頻二極管；5—高頻電路;6—半環(huán)電感及縫隙電容；7—中頻及直流通路；8—匹配負(fù)載；9—鏡像抑制濾波器圖3-22鏡像開路單端混頻器微帶電路第十一頁，共五十六頁，2022年，8月28日從圖3-21與圖3-22的對比可見，圖3-21中提供鏡像短路的濾波器是一段長約λSg／4(λSg為鏡像頻率對應(yīng)的微帶導(dǎo)內(nèi)波長)、終端開路的微帶線，這段線對鏡像頻率提供很低的阻抗，使鏡頻近似短路。該微帶線一般放在緊靠二極管輸入接點(diǎn)的地方，使混頻產(chǎn)生的鏡頻分量在二極管接點(diǎn)處就被短路到地。如果該微帶線離開二極管有一段距離(不等于λSg／2)，那么這一小段線的電抗就會(huì)形成鏡像電壓，而不能將鏡像真正短路。電路的其他部分與圖3-20相同。第十二頁，共五十六頁，2022年，8月28日圖3-21中在二極管輸入接點(diǎn)處放置了一個(gè)平行耦合帶阻濾波器，組成此濾波器的微帶線總長約為λSg／2，其中λSg／4長度與主線作平行耦合。根據(jù)無源微波元器件的性能，它是以fi為帶阻中心頻率的帶阻濾波器，對鏡像頻率提供開路阻抗，形成鏡像開路終端。

對圖3-21和圖3-22中鏡像抑制濾波器的一般要求是：對鏡頻有足夠的衰減(約20dB)，對輸入信號的插入損耗足夠小(小于0.5dB)。為了保證達(dá)到這一要求，信號和鏡頻邊帶的頻率間隔應(yīng)足夠?qū)?，中頻不能選得太低。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，中頻fiS≈1.5BS，其中BS為信號帶寬，故這類混頻器是窄帶的，其信號相對帶寬小于10％。第十三頁，共五十六頁，2022年，8月28日給出圖3-21所示結(jié)構(gòu)的混頻器實(shí)驗(yàn)性能如下：信號頻率fS=4GHz，中頻fif=70MHz，中放帶寬為±10MHz，中放噪聲系數(shù)Fif=1.7dB，鏡像抑制濾波器對信號的插入損耗為0.4dB。二極管的直流電流為2.2mA，本振功率為4mW，混頻器-中放組件的總噪聲系數(shù)為4.1dB。

平衡混頻器

平衡混頻器的主要優(yōu)點(diǎn)是噪聲系數(shù)低，信號動(dòng)態(tài)范圍大，要求本振功率小，因此應(yīng)用較廣泛。第十四頁，共五十六頁，2022年，8月28日平衡混頻器的結(jié)構(gòu)與單端混頻器相似，不同之處在于它采用兩只混頻管，要求混合電路使信號和本振都以等分的功率及一定的相位關(guān)系加到兩只二極管上。常采用的混合電路

是環(huán)形橋、分支線定向耦合器和正交場平衡電路。

平衡混頻器電路可按加到兩管上信號和本振的相位關(guān)系分為本振反相型和π/2移相型兩類，它們的平衡混頻原理相同，但電路結(jié)構(gòu)及某些指標(biāo)各有特點(diǎn)。第十五頁，共五十六頁，2022年，8月28日

1.本振反相型(180°相移型)平衡混頻器

本振反相型平衡混頻器的等效電路如圖3-23所示。

由圖可見，從變壓器次級輸出的信號電壓US1、US2等幅同相地加到兩個(gè)二極管上：

uS1=uS2=UScosωSt

(3-65)

本振電壓等幅反相地加到兩只二極管上，即

uL1=ULcosωLt

uL2=ULcos(ωLt－π)

二極管VD1和VD2在本振電壓的激勵(lì)下產(chǎn)生相應(yīng)的時(shí)變電導(dǎo)，分別為(3-66)第十六頁，共五十六頁，2022年，8月28日圖3-23本振反相型平衡混頻器等效電路第十七頁，共五十六頁，2022年，8月28日

流過VD1、VD2的電流為(不考慮中頻、鏡頻電壓)(3-67)(3-68)第十八頁，共五十六頁，2022年，8月28日設(shè)ωS>ωL，ω0=ωS－ωL，則由式(3-68)可得到兩管產(chǎn)生的中頻電流成分為

i01(t)=g1UScosω0t

i02(t)=g1UScos［ωSt－(ωLt－π)］=－g1UScosω0t

(3-69)

可見，VD1和VD2產(chǎn)生的中頻電流反相，而輸出到負(fù)載上的中頻電流為二者之差，因此有

i0(t)=i01(t)－i02(t)=2g1UScosω0t

(3-70)第十九頁，共五十六頁，2022年，8月28日由此說明，平衡混頻器的輸入信號和本振功率都平分加到兩只混頻管上，得到了充分利用。這一方面大大降低了本地振蕩器輸出功率的要求，另一方面輸入信號的動(dòng)態(tài)范圍增加了一倍。

平衡混頻器的第二個(gè)優(yōu)點(diǎn)是抑制本振引入的調(diào)幅噪音。實(shí)際中，振蕩器在輸出所需振蕩信號的同時(shí)，一定伴隨有噪聲輸出，其噪聲頻譜如圖3-24所示。第二十頁，共五十六頁，2022年，8月28日圖3-24本振源輸出噪聲頻譜第二十一頁，共五十六頁，2022年，8月28日因此，凡是和本振頻率之差落在中放帶寬內(nèi)的那些噪聲頻譜分量會(huì)經(jīng)過混頻而變?yōu)橹蓄l噪聲。對于單端混頻器，這將使噪聲系數(shù)惡化。對于平衡混頻器，因?yàn)楸菊裾{(diào)幅噪聲和本振信號是從同一端口加入的，見圖3-25，所以加到VD1和VD2的本振噪聲的相位和本振完全相同，即

un1=Uncos(ωL±ω0)t

un2=Uncos［(ωL±ω0)t－π］

由此式(3-71)及式(3-67)的得到VD1、VD2混頻產(chǎn)生的中頻噪聲電流分別為(3-71)第二十二頁，共五十六頁，2022年，8月28日圖3-25本振調(diào)幅噪聲等效電路第二十三頁，共五十六頁，2022年，8月28日

in1(t)=g1Uncosω0t

in2(t)=g1Uncosω0t

因此在負(fù)載上輸出的中頻噪聲電流為

in(t)=in1(t)－in1(t)=0

(3-73)

它正好與采用中頻信號時(shí)的情況相反。可見，由于本振調(diào)幅噪聲和本振總是以相同的相位關(guān)系加到兩只二極管上的，因而能夠抑制本振調(diào)幅噪聲。

(3-72)第二十四頁，共五十六頁，2022年，8月28日平衡混頻器的第三個(gè)優(yōu)點(diǎn)是能夠抑制混頻產(chǎn)生的部分無用的組合頻率成分。根據(jù)式(3-68)可得時(shí)變電導(dǎo)g(t)的n次本振諧波分量與信號電壓乘積，分別為

可見，當(dāng)n為偶數(shù)時(shí)，i1(t)和i2(t)同相，因此在輸出電路中互相抵消；當(dāng)n為奇數(shù)時(shí)，i1(t)和i2(t)反相，因此在輸出電路中互相疊加。這樣即可抑制一半的組合頻率成分。

常用的本振反相型平衡混頻器有微帶環(huán)形橋平衡混頻器和正交場平衡混頻器。(3-74)第二十五頁，共五十六頁，2022年，8月28日

1)微帶環(huán)形橋平衡混頻器

圖3-26(a)所示的電路是由3dB環(huán)形橋、阻抗匹配電路(移相線及1/4波長阻抗變換器)、混頻管及低通濾波器等組成的。環(huán)形橋亦稱環(huán)形定向耦合器或混合環(huán)，其中三段臂長為1/4波長，一段臂長為3/4波長，各臂特性阻抗為。

由圖可見，加在VD1、VD2管上的本振電壓等幅反相，信號電壓等幅同相。因此VD1和VD2產(chǎn)生的中頻電流反相，輸出到負(fù)載的中頻電流為

i0(t)=i01(t)－i02(t)=2g1UScosω0t

(3-75)第二十六頁，共五十六頁，2022年，8月28日圖3-26反相型微帶平衡混頻器(a)采用3dB環(huán)形橋；(b)采用1/4波長延長臂的分支線定向耦合器第二十七頁，共五十六頁，2022年，8月28日在環(huán)形橋平衡混頻器中，環(huán)形橋的結(jié)構(gòu)保證了本振和信號之間具有良好的隔離度。在實(shí)際結(jié)構(gòu)中，本振(或信號)輸入端口引出線與電路的中頻部分交叉，存在結(jié)構(gòu)上的困難，故有時(shí)需將中頻部分從微帶基片的背面引出，這就帶來不便。為此，可以改為采用具有1/4波長延長臂的分支線定向耦合器作為混合電路，如圖3-25(b)所示，VD1管前的延長臂是為了將90°移相的分支線定向耦合器變換成180°移相網(wǎng)絡(luò)，分支線定向耦合器的頻帶比環(huán)形橋的頻帶窄。圖中定向耦合器作為環(huán)形結(jié)構(gòu)是為了減少T接頭效應(yīng)和拐彎處的不連續(xù)區(qū)影響。其工作原理和混合環(huán)平衡混頻器相同，但結(jié)構(gòu)上避免了線路交叉的問題。第二十八頁，共五十六頁，2022年，8月28日

2)正交場平衡混頻器

微帶混頻器具有體積小、重量輕、成本低和容易加工等優(yōu)點(diǎn)，在小型設(shè)備中得到了廣泛應(yīng)用。但它不易與波導(dǎo)相連接，所以在波導(dǎo)系統(tǒng)中常采用波導(dǎo)腔結(jié)構(gòu)。圖3-27是正交場平衡混頻器波導(dǎo)結(jié)構(gòu)示意圖。它具有結(jié)構(gòu)緊湊、體積小、調(diào)整方便、頻帶和噪聲合理等優(yōu)點(diǎn)，因此成為目前波導(dǎo)混頻器中最實(shí)用的結(jié)構(gòu)形式之一。第二十九頁，共五十六頁，2022年，8月28日圖3-27正交場平衡混頻器結(jié)構(gòu)圖第三十頁，共五十六頁，2022年，8月28日正交場平衡混頻器由混頻腔、信號輸入波導(dǎo)和本振輸入波導(dǎo)三部分組成。信號和本振輸入波導(dǎo)兩者互相正交地連接到混頻腔?；祛l腔是一段方波導(dǎo)，腔中心兩個(gè)混頻管串聯(lián)地安裝在一條軸上，兩管連接處有一根與二極管軸線垂直的金屬橫桿(又稱擾動(dòng)桿)，用以引出中頻電流，并對本振電場分布起著微擾作用。兩二極管的管帽與混頻腔之間具有高頻旁路電容，并由此引出整流電流(指示本振功率的大小)。每個(gè)管帽內(nèi)部裝有LC中頻濾波器和直流電阻，用來濾除中頻并提供直流偏壓。在中頻輸出接頭內(nèi)加有高頻扼流套，它是低通濾波器，用來防止高頻進(jìn)入中頻電路。由圖3-27可見，對于直流回路來說，兩只混頻管是串聯(lián)的；而對中頻輸出端來說，兩只混頻管是并聯(lián)的。第三十一頁，共五十六頁，2022年，8月28日這種混頻器是本振反相型平衡混頻器。因?yàn)樾盘柌▽?dǎo)的寬邊與二極管軸線垂直，所以信號所產(chǎn)生的TE10波的電場方向與二極管軸線平行，于是加到兩個(gè)二極管上的信號電壓大小相等，方向相同，如圖3-28(a)所示。本振輸入波導(dǎo)的寬邊與二極管軸線平行，如果腔內(nèi)沒有金屬擾動(dòng)桿的話，本振產(chǎn)生的電場將與二極管軸線垂直，但由于擾動(dòng)桿的存在，本振電場將受到擾動(dòng)而發(fā)生彎曲(因?yàn)閳鲆怪庇趯?dǎo)體表面)，產(chǎn)生和二極管平行的電場分量。由于結(jié)構(gòu)的對稱性，本振電壓是大小相等而反相地加在兩個(gè)二極管上，如圖3-28(b)所示。第三十二頁，共五十六頁，2022年，8月28日圖3-28混頻腔內(nèi)的電場分布(a)信號電場分布；(b)本振電場分布第三十三頁，共五十六頁，2022年，8月28日在正交場平衡混頻器中，由于信號和本振的相位關(guān)系是依靠特定的空間電場分布來實(shí)現(xiàn)的，因此它是一種寬頻帶混頻器。但由于使用了諧振腔，帶寬要受到一定的限制，不能在很寬的頻帶內(nèi)工作。

由于加入混頻腔的信號和本振電場是相互垂直的，因而把這種混頻器稱為正交場混頻器。

2.π/2(90°)相移型平衡混頻器

1)分支線平衡混頻器

圖3-29(a)所示的分支線耦合平衡混頻器是一種90°相移型平衡混頻器，其功率混合電路采用3dB變阻定向耦合器，匹配電路和濾波電路與單端混頻器相同。第三十四頁，共五十六頁，2022年，8月28日圖3-29

π/2型微帶平衡混頻器(a)采用3dB變阻定向耦合器；(b)變阻定向耦合器各臂特性阻抗第三十五頁，共五十六頁，2022年，8月28日在3dB定向耦合器各端匹配的條件下，本振功率從端口②輸入，信號從端口①輸入，①端口到③、④端口的信號功率及②端口到④、③端口的本振功率都是功率平分而相位相差90°。

設(shè)信號從①、②端口加入時(shí)初相位都是0°，因傳輸路徑相同不影響相對相位關(guān)系，故通過定向耦合器作用并注意到電路中二極管的接向后，加到VD1和VD2上的信號電壓和

本振電壓分別為(3-76)第三十六頁，共五十六頁，2022年，8月28日

可見，信號和本振部分分別以π/2相位差分配到兩只二極管上，故稱為π/2型平衡混頻器。

二極管VD1和VD2在本振電壓作用下所產(chǎn)生的時(shí)變電導(dǎo)為(3-77)(3-78)第三十七頁，共五十六頁，2022年，8月28日設(shè)ωS>ωL，ω0=ωS－ωL，通過VD1、VD2的電流和中頻電流分別為(3-80)(3-79)第三十八頁，共五十六頁，2022年，8月28日可見，VD1和VD2產(chǎn)生的中頻電流反相，因此輸出到負(fù)載上的中頻電流為任一二極管產(chǎn)生的中頻電流的兩倍，即

同反相型平衡混頻器一樣，分支線平衡混頻器同樣能消除本振調(diào)幅噪聲，也能抑制由混頻產(chǎn)生的部分無用的組合頻率分量。(3-81)第三十九頁，共五十六頁，2022年，8月28日

2)平行耦合線平衡混頻器

單端混頻器的主要缺點(diǎn)之一就是由于輸入定向耦合器的端口③接的是匹配負(fù)載，盡管耦合度較低，它仍會(huì)吸收一部分信號功率，同時(shí)浪費(fèi)了本振功率。如果在這個(gè)端口不接匹配負(fù)載而接一個(gè)相同的混頻二極管，并將耦合度設(shè)計(jì)為3dB，使得分配到兩個(gè)混頻二極管上的本振功率和信號功率都相等，然后將兩個(gè)二極管的混頻結(jié)果同相相加，如圖3-30所示。第四十頁，共五十六頁，2022年，8月28日圖3-30

90°相移型平衡混頻器原理圖第四十一頁，共五十六頁，2022年，8月28日微波雙平衡混頻器

1.基本雙平衡混頻器電路

為了進(jìn)一步改善混頻器的性能，又出現(xiàn)了一種雙平衡混頻器電路，即將四只二極管正負(fù)順次相接，組成一個(gè)環(huán)路或二極管電橋，故又稱為環(huán)形混頻器。圖3-31(a)所示為雙平衡

混頻器低頻電路：信號電壓和本振電壓加到兩個(gè)平衡—不平衡變換器(簡稱巴侖)，它們的次級與環(huán)形電橋相連，中頻信號從變換器次級中心抽頭引出。第四十二頁，共五十六頁，2022年，8月28日圖3-31雙平衡混頻器電路(a)低頻電路；(b)等效電路第四十三頁，共五十六頁，2022年，8月28日當(dāng)四個(gè)二極管特性相同時(shí)(配對)，它們組成平衡電橋，電壓加于對角端①、③兩端，不會(huì)在另一對角端②、④兩端出現(xiàn)。因此雙平衡混頻器具有固有的隔離度，而且工作頻帶很寬。下面定性地研究雙平衡混頻器的電流頻譜。

設(shè)信號電壓uS=UScosωSt，本振電壓uL=ULcosωLt。若四個(gè)二極管特性相同且巴侖平衡，則每個(gè)二極管上的信號電壓和本振電壓都相等，其對應(yīng)的相位如圖3-31中的箭頭所示。它們的混頻電導(dǎo)也相等。根據(jù)小信號理論分析，考慮到電流方向與二極管極性后，求得各電流源的電流為第四十四頁，共五十六頁，2022年，8月28日第四十五頁，共五十六頁，2022年，8月28日其中：

則總電流為

iΣ=i1+i2+i3+i4

=8g1UScosωStcosωLt+8g3UScosωSt·cos3ωLt+…

=4g1UScos(ωS－ωL)t+4g1UScos(ωS+ωL)t

+4g3UScos(3ωL－ωS)t+4g3UScos(3ωL+ωS)t+…

(3-82)第四十六頁，共五十六頁，2022年，8月28日中頻電流為

i0=4g1UScos(ωS－ωL)t

(3-83)

由此可見，輸出總電流中信號和本振的偶次諧波差產(chǎn)生的電流都相互抵消了，只剩下由本振奇次諧波差產(chǎn)生的電流相加。因此輸出頻譜比較純凈，輸出的中頻電流是一個(gè)二極管的中頻電流的4倍。在同樣的輸入信號強(qiáng)度下，分配到每個(gè)二極管上的功率與單平衡混頻器相比小3dB，因此，它的動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)大3dB。雙平衡混頻器不僅能抑制本振引入的中頻噪聲，而且當(dāng)有干擾信號進(jìn)入時(shí)，它還能有效地抑制互調(diào)干擾。第四十七頁，共五十六頁，2022年，8月28日雙平衡混頻器具有信號和本振隔離度高、輸出電流頻譜寄生干擾頻率分量少、動(dòng)態(tài)范圍大、頻帶寬等優(yōu)點(diǎn)，目前得到了廣泛應(yīng)用，并且在結(jié)構(gòu)上仍不斷進(jìn)行改進(jìn)。我國生產(chǎn)的雙平衡混頻器組件，如HSP30，頻段為10～3000MHz；已研制出10～4000MHz寬頻帶、高動(dòng)態(tài)范圍的組件，其變頻損耗約為7dB。第四十八頁，共五十六頁，2022年，8月28日鏡像回收混頻器

1.濾波器型鏡像回收平衡混頻器

圖3-36(a)給出了鏡像短路平衡混頻器的微帶電路圖。分支線電橋的信號和本振輸入端都放置了平行耦合鏡像帶阻濾波器，在該處它們鏡像開路。由