數(shù)據通信原理2-2

數(shù)據通信原理2-2第一頁，共114頁。目錄

第一節(jié)概述一、數(shù)據信號及特性描述二、傳輸信道及數(shù)據信號傳輸?shù)幕痉椒ㄈ?、信道容量的概?/p>

第二節(jié)數(shù)據信號的基帶傳輸一、基帶傳輸系統(tǒng)構成模型二、理想低通網絡波形形成，奈奎斯特第一準則三、具有幅度滾降特性的低通網絡波形形成四、部分響應形成系統(tǒng)五、數(shù)據序列的擾亂與解擾（了解基本概念）六、數(shù)據傳輸系統(tǒng)中的時域均衡（了解基本概念）七、數(shù)據傳輸系統(tǒng)中的時鐘同步（了解基本概念）八、基帶傳輸?shù)淖罴鸦拖到y(tǒng)性能分析×（不要求）九、基帶數(shù)據傳輸系統(tǒng)及應用×

（自學）第二頁，共114頁。

第三節(jié)數(shù)據信號的頻帶傳輸一、頻帶傳輸系統(tǒng)二、數(shù)字調幅三、數(shù)字調相四、數(shù)字調頻五、頻帶傳輸誤碼性能分析（不要求）六、數(shù)字調制中的載波提取和形成（了解基本概念）七、格型編碼調制（TCM）的概念（不要求）八、電話網中應用的幾種Modem標準建議的簡介（自學）

第四節(jié)數(shù)據信號的數(shù)字傳輸一、數(shù)據信號數(shù)字傳輸?shù)母拍罴疤攸c二、數(shù)字數(shù)據傳輸?shù)膶崿F(xiàn)三、數(shù)字數(shù)據的時分復用——TDM四、數(shù)字數(shù)據傳輸系統(tǒng)的構成

小結習題1、2、4、5、8第三頁，共114頁。本章要求

一、考核知識點1、數(shù)據信號的基帶傳輸2、數(shù)據信號的頻帶傳輸3、數(shù)據信號的數(shù)字傳輸二、學習要求數(shù)據信號的傳輸是實現(xiàn)數(shù)據通信的基礎。本章是全書的重點，介紹了數(shù)據信號的三種基本傳輸方法。本章總的要求是：弄清三種傳輸方式的基本原理、系統(tǒng)和各自的基本特點。本章的重點是：數(shù)據信號的波形形成與比特率關系、部分響應原理、QAM調制、二相四相相對相移、數(shù)字頻移信號的產生和解調和數(shù)據數(shù)字傳輸?shù)囊话阍?。第四頁，?14頁。第三節(jié)數(shù)據信號的頻帶傳輸

頻帶傳輸又稱調制傳輸，它主要是適用于第一節(jié)所討論的電話網信道的傳輸。電話網傳輸信道是帶通型信道，傳送300~3400Hz頻率范圍的模擬話音信號，帶通型信道不適合于直接傳輸基帶信號，需要對基帶信號進行調制以實現(xiàn)頻譜搬移使信號頻帶適合于信道頻帶。一、頻帶傳輸系統(tǒng)

頻帶傳輸系統(tǒng)與基帶傳輸系統(tǒng)的區(qū)別:在于在發(fā)送端增加了調制，在接收端增加了解調，以實現(xiàn)信號的頻帶搬移，調制與解調合起來稱為Modem。

調制是將基帶數(shù)字型數(shù)據信號變換成話帶內的模擬信號；解調就是其逆過程，把模擬信號還原成數(shù)字型數(shù)據信號。圖3-33給出了頻帶傳輸系統(tǒng)的兩種基本結構。第五頁，共114頁。

在上圖中，發(fā)送端的數(shù)據信號經發(fā)送低通濾波器基本上形成所需要的基帶信號，再經調制器和發(fā)送帶通濾波器形成信道可傳輸?shù)男盘栴l譜(帶通型模擬信號)，送入信道。在接收端，信道輸出的信號經接收帶通濾波器，濾出信道中的帶外噪聲，再將信號輸入解調器解調恢復成基帶信號，接收低通濾波器的功能是除去解調中出現(xiàn)的高次產物并起基帶波形形成的功能，最后將恢復的基帶信號送入取樣判決電路判決再生數(shù)據信號，完成數(shù)據信號的傳輸。發(fā)送低通信道接收帶通發(fā)送帶通解調調制接收低通取樣判決噪聲數(shù)據信號數(shù)據信號213456789（a）第六頁，共114頁。

頻帶傳輸系統(tǒng)是在基帶傳輸?shù)幕A上實現(xiàn)的，在圖3-33中，在2點（發(fā)送低通濾波器和調制器的連接點），輸入調制器的是數(shù)據基帶信號；在8點(接收低通濾波器和取樣判決器的連接點)，接收低通濾波器輸出的是數(shù)據基帶信號，因此從信號的傳輸角度，一個頻帶傳輸系統(tǒng)就相當于一個等效的基帶傳輸系統(tǒng)，實現(xiàn)頻帶傳輸仍然需要符合基帶傳輸?shù)幕纠碚摗Ｋ^調制就是用基帶信號對載波波形的某些參數(shù)進行控制使這些參量隨基帶信號的變化而變化。用以調制的基帶信號是數(shù)字型信號，所以又稱為數(shù)字調制。在調制解調器中都選擇正弦（或余弦）信號作為載波，因為正弦信號形式簡單、便于產生和接收。第七頁，共114頁。

由于正弦信號有幅度、頻率、相位三種基本參量，如下式：

Asin

(ωc

t+φ0

)在上式中，參量A是幅度，參量ωc是角頻率，參量φ0是初相位。分別對上述三種參量進行控制（即調制），因此，可以構造數(shù)字調幅、數(shù)字調相和數(shù)字調頻三種基本調制方式。二、數(shù)字調幅

以基帶數(shù)據信號控制一個載波的幅度，稱為數(shù)字調幅，又稱幅移鍵控，簡寫為ASK。第八頁，共114頁。

圖3-34是數(shù)字調幅系統(tǒng)基本構成框圖，這里的調制信號是經過基帶形成的數(shù)據序列。××數(shù)據序列基帶形成發(fā)送帶通信道接收帶通接收低通取樣判決數(shù)據序列

圖中的調制解調器本質上就是一個乘法器。為分析簡便，假定用于調制的就是二進制數(shù)字信號，如圖3-35所示，二進制數(shù)字信號調幅可有兩種情況：⑴調制信號為單極性脈沖序列。如圖（a）⑵調制信號為雙極性脈沖序列。如圖（b）1、ASK信號及功率譜分析第九頁，共114頁。t已調波t未調載波不歸零碼t⑴調制信號為單極性脈沖序列圖（a）

由上圖可以看出：調幅就是用有載波表示“1”信號，用無載波表示“0”信號，即它們的振幅分別是A和0。已調信號就是調制信號和未調載波相乘的結果。T11100A第十頁，共114頁。⑵調制信號為雙極性脈沖序列。圖（b）t未調載波雙極性不歸零碼tT11100A－A已調波t

由上圖可以看出：對雙極性信號的調幅，“1”和“0”碼的周期里幅度都是A，區(qū)別是它們的相位不同：“1”信號的相位為0度，“0”信號的相位為180度。

已調信號就是調制信號和未調載波相乘的結果。第十一頁，共114頁。調幅信號的功率譜調幅信號的功率譜2ASk信號的頻譜：由于基帶信號是隨機脈沖序列，沒有固定的頻譜函數(shù)，用功率譜來表示。第十二頁，共114頁。⑴調制信號為單極性脈沖序列的已調信號的功率譜調制信號的功率譜

調制信號是基帶信號，其功率譜位于0頻附近，由一0頻離散譜和連續(xù)譜構成。

已調信號的功率譜0

已調信號是頻帶信號，其功率譜位于fc頻附近，由一fc頻離散譜和連續(xù)譜構成。0第十三頁，共114頁。⑵調制信號為雙極性脈沖序列的以調信號的功率譜調制信號的功率譜

調制信號是基帶信號，其功率譜位于0頻附近，由連續(xù)譜構成。無離散譜（直流分量）。

已調信號的功率譜0

已調信號是頻帶信號，其功率譜位于fc頻附近，由連續(xù)譜構成。無離散譜（載頻流分量）。稱為抑制載頻的雙邊帶調制。0第十四頁，共114頁。由上面兩個圖可以看出：⑴2ASK信號的功率譜密度也由連續(xù)譜和離散譜組成，其中連續(xù)譜部分來自基帶譜中的連續(xù)譜經調制后的雙邊帶譜，而離散譜則由基帶譜中的離散譜分量（直流）來決定。⑵由于2ASK信號的功率譜是雙邊帶譜，所以，2ASK信號的帶寬是基帶信號帶寬的兩倍。

(3)帶寬：

頻帶利用率

結論：調幅后的信號是帶通型信號，能夠通過模擬的電話網信道傳輸。第十五頁，共114頁。解調1.相干解調（同步解調）2.非相干解調（包絡檢波）帶通濾波器乘法器低通濾波器抽樣判決定時脈沖輸出輸入信號接收端必須有一個與ASK信號的載波保持同頻同相的相干震蕩信號第十六頁，共114頁。

2、單邊帶和殘余邊帶調制的概念

前面討論的ASK信號具有兩個邊帶，并且兩個邊帶都含有完整的基帶信號信息。為了提高信道頻帶利用率，只需要傳送一個邊帶就能實現(xiàn)信息傳遞。但是從ASK功率譜密度的圖可以看出由于基帶信號具有豐富的低頻分量，所以，為了得到一個邊帶，必須用銳截止濾波器才能濾出其中的一個邊帶，這就增加了濾波器制作的難度。

已調信號的功率譜0濾出上邊帶第十七頁，共114頁。

通常是對基帶信號進行某種處理，使其直流分量為零，并使低頻分量盡可能小，從而使已調ASK信號的上、下邊帶之間有一個明顯的分界，如采用第四類部分響應形成系統(tǒng)即可做到這一點。f第四類部分響應形成系統(tǒng)的基帶功率譜密度已調信號的功率譜密度普通濾波器由上圖可見，第四類部分響應形成系統(tǒng)形成的信號對載波cosωct調制后，即可得到抑制載頻又能使上、下邊帶之間有一個明顯分界的已調信號頻譜。這樣就能使用普通濾波器切除一個邊帶分量，從而實現(xiàn)單邊帶傳輸，使頻帶利用率是雙邊帶傳輸?shù)膬杀丁５谑隧?，?14頁。

殘余邊帶調制是介于雙邊帶和單邊帶之間的一種調制方法。它是使已調雙邊帶信號通過一個殘余邊帶濾波器，使其雙邊帶中的一個邊帶的絕大部分和另一個邊帶的小部分通過，形成所謂的殘余邊帶信號。f00.5殘余邊帶濾波器0f

殘余邊帶信號的功率譜有一定失真第十九頁，共114頁。3、正交幅度調制

正交幅度調制(QAM)，又稱正交雙邊帶調制。是將兩路獨立的基帶波形分別對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調制，所得到的兩路已調信號疊加起來送入信道中一起傳輸。在QAM系統(tǒng)中，由于兩路已調信號在相同的帶寬內頻譜正交，可以在同一頻帶內并行傳輸兩路數(shù)據信息，因此，其頻帶利用率和單邊帶系統(tǒng)相同。QAM方式一般用于高速數(shù)據傳輸系統(tǒng)中。在QAM方式中，基帶信號可以是二電平的，又可以是多電平的，若為多電平時，就構成多進制正交幅度調制。正交幅度調制信號產生原理圖如圖3-38

殘余邊帶信號所占的頻帶大于單邊帶，又小于雙邊帶，所以殘余邊帶系統(tǒng)的頻帶利用率也是小于單邊帶，大于雙邊帶的頻帶利用率。第二十頁，共114頁。

由上圖可知，輸入數(shù)據序列經串/并變換得A、B兩路信號，再通過低通的基帶形成，則形成S1(t)和S2(t)兩路獨立的基帶波形，它們都是無直流分量的雙極性基帶脈沖序列。串/并低通低通∑××帶通{ak}A路B路S1(t)S2(t)送入信道第二十一頁，共114頁。信號矢量同相支路“1”正交支路“1”，合成信號同相支路”0”正交支路“1”合成信號

1振幅，四相位第二十二頁，共114頁。{ak}11010010A路B路11010010ttA路B路t{ak}1111000011010010AA-A-A延遲2T2T第二十三頁，共114頁。

由上圖可見，A路和B路的周期相同都是串/并變換前的兩倍，所以兩路信號的頻帶相同，都是串/并變換前一半。那么，調制后的兩路信號由于采用頻率相同的正交載波（相位差90度），則已調信號的通頻帶范圍也位于同一區(qū)域，因此，兩路信號加起來所占帶寬與單路信號所占帶寬一樣，這樣，QAM信號所占帶寬減少了一半，頻帶利用率提高了一倍。與單邊帶的相同。正交調幅系統(tǒng)的功率譜示意圖如圖3-39所示

由原理圖可見，兩路合成的輸出信號為：fE(f)

由右圖可見，兩路信號同處于一個頻段之中，但相差90度。第二十四頁，共114頁。

正交幅度調制信號的解調必須采用相干解調方法，解調原理如圖3-38所示××低通低通取樣判決取樣判決y1(t)y2(t)y(t)帶通并/串S’1(t)S’2(t){ak}噪聲信道

假定相干載波與信號載波同頻同相，且假設信道無失真、帶寬不限、無噪聲，則兩個解調乘法器的輸出分別為第二十五頁，共114頁。

經判決合成后即為原數(shù)據序列。這樣，就可以實現(xiàn)無失真的波形傳輸。

經低通濾波器濾出高次諧波分量，上、下兩個支路的輸出信號分別為第二十六頁，共114頁。

為了更進一步說明正交調幅信號的特點，我們還可以從已調信號的相位矢量表示方法來討論。首先我們復習一下余弦信號的矢量表示。

式中，A為振幅，ωc為角頻率，且為常數(shù)，φ0為初相角，也為常數(shù)。則其矢量圖如下：設有一余弦信號：Oφ0A

圖中，O為矢量座標的原點，虛線是長度為1初相為0度的參考矢量。1

圖中，斜的有向線段就是長度為A初相為φ0的余弦函數(shù)所對應的矢量。第二十七頁，共114頁。L

矢量的加減運算滿足平行四邊形的原則。例1ABC例2LMN

為了討論方便我們把正交調幅信號的產生電路方框圖重畫于圖3-40第二十八頁，共114頁。

上面圖示說明了矢量圖的形成過程。接著進行文字說明：由圖3-36(b)所示抑制載頻雙邊帶調幅的波形可以看出，對應“1”和“0”信號的已調波信號相位相差180o。因此，對于上圖的正交調幅電路中的A路的“1”對應0o相位，A路的“0”對應180o相位；而B路的載波與A路相差90o，則B路的“1”對應90o相位，B路的“0”對應270o相位。串/并低通低通∑××{ak}A路B路S1(t)S2(t)A10O0180O190O0270OB10110100第二十九頁，共114頁。

A、B兩路調制輸出經合成電路合成，則輸出信號可有四種不同的相位，各代表一組AB的組合，即AB二元碼組。AB二元碼組共有四種組合，即00，01，11，10。這四種組合所對應的相位矢量關系如圖3-41(a)所示。(a)AB00(0)AB01(1)AB11(2)AB10(3)

左圖所示的對應關系是按格雷碼規(guī)則變換的，這種變換的優(yōu)點是相鄰判決相位的碼組只有一個比特的差別，相位判決錯誤時只造成一個比特的誤碼，所以這種變換有利于降低傳輸誤碼率。第三十頁，共114頁。

星座圖上各信號點之間的距離越大抗誤碼能力越強。上面的討論中我們用了矢量合成的方法討論QAM信號，方法簡便，而QAM信號是兩路正交的抑制載頻雙邊帶調幅信號之和。那么，結果是否正確呢？肯定是正確的！數(shù)學推導如下頁：

圖(a)是用矢量表示QAM信號。圖3-41(b)是QAM的星座表示。(b)00011110

由上圖可以看出，星座圖中只畫出矢量端點。如星座圖上有四個星點，則稱為4QAM。從星座圖上很容易看出：A路的“1”碼位于星座圖的右側，“0”碼在左側；而B路的“1”碼則在上側，“0”碼在下側。第三十一頁，共114頁。設AB碼組是11，即AB=11則：S1(t)=A，S2(t)=A則合成矢量為：

與上面推導類似，我們可以得到二元碼組AB其它三種情況的合成波表達式和矢量圖：第三十二頁，共114頁。

通過上面推導得到與前面用矢量圖合成方法相同的結論。通過討論可知，QAM正交調幅結果得到的是四種振幅相同相差90度(π/2)的余弦振蕩信號。所以，今后可用這種方法實現(xiàn)四相調相。AB=01時，則：S1(t)=－A，S2(t)=AAB=00時，則：S1(t)=－A，S2(t)=－AAB=10時，則：S1(t)=A，S2(t)=－A第三十三頁，共114頁。

對前述討論的4QAM方式是A、B各路傳送的是二電平碼的情況，如果采用二路四電平碼送到A、B的調制器，就能更進一步提高頻譜利用率。由于采用四電平基帶信號，所以，每路在星座圖上有4個點，于是4×4=16，組成16個點的星座圖。如圖3-42所示，稱為16QAM。

16QAM與4QAM一樣A、B兩路互相正交的抑制載頻的雙邊帶調幅信號合起來，同樣可以用矢量合成的方法畫出星座圖。101011000101

四元碼的組合對應的星座點仍然滿足格雷碼規(guī)則（包括A、B兩路各自四電平碼的對應關系）。第三十四頁，共114頁。

同理，將二路八電平碼送到A、B調制器，可得64星座圖，稱為64QAM，更進一步還有256QAM等。注意：星座圖中相鄰星點之間的距離處處相等。MQAM抗噪聲干擾能力最強。這一點在所有矢量圖中都得到體現(xiàn)。

前面的討論中，我們都是先有了調制電路，再用矢量合成的方法求出該調制的矢量圖（或星座點圖）。其實，實際設計中，是首先設計出MQAM(包括后面學習的MPSK)的星座點圖，再將星座點圖上的矢量分解成兩個互相正交的矢量分量，然后根據兩個分量可能出現(xiàn)的幅度設計兩互相正交的調制支路，最后兩支路再合起來就構成了整個調制產生電路。同樣MQAM的解調電路的設計也是這種方法。所以星座點圖稱為調制解調電路的數(shù)學模型電路.第三十五頁，共114頁。

我們還可以論證：星座圖上星點越多，頻帶利用率就越高，但是，誤碼率就越大。下面就討論MQAM的頻帶利用率。M即星點數(shù)，設輸入數(shù)據序列的比特率，即A和B兩路的總比特率為fb，信道帶寬為B，則頻譜利用率為：

由前述討論可知，對MQAM系統(tǒng)，A、B各路基帶信號的電平數(shù)應是M的平方根。如16QAM時，則每路的基帶信號是四電平。對MQAM來說，A路和B路每個符號(碼元)含有的比特數(shù)應為：第三十六頁，共114頁。

而經過串/并轉化電路后，A路和B路的比特率應為總比特率fb的一半，則A路和B路的調制速率(或符號速率)NBd和符號周期T分別為為：

另外，我們知道MQAM的信道帶寬為B，是調制后的帶通型信道，而A路和B路是未調制前的基帶信號，則A路和B路的基帶帶寬的最大值B基應為MQAM的信道帶寬B的一半。第三十七頁，共114頁。

如果A路和B路的基帶形成濾波器都采用滾降特性（設滾降系數(shù)為α，滾降頻率為fN），因此，在MQAM信道帶寬為B的條件下得到最高的總的比特率fb，按前面學習的奈奎斯特第一準則，應滿足如下關系式：將上式代入頻譜利用率定義式可得：第三十八頁，共114頁。通常原始的數(shù)字數(shù)據都是二進制的，為了得到多進制的MQAM，首先將同相和正交信道二進制信號轉換為電平基帶信號信號，再分別進行同相和正交信道的載波調制，相加得到MQAM.16QAM為例：輸入的串行比特流四個一組，分成雙比特碼元送入支路，雙比特碼元變成四電平信號。Q2I2Q1I12－4電平轉換2－4電平轉換＋I1Q1I2Q216QAM第三十九頁，共114頁。三、數(shù)字調相（70頁）

以基帶數(shù)據信號控制載波的相位（幅度和角頻率是常數(shù)），稱為數(shù)字調相，又稱相移鍵控，簡寫為PSK。

1、PSK信號及功率譜密度按PSK的基本定義可畫出如圖3-43所示數(shù)據信號與PSK信號的對應波形。圖中(a)是數(shù)據信號序列；(b)是未調載波信號cosωct；

可見M值越的，即星座點越多其頻譜利用率就越高（其實是在同樣的符號間隔內，每個符號(碼元)攜帶的比特數(shù)越大），目前可以做到M=64，甚至更高，故正交幅度調制一般是應用于高速數(shù)據傳輸系統(tǒng)中。第四十頁，共114頁。

(c)為二相絕對調相信號，記為2PSK；(d)為二相相對調相信號，記為2DPSK。絕對調相信號的變換規(guī)則是：數(shù)據信號的“1”對應于已調信號的0o相位；數(shù)據信號的“0”對應于已調信號的180o相位，或反之。這里的0o和180o是以未調載波的0o作參考相位的。相對調相信號的變換規(guī)則是：數(shù)據信號的“1”使已調信號的相位變化180o相位；數(shù)據信號的“0”使已調信號的相位變化0o相位，或反之。這里的0o和180o的變化是相對于已調信號的前一碼元相位，或者說，這里的變化是以已調信號的前一碼元相位作為參考相位的。即參考相位不是固定的，而是相對的(動態(tài)變化的)。第四十一頁，共114頁。圖3-43PSK信號波形(b)t0(a)tS(t)0101100101t(c)e(t)00π00ππ0π0t(d)e(t)00ππ0πππ00π

在上圖中，未調載波是0相位，在圖(c)和(d)的相位都是相對未調載波信號的相位。第四十二頁，共114頁。2、二相調相信號的產生和解調⑴2PSK信號的產生和解調由前面的圖可以看出，2PSK信號與抑制載波的2ASK信號等效，因此，可以利用雙極性基帶信號通過乘法器與載波信號相乘得到2PSK信號，這是產生2PSK信號的一種方法。圖3-44(a)給出的是一種用相位選擇法產生2PSK信號的原理框圖。

可以證明2PSK(包括2DPSK)的功率譜與抑制載波的2ASK的功率譜相同，也是雙邊的連續(xù)譜，無離散譜，帶寬是基帶數(shù)據信號的2倍。第四十三頁，共114頁。

2PSK信號的解調與QAM方式一樣，需要用相干解調的方式，即需要恢復相干載波以用于與接收的已調信號相乘。但是由于2PSK信號中無載波頻率分量，所以無法從接收的已調信號中直接提取相干載波。門1倒相輸入基帶信號門2振蕩器0oπ∑+(a)2PSK產生原理框圖信道

左圖中，振蕩器產生0o,π兩種不同相位的載波分別送入兩個門電路，如輸入基帶信號為單極性脈沖，當輸入高電位“1”碼時，門電路1開通，輸出0o相位載波；當輸入低電位“0”碼時，經倒相電路可使門電路2開通，輸出180o(π)相位載波。經合成電路輸出即為2PSK信號。第四十四頁，共114頁。

左圖載波提取電路采用了倍頻/分頻法，先將2PSK信號作全波整流，使整流后的信號中含有2fC頻率的周期波。載波提取電路×鑒相器信道×2÷22fC濾波(b)2PSK解調電路原理框圖0te(t)t0整流后的信號

由上圖可看出不論調制信號如何，2PSK經整流后都是圖中的周期性信號，它以原正弦信號的正半周為基本信號、原周期的一半為新周期。第四十五頁，共114頁。

按信號理論，其必含有2fC頻率分量，經過窄帶濾波器提取，再經過2分頻電路就能得到相干載波fC。最后經過相乘電路進行相干解調即可得輸出基帶信號。

這種2PSK信號的解調存在一個問題，即2分頻器電路輸出存在相位不定性或相位模糊問題，如圖3-45所示。fC(0o)fC(180o)2fC①假定計數(shù)器起始輸出電位為低電位。②假定計數(shù)器起始輸出電位為高電位。

由上圖可見，恢復的載波有兩種相位，可能是0相位，也可能是180度相位，到底是哪個相位無法確定，是隨機的。所以2PSK相干解調的輸出基帶信號存在倒相現(xiàn)象，見下面推導：第四十六頁，共114頁。

所以實際中沒有使用2PSK，而是采用相對調相，即2DPSK方式，它可以解決相位模糊問題。

⑵2DPSK信號的產生和解調只要將輸入的基帶數(shù)據信號序列變換成相對序列，即差分碼序列，然后對相對序列進行絕對調相，就可得到2DPSK信號，如圖3-46所示。①當恢復的載波為0相位時，②當恢復的載波相位為180度時，第四十七頁，共114頁。碼變換2PSK調制Dnan2DPSK信號輸出圖3-462DPSK信號的產生

左圖中，an和Dn分別表示絕對碼序列和差分碼序列，它們之間的關系為：

Dn=an⊕Dn－1(a)t絕對碼01011001010(b)相對碼t10010001100ππ0πππ00πt(c)02DPSK信號第四十八頁，共114頁。

由上圖我們通過對數(shù)據信號序列的差分碼進行絕對調相實現(xiàn)了2DPSK。在上圖中，我們假定碼變換電路的初始輸出值為高電平“1”，但是，它同樣可能是低電平“0”，因此，碼變換的結果還可能出現(xiàn)另一種情況，可以證明即是前一種碼序列的反碼序列。見下圖：例如：an：101100101Dn：1001000110或Dn：0110111001

101100101按反變換公式：

a’n

=Dn

⊕Dn－1a’n101100101

由上圖可見，盡管有兩種差分碼（它們互為反碼），但是它們含有的絕對碼信息是一樣的，所以經過反變換可恢復原絕對碼序列。按變換公式：

Dn=an⊕Dn－1

101100101第四十九頁，共114頁。

由此我們能說明為什么2DPSK能解決相干解調時出現(xiàn)的相位模糊問題。前面的討論中我們提到由于提取的載波相位不確定，相干解調的輸出基帶信號就會存在0或1倒相現(xiàn)象。其實就是可能出現(xiàn)原碼的反碼。所以，盡管恢復的相干載波的相位有兩種，2DPSK經過2PSK相干解調出的基帶數(shù)據信號序列是就是上頁中兩種差分碼序列中的一種，則按上頁中討論的結果，經過碼型反變換，都能恢復原始的基帶絕對碼數(shù)據信號序列。即2DPSK能解決相位模糊問題。第五十頁，共114頁。

2DPSK的解調2DPSK的解調有兩種方法：極性比較法和相位比較法圖3-48所示是極性比較法是極性比較法的實現(xiàn)原理框圖2DPSK輸入2PSK解調Dn碼變換an

輸出an=Dn

⊕Dn－1

極性比較法是對2DPSK信號先進行2PSK解調，得到原始數(shù)據信號的差分碼，然后用碼變換器將差分碼變?yōu)榻^對碼。在進行2PSK解調時，可能會出現(xiàn)“0”，“1”倒相現(xiàn)象，當變換為絕對碼后的碼序列是唯一的，即與倒相無關，即解決了相位模糊問題。圖3-50所示是相位比較法，又稱差分相干解調法。第五十一頁，共114頁。

由于2DPSK信號的參考相位是相鄰前一碼元的載波相位，故解調時可直接比較前后碼元載波的相位，從而直接得到相位差所攜帶的數(shù)據信息。輸入乘法器延遲Tc低通濾波器d取樣判決器碼元形成器輸出定時脈沖下面我們來分析相位比較法的工作原理假設相鄰前一碼元的已調載波為：假設現(xiàn)在本碼元的已調載波為：則乘法器輸出點的信號為：第五十二頁，共114頁。

如果前后碼元的已調載波相位相同：則乘法器輸出點的信號為：而低通濾波器的輸出信號為：說明前后碼元相位相同

如果前后碼元的已調載波相位不同，且相位差別為180°，則：

按前面的推導方法同樣可得到低通濾波器的輸出信號為：說明前后碼元相位不同第五十三頁，共114頁。

因此，根據對低通濾波器的輸出信號的取樣是否大于零，就可判決前后碼元的已調載波相位是否相同。①取樣值大于零，說明相位相同，則碼元形成器應該輸出“0”碼；②取樣值小于零，說明相位不同，則碼元形成器應該輸出“1”碼。

相位比較法與極性比較法相比，不需要恢復相干載波，解調電路實現(xiàn)比較簡單，但是，解調過程是以延遲一個碼元的接收信號作為相干載波進行解調，這時相當與解調過程的噪聲干擾較大，故性能較差。第五十四頁，共114頁。第三節(jié)數(shù)據信號傳輸

3、多相調相

在數(shù)字相位調制中，比較可以采用二相調制，還可以采用多相調制，即用多種相位或相位差來表示數(shù)字數(shù)據信息，分別實現(xiàn)多相絕對調相和多相相對調相。具體來說，把輸入二進制數(shù)據的每k個比特編成一組，則構成所謂的k比特碼元。每一個k比特碼元都2k有種不同狀態(tài)，因而必須用M=2k種不同相位或相位差來表示，M相調相。

⑴四相調相，即4PSK

4PSK是用載波的四種不同相位來表征傳送的數(shù)據信息。第五十五頁，共114頁。

如前面學習過的4QAM一樣，在4PSK調制中，首先對輸入的二進制數(shù)據進行分組，將二位數(shù)字編成一組，即構成雙比特碼元，雙比特碼元有22種組合，即有22種不同狀態(tài)，故可以有22種不同相位或相位差來表示，故稱為四相調相。習慣上把組成雙比特碼元的前一信息比特用A代表，后一信息比特用B代表，并按格雷碼排列，以便提高傳輸?shù)目煽啃?。按國際統(tǒng)一標準規(guī)定，雙比特碼元與載波相位的對應關系有兩種，稱為方式A和B方式，它們的對應關系如表3-1所示，它們之間的矢量關系如圖3-52所示。第五十六頁，共114頁。表3-1雙比特碼元與載波相位對應關系圖3-524PSK矢量圖(a)A方式參考矢量00AB101101(b)B方式參考矢量AB11010010

由上表或矢量圖都可看出，4PSK調相信號載波幅度為常數(shù)，其矢量的終點都在一個圓弧上。并且，兩種方式都是把圓弧360度平均分成了4份，這樣雙比特碼元AB的四種組合對應的四種矢量之間的相角差都是90度，相鄰的星點的距離是均勻的，則4PSK的抗噪聲干擾能力最好。第五十七頁，共114頁。

4PSK信號可采用調相法（與QAM原理一致）產生。(a)4PSK信號原理圖二進制數(shù)字序列串/并轉化載波移相平衡調制器平衡調制器AB+2PSK2PSK輸出(b)調相法產生4PSK信號矢量圖A(0)A(1)B(0)B(1)00100111第五十八頁，共114頁。

4PSK信號可以看作兩種正交的2PSK信號的合成，可用串/并變換電路將輸入的二進制序列依次分為兩個并行的序列。設二進制數(shù)字分別以A和B表示，每一對AB成為一個雙比特碼元。雙極性的A和B數(shù)據脈沖分別經過平衡調制器，對0°相位載波cosωct和與之正交的載波cos(ωct+π/2)進行二相調相，得到如圖3-53(b)所示的四相信號的矢量表示圖。4PSK信號可用兩路相干解調器分別解調，而后再進行串/并變換，變?yōu)榇写a序列。圖3-54是4PSK解調原理框圖。第五十九頁，共114頁。接收信號××相干載波移相積分器積分器清洗t=T清洗t=T取樣判決器取樣判決器定時t=T定時t=T串/并轉化AB輸出

在解調圖中，上、下兩個支路分別是2PSK信號解調器，它們分別用來檢測雙比特碼元中的A和B碼元，然后通過并/串變換電路還原為串行數(shù)據信息。第六十頁，共114頁。

另外，如在圖3-53的串/并變換之前加入一碼變換器，把輸入數(shù)據序列變換為差分碼序列，則即為4DPSK信號產生的原理圖；相應的在圖3-54的并/串變換之后再加入一個碼反變換器，即把差分序列變換為絕對碼序列，則即為4DPSK信號解調的原理圖。實際中廣泛使用的就是4DPSK，可克服相位模糊問題。

⑵八相調相八相調相中，將輸入二元碼每三位作為一組，k=3，M=23=8，即三位二元碼的組合共有八種組合，則分別用八種載波相位或相位差來代表，稱為8PSK或8DPSK。圖3-55給出了一種按格雷碼次序排列的八相相位變換規(guī)則。第六十一頁，共114頁。

由矢量圖都可看出，8PSK調相信號載波幅度為常數(shù)，其矢量的終點都在一個圓弧上，并且，兩種方式都是把圓弧360度平均分成了8份，這樣三比特碼元ABC的八種組合對應的八種矢量之間的相角差都是360÷8=45度，相鄰的星點的距離是均勻的，則這樣的安排使4PSK的抗噪聲干擾能力最好。圖3-55八相相位矢量圖000001011010110111101100參考相位第六十二頁，共114頁。

在上圖中，輸入的串行二元碼經串/并變換產生三路并行二元碼A,B,C，每路的碼速是串行碼碼碼速的三分之一。幅度控制幅度控制串/并數(shù)據二元碼ABC圖3-56八相調相實現(xiàn)框圖反相低通低通A路B路××相乘調制相乘調制∑帶通輸出第六十三頁，共114頁。0011圖3-57A,B兩路電平AC0011B1100C1100

A,B為雙極性不歸零碼，用正、負電平分別表示“1”和“0”。在送入相乘調制器前，它們分別通過由C碼控制的幅度控制電路控制其電平大小。

A,B兩種受C碼控制的組合電平示意圖如圖3-57所示。A,B兩路電平的正、負取決于A,B碼的“1”和“0”。

需要說明的是，圖3-57還是A、B兩路調制后的載波信號的幅度大小和極性，A、B兩路調制后的信號通過加法器加起來就合成了如圖3-55所示的八種不同相位的矢量之一。第六十四頁，共114頁。000001011010110111101100參考相位01001011AC01BC101100ABC101011注意：橫向和縱向矢量中，始終一長一短110

在圖3-56中，在輸入的串/并變換之前加入差分碼變換電路，則即為8DPSK。

八相調相信號的解調也是采用相干解調，如圖3-58所示。第六十五頁，共114頁。根據矢量圖，AB二位碼只要用相互正交的載cosωct和cos(ωct+π/2)與接收信號相乘即可獲得，低通濾波器的作用是濾出對2fc的調制產物，其輸出取樣值為正值時判為“1”，負值時判為“0”。與4QAM解調的工作原理和過程都基本相同，只是取樣值的大小有兩種。帶通××××低通低通低通低通取樣判決取樣取樣取樣判決判決串/并A路B路C路數(shù)據二元碼第六十六頁，共114頁。

正交幅度調制信號的解調必須采用相干解調方法，解調原理如圖3-38所示××低通低通取樣判決取樣判決y1(t)y2(t)y(t)帶通并/串S’1(t)S’2(t){ak}噪聲信道

假定相干載波與信號載波同頻同相，且假設信道無失真、帶寬不限、無噪聲，則兩個解調乘法器的輸出分別為第六十七頁，共114頁。

正交幅度調制信號的解調必須采用相干解調方法，解調原理如圖3-38所示××低通低通A/D轉換A/D轉換y1(t)y2(t)8PSK帶通并/串S’1(t)S’2(t){ak}噪聲信道ACBC第六十八頁，共114頁。××低通低通取樣取樣判決C路M點N點000001011010110111101100參考相位

由右邊的矢量圖可見，紅色的四個矢量的C碼為“1”，而藍色的四個矢量的C碼為“0”。

又看左圖，解調C碼用載波分別是：和它們也是互相正交的相干載波，它們相位差為90度，具體見圖。第六十九頁，共114頁。

當夾角小于90度時，數(shù)量積是正值，當夾角大于90度時，數(shù)量積是負值。

相干解調后的取樣值是正是負可以由矢量數(shù)學的方法來推導，相干解調就是求兩個矢量的數(shù)量積，公式是：ABOOBA第七十頁，共114頁。

根據上面的公式可得：矢量圖中左邊的兩個紅色矢量(即111和101)與兩個載波的夾角小于90度，它們的數(shù)量積都該是正值，所以解調的結果，即左圖中上下取樣器輸出點M和N的電壓都是正值。同樣右邊的兩個紅色矢量(即011和001)與兩個載波的夾角大于90度，它們的數(shù)量積都該是負值，所以解調的結果，即左圖中上下取樣器輸出點M和N的電壓都是負值。因此，當左圖中上下取樣器輸出點M和N的電壓都是正值或負值時，判決C碼為“1”?！痢恋屯ǖ屯ㄈ尤优袥QC路M點N點000001011010110111101000參考相位第七十一頁，共114頁。

與上頁一樣，根據上面的公式可得：矢量圖中上邊的兩個藍色矢量(即010和110)與兩個載波的夾角是一個小于90度，另一個大于90度，它們的數(shù)量積是一正一負，所以解調的結果，即左圖中上下取樣器輸出點M和N的電壓是一正一負值（例如對110矢量解調的結果是上支路M點是正電壓；而下支路N點是負電壓）。同樣下邊的兩個藍色矢量(即000和100)與兩個載波的夾角一個小于90度，另一個大于90度，它們的數(shù)量積也是一正一負，所以解調的結果，即左圖中上下取樣器輸出點M和N的電壓也是一正一負。××低通低通取樣取樣判決C路M點N點000001011010110111101000參考相位第七十二頁，共114頁。

因此，當左圖中上下取樣器輸出點M和N的電壓是一正一負時，判決C碼為“0”。最后將A,B,C三路并行的二進制數(shù)據序列經并/串變換電路變換，即可恢復為一路的原串行的數(shù)據序列。如發(fā)送端是8DPSK信號，則需要在圖3-58中8PSK解調電路的并/串變換之后再加一個差分碼/絕對碼的碼變換電路即可為8DPSK信號的解調電路。第七十三頁，共114頁。4、多相調相的頻帶利用率

M越大，頻帶利用率越高，但多相調相時，M越大，已調載波信號的相位差也就越小，接收端在噪聲干擾下越容易判錯，使可靠性下降。還可以證明16PSK的抗噪聲性能要比16QAM差。所以實際中，對調相方式一般不采用16PSK，采用4PSK和8PSK較多。5、數(shù)字調幅調相——APK前述討論中曾討論了采用多進制調制方式,用以提高頻帶利用率，如MPSK方式。

多相調相MQAM傳輸數(shù)碼的比特率一樣，按前面的分析它也應與MQAM占有相同的頻譜寬度。所以頻帶利用率也一樣，其公式也完全一樣，且為：第七十四頁，共114頁。

但多進制調制技術所以能提高頻帶利用率，往往是以犧牲其功率利用率換取的。這是因為，隨著進制數(shù)的增加，即M值的增加，在信號空間內各星點之間的最小距離要減少，相應的信號判決域就要減少。按前面講述的矢量運算知識，兩星點之間的最小距離就是兩星點代表的矢量之間的最小差別（其實就是兩信號之間的最小差別），最小差別越小，在噪聲和干擾的作用下，越容易被收端誤判，使誤碼率隨之增大。000001011010110111101100參考相位

例如：2DPSK相位差為π，4DPSK相位差為π/2，8DPSK相位差為π/4，則它們的星點之間最小距離見右圖中粉紅色的粗線。第七十五頁，共114頁。

在上圖中，M越大，相鄰星點之間距離減小。為了使星點之間最小距離保持不變，M增大時，就要增大圖中圓的半徑，其實就是用增大每個矢量的長度，即使載波的幅度增加，則已調信號的功率就增大。

故要保持誤碼率不變，M增加，應增大信號功率，因而頻帶利用率的提高是以提高功率為代價的。所謂數(shù)字調幅調相，又稱幅度相位鍵控APK，它是將調幅和調相結合起來的一種調制方式，可以充分利用信號的功率。調相信號的矢量圖中，星點僅位于星座圖中的圓弧上，而圓內的功率空間沒有充分利用。APK通過恰當?shù)剡x擇幅度和相位，使星點不僅位于圓弧上，也位于圓內，甚至圓外。這樣，可以作到在相同功率和相同頻帶利用率的條件下增大信號空間信號點(星點)的最小距離。第七十六頁，共114頁。

如采用四電平調制的八種相位變化系統(tǒng)就是16APK，其信號空間的信號點(星點)分別如圖3-59(a)，為了對比，在圖3-59(b)中又給出了16PSK信號空間的信號點分布。通過圖3-59中兩種調制的比較，16APK的相鄰信號點的距離要大于16PSK的相鄰信號點的距離。故16APK的抗噪聲性能要優(yōu)于16PSK的抗噪聲性能。注意圖3-59的兩個圓要一樣大，這樣平均功率才一樣。從前述的16QAM的星座圖(書74頁圖3-42)上可以看出，16QAM也是一種調幅調相系統(tǒng)（三種幅度十二種相位），同樣，它也具有較好的抗噪聲性能。目前，16QAM和16APK兩種系統(tǒng)已被用于話帶數(shù)據9600bit/s的調制解調器中。四、數(shù)字調頻81頁

用基帶數(shù)據信號控制載波的頻率，稱為數(shù)字調頻，又稱頻移鍵控FSK。第七十七頁，共114頁。1、2FSK信號及功率譜密度

二進制移頻鍵控就是用二進制數(shù)字信號控制載波頻率，當傳送“1”碼時輸出頻率f1；當傳送“0”碼時輸出頻率f0

。根據前后碼元載波相位是否連續(xù)，可分為相位不連續(xù)的頻移鍵控和相位連續(xù)的頻移鍵控。圖3-60給出了相位不連續(xù)的信號波形。11100S(t)2ASK12ASK2

由圖可看出，一個相位不連續(xù)的2FSK信號可以看作是載波頻率f1和f0的兩個2ASK信號的復合。也是實現(xiàn)2FSK的一種方式。2FSK第七十八頁，共114頁。第四章頻帶傳輸頻譜特性相位不連續(xù)FSK信號可以視為兩路頻率不同，相位不連續(xù)的ASK信號的疊加。頻譜特性或功率譜特性與ASK信號對應。

第七十九頁，共114頁。第四章頻帶傳輸FSK信號頻譜：功率譜：如圖（特點）：看出1載波相隔較遠，出現(xiàn)雙峰，當較近時雙峰隨之靠近，最后并為單峰，峰值對應于標稱載波的位置。頻帶利用率：第八十頁，共114頁。f0f1f1－fSf0＋fS如前所述，2FSK信號是由兩個2ASK信號合成，故其功率譜密度也是兩個2ASK信號功率譜密度之和。如圖3-61所示。PE單(f)f0f1f0f1－fSf0＋fS

由圖可以看出，2FSK信號的功率譜密度也是由連續(xù)譜和離散譜組成。其中，連續(xù)譜由兩個雙邊帶譜疊加而成，離散譜出現(xiàn)在f1和f0

的兩個載波頻率的位置上。因此，相位不連續(xù)的2FSK信號的帶寬約為：B=2fS＋｜f1－f0｜且＞2fS第八十一頁，共114頁。

對2FSK調制方式可有如下結論：

⑴對相位連續(xù)的2FSK信號，則功率譜密度中無離散譜，；h大于2時，相位連續(xù)的與相位離散的FSK信號的帶寬基本相同，大于ASK信號帶寬。h小于1時，相位連續(xù)的FSK信號帶寬小于相位不連續(xù)的FSK信號帶寬。例如當h=0.8-1連續(xù)2.5fs

不連續(xù)

2.8fs

h=0.6–0.7連續(xù)1.5fs比雙邊帶ASK信號要小，h越小，抗干擾能力減弱。

⑵當h較大時，大部分功率集中于(2+h)fS頻帶內；⑶當h﹥1時，2FSK的頻帶比2ASK和2PSK的頻帶寬，而頻譜利用率要低。但是，F(xiàn)SK方式是用頻率攜帶信息，與幅度無關，故對加性白噪聲而言其抗干擾性較好，且容易實現(xiàn)，因此，在無線信道上較多采用FSK方式。第八十二頁，共114頁。2、2FSK信號的產生和解調（82頁）

⑴2FSK信號的產生前面已說明，2FSK信號是兩個數(shù)字調幅信號之和，所以2FSK信號的產生可用兩個數(shù)字調幅信號相加的辦法產生。頻率選擇法如圖3-62：f0f1門1反相門2∑數(shù)據輸入2FSK信號輸出振蕩器圖3-62相位不連續(xù)的2FSK信號產生

左圖就是相位不連續(xù)的2FSK信號產生的原理圖。其工作原理是：利用數(shù)據信號的“1”和“0”分別選通門電路1和2，以分別控制兩個獨立的振蕩源f1和

f0，并求和即可得到相位不連續(xù)的2FSK信號。第八十三頁，共114頁。

圖3-63所示(a)是通過電壓控制振蕩器來實現(xiàn)相位連續(xù)的2FSK信號。它是用數(shù)據信號的不同電壓控制半導體二極管，改變振蕩槽的元件參數(shù)來改變其振蕩頻率。這種方法實現(xiàn)簡單，但頻率穩(wěn)定度和準確度較差。通常是采用數(shù)字式調頻產生2FSK信號。如圖3-63(b)所示。2FSK信號輸出電壓控制振蕩器數(shù)據輸入(a)高穩(wěn)振蕩脈沖形成可變分頻固定分頻數(shù)據輸出2FSK信號輸出(b)圖3-63相位連續(xù)的2FSK信號產生

在圖中，采用晶體振蕩器產生高穩(wěn)定度的頻率。利用數(shù)據信號控制可變分頻器的分頻比，即可得到相位連續(xù)、頻率穩(wěn)定度高的2FSK信號。這種方法較適合于頻率較低的場合.第八十四頁，共114頁。⑵2FSK信號的解調這里討論兩種簡單的2FSK的解調方法，如圖3-64所示。帶通帶通－取樣判決2FSK輸入f1f0定時脈沖U1U2數(shù)據輸出(a)分路濾波非相干解調器

上圖就是采用分路選通濾波器進行2FSK信號的非相干解調，當2FSK信號的頻偏較大時，可以把2FSK信號當作兩路不同載頻的2ASK信號接收。需要兩個中心頻率為f1和f0的帶通濾波器，利用它們把代表“1”和“0”碼的信號分開，得到兩個2ASK信號，再經振幅檢波器得到兩個解調電壓,把這兩個電壓相減即可得到解調信號的輸出.第八十五頁，共114頁。

鑒頻器法在頻帶數(shù)據傳輸中較廣泛用于2FSK信號的解調。2FSK信號先經過帶通濾波器濾出信道中的噪聲，限幅器用以消除接收信號的幅度變化。鑒頻器把不同的頻率偏移鑒別出來，輸出“1”和“0”兩種電壓。整形電路把鑒頻器輸出的信號整形成矩形脈沖信號。

這種解調方式要求有較大的頻偏指數(shù)，故這種解調方式的頻帶利用率較低。帶通限幅鑒頻整形2FSK輸入數(shù)據基帶信號輸出(b)限幅鑒頻非相干解調器第八十六頁，共114頁。第四章頻帶傳輸非相干法

鑒頻器法:過零檢測法:利用信號波形在單位時間與零電平軸交叉的平均數(shù)(直流分量)把信號頻率檢測出來第八十七頁，共114頁。3、最小移頻鍵控——MSK

在實際應用中，有時要求發(fā)送信號具有包絡恒定、高頻分量較小的特點。PSK，QAM等調制方式具有相位突變的特點，因而影響已調信號高頻分量的衰減。連續(xù)相位的頻移鍵控是在傳統(tǒng)的頻率調制技術的基礎上發(fā)展起來的一種調制方式。在連續(xù)相位的移頻鍵控的基礎上發(fā)展了最小移頻鍵控的調制方式，即MSK。MSK方式在功率利用率和頻帶利用率上均優(yōu)于2PSK，已在移動通信的領域得到廣泛應用。MSK是相位連續(xù)2FSK的一個特例。又稱快速移頻鍵控FFSK。

它的特點:是能以最小的調制指數(shù)，即h=0.5，獲得正交信號。即f1－f0=0.5fS，這時，兩個頻率差是最小的，且保持兩個頻率正交。快速:給定同樣的頻帶內,比2PSK的數(shù)據傳輸速率更高.第八十八頁，共114頁。五、頻帶傳輸誤碼性能分析不要求第八十九頁，共114頁。六、數(shù)字調制中的載波提取和形成87頁

如前述討論，在數(shù)據傳輸系統(tǒng)中許多類型解調器都是采用相干解調的方式。這是因為在相當多的情況下相干解調的接收性能較好。但是，相干解調方式在接收端，需要產生一個相干載波，以此相干載波與接收信號相乘進行解調。對接收端相干載波的要求是與發(fā)送端載波有相同的頻率和相同的相位。即收、發(fā)端的載波同步。第九十頁，共114頁。

接收端產生和形成相干載波的問題是如何與發(fā)送載波的頻率和相位相同的信息。解決這一問題通常采用的方法是從接收的信號中提取載波的頻率和相位信息，就是通常所說的載波提取和成。目前，接收端獲取相干載波方法主要分為兩類：直接從已調接收信號中提取；利用插入導頻提取相干載波(外同步)

1、從已調接收信號中提取相干載波

從接收的已調接收信號中提取相干載波，首先要考慮的問題是接收到的已調信號中是否含有載波頻率分量。

如果有，就可以直接通過窄帶濾波器提取。在數(shù)據通信中，載波頻率分量本身不負載信息，所以，多數(shù)調制方式中都采用抑制載波頻率分量的方式，這樣可以節(jié)省信號發(fā)送功率，提高功率利用率。這時，就無法直接從接收信號中提取載波的頻率和相位信息。第九十一頁，共114頁。

但是，對于2PSK、QAM等信號，只要對接收信號波形進行適當?shù)姆蔷€性處理，.例如:平方變換法等或者采用特殊鎖相環(huán)法（如同相正交環(huán)路等）就可以使處理后的信號中含有載波的頻率和相位信息，然后就可以通過提取方式獲得接收端的相干載波。例如：對前面提到的2PSK信號進行平方處理(全波整流)，即

在上式中，不論S(t)是什么波形，S2(t)中必然存在直流分量，因而，它與cos2ωct相乘就成為載波的2倍頻項。然后用窄帶濾波器濾出來，再分頻即可得到相干載波。電路如圖3-69所示。BP1fc低通2PSK信號輸入到判決電路二分頻BP22fc()2fc×ab圖3-69用平方處理提取載波第九十二頁，共114頁。

為了防止和減少由于接收信號幅度波動和接收信號瞬時中斷所造成的提取相干載波的頻率不穩(wěn)定和減少提取相干載波的相位抖動，可以采用介入鎖相環(huán)的方式。如圖3-70所示。

適當選擇鎖相環(huán)的增益，可以使靜態(tài)相位差足夠小，并使輸出的載波相位抖動控制在許可的范圍內。介入鎖相環(huán)的另一個作用是當接收信號瞬時中斷時，由于鎖相環(huán)內的壓控振蕩器的作用可以維持本地輸出的相干載波不中斷。VCO低通二分頻BP32fc()2fc×ab2fc圖3-70具有PLL的平方處理提取載波電路PLL第九十三頁，共114頁。

2、利用插入導頻提取相干載波88頁

在某些情況下可能無法從接收到的已調信號中獲取所需要的相干載波的頻率和相位信息，這時，只能利用專門發(fā)送的插入導頻來取得載波的信息。所謂插入導頻，就是在已調信號頻譜中額外地加入一個低功率的載波頻率和其有關的頻率信號的線譜，其對應的正弦波就稱為導頻信號。接收端利用窄帶濾波器把它提取出來，經過適當?shù)奶幚?，如鎖相、變頻、形成等，即可獲得接收端的相干載波。利用插入導頻法時應注意如下兩點：

⑴導頻的頻率應當是與載波頻率有關的頻率信號或者就是載波頻率信號；⑵導頻的具體選擇要根據已調信號的頻譜結構。為了避免數(shù)據信號頻譜中具有的與導頻頻率相同的分量對所發(fā)的導頻干擾，盡可能利用已調信號頻譜中的零點插入導頻。第九十四頁，共114頁。

例如，采用第四類部分響應編碼后使基帶頻譜在截止頻率處形成零點，其插入導頻法實現(xiàn)相干載波提取的原理框圖如圖3-71所示。0fcf(a)抑制載波雙邊帶信號中導頻插入導頻×90°BP1∑S(t)e(t)(b)插入導頻法發(fā)送框圖×90°BP2LPu(t)BP3窄帶fc(c)插入導頻法提取相干載波原理框圖第九十五頁，共114頁。七、格形編碼調制的概念89頁

八、電話網中應用的幾種Modem標準建議簡介90頁

另外，采用插入導頻方法時，還應注意信道傳輸過程中可能出現(xiàn)的頻率偏差。解決這個問題，一般不采用直接在載頻位置上插入導頻的方法，而是發(fā)送兩個或兩個以上的導頻信號，在接收端利用混頻（頻率差）的方法產生所需要的相干載波信號。第九十六頁，共114頁。第四節(jié)數(shù)據信號的數(shù)字傳輸一、數(shù)據信號數(shù)字傳輸?shù)母拍罴疤攸c在數(shù)字信道中傳輸數(shù)據信號稱為數(shù)據信號的數(shù)字傳輸，簡稱為數(shù)字數(shù)據傳輸。定義中所指的數(shù)字信道就是通過對話音信號進行PCM處理后的數(shù)字化語音信號的多路復用的信道。每路語音信號的編碼速率是64Kbit/s，經多路合成后變成更高速率的數(shù)字信號后可經各種傳輸系統(tǒng)傳輸，我國采用的是30個話路為基群的歐洲體系標準，基群速率為2.048Mbit/s。

使用基群中一個或幾個64Kbit/s的話路速率來傳輸數(shù)據信號即為數(shù)字數(shù)據傳輸。數(shù)字數(shù)據傳輸主要有下述兩個優(yōu)點：

⑴傳輸質量高；

⑵信道傳輸效率高。第九十七頁，共114頁。二、數(shù)字數(shù)據傳輸?shù)膶崿F(xiàn)方式96頁

2、異步方式

如果DTE發(fā)出數(shù)據信號的時鐘與PCM信道時鐘是非同步的，即沒有相互控制關系，則稱為異步方式。

異步傳輸方式通常采用的方式是代碼變換的取樣法和脈沖塞入調整法。取樣法的示意圖如圖3-84所示。從圖3-84可以看出，這種實現(xiàn)方式較簡單、靈活、，但是傳輸效率較低，不能充分利用PCM信道的傳輸容量，并會使傳輸信號有較大的時間抖動。1、同步方式

這里的“同步”是指數(shù)據終端設備DTE發(fā)出的數(shù)據信號和待接入的PCM信道的時鐘是相互同步的，即DTE發(fā)出的數(shù)據信號在速率和時間上都受到PCM信道的時鐘控制，如圖3-83所示。PCM系統(tǒng)DTE時鐘第九十八頁，共114頁。三、數(shù)字數(shù)據的時分復用97頁

1、時分復用的概念及復用方式在傳輸過程中，采用多路復用的傳輸方式的目的是為了提高信道利用率。所謂多路復用就是多個信號在同一條信道上傳輸。

時分就是用不同的時間段來區(qū)分不同信源的信號。

數(shù)字數(shù)據傳輸中的時分復用就是將多個低速的數(shù)據流合并成高速的數(shù)據流，而后在一條信道上傳輸。具體做法是將被復用的數(shù)據信道上的比特或字符交錯排列，然后以高速送到集合數(shù)字信道上。在對端的復用器從集合信道上，將高速數(shù)據流分割成比特或字符送到相應的低速數(shù)據信道上去。時分復用的示意圖如圖3-85所示。第九十九頁，共114頁。

在上圖中，兩端可以看成是同步旋轉的開關，在保證起始點相同的條件下(同頻同相)，接收端可以把集合信道上的高速數(shù)據流分路到相應的低速數(shù)據信道上去。根據旋轉開關在低速信道上停留的長短，可以把TDM分為比特交織和字符交織兩種方式。12n12n低速數(shù)據信道低速數(shù)據信道集合信道圖3-85TDM原理示意圖第一百頁，共114頁。

2、數(shù)字數(shù)據傳輸?shù)陌夥绞?/p>

比特交織復用又稱為按位復用。在高速數(shù)據集合幀里，每一個時隙只傳送一個低速信道的比特數(shù)據。即在圖3-85中的旋轉開關的接點在每一個低速信道上只停留1bit的持續(xù)時間。

字符交織復用又稱按字復用。在高速數(shù)據信號集合幀里，每送完一個低速信道的一個字符，再送下一個低速信道的字符，即相當于旋轉開關的接點在每一個低速信道上停留1個字符的持續(xù)時間。

在數(shù)字數(shù)據傳輸中，CCITT(現(xiàn)為ITU-國際電信聯(lián)盟電信標準化步)頒布了X.50建議和X.51建議來規(guī)范將用戶數(shù)據流復用成64Kbit/s的復用信號的包封方法。其中X.50建議規(guī)定采用的6+2包封格式，X.51建議規(guī)范是采用8+2的包封格式。這兩種包封格式如圖3-86所示。第一百零一頁，共114頁。包封復用方式

子速率復用在DDN中，數(shù)據傳輸速率小于64kbit/s時，稱為子速率；各子速率復用到64kbit/s的信道稱為子速率復用。子速率復用有許多標準，一般遵照CCITT(國際電信聯(lián)盟電信標準化部）的X.50,X.51.X.58建議，將數(shù)據流復用成64kbit/s的集合速率信號。子速率采用包封格式，X.50建議使用（6＋2）的包封格式。X.51建議使用（8＋2）的包封格式。我國采用的X.50標準。

第一百零二頁，共114頁。

在上圖中，X.50的包封由8個比特構成，6個比特為數(shù)據比特，2個比特為同步和管理比特，F(xiàn)比特在復用時構成復用幀的幀同步比特；S比特表示本包封中數(shù)據的狀態(tài)，例如，S=1表示本包封中的D比特為數(shù)據信息，S=0表示本包封內的D比特為控制信息(如信令等)。在X.50包封中，6/8為數(shù)據信息比特，2/8為同步和管理比特。所以，64Kbit/s的6/8，即48Kbit/s用于數(shù)據信息的傳輸，64Kbit/s的2/8，即16Kbit/s用于同步和管理信息的傳輸。FDDDDDDSF：幀比特D：數(shù)據比特S：狀態(tài)比特SADDDDDDDDA：包封同步比特D：數(shù)據比特S：狀態(tài)比特圖3-86X.50，X.51兩種包封格式第一百零三頁，共114頁。信道承載速率

低速