使用并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器的大功率音頻放大器方案-技術(shù)方案

精品文檔-下載后可編輯使用并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器的大功率音頻放大器方案-技術(shù)方案用于大功率便攜式揚(yáng)聲器（如手推車揚(yáng)聲器）的音頻放大器通常使用鋰離子電池供電，這些電池可以從單節(jié)電池到串聯(lián)的幾節(jié)電池不等。設(shè)計(jì)人員通常使用升壓轉(zhuǎn)換器為音頻放大器產(chǎn)生電壓，因?yàn)閾P(yáng)聲器的功耗可能超過幾百瓦。出于成本考慮，大功率音頻放大器的一種方法是在并聯(lián)主副配置中使用兩個升壓轉(zhuǎn)換器，其中副轉(zhuǎn)換器的反饋電壓節(jié)點(diǎn)接地，其COMP電壓節(jié)點(diǎn)連接到主轉(zhuǎn)換器的COMP電壓節(jié)點(diǎn)。由于COMP節(jié)點(diǎn)電壓決定了功率電感的峰值電流，副轉(zhuǎn)換器跟蹤主轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生相同的峰值電流，從而實(shí)現(xiàn)兩個轉(zhuǎn)換器之間的負(fù)載共享。這種方法在峰值電流平衡方面簡單有效。然而，決定實(shí)際功率的是與電感峰值電流不同的直流電流。電感值的不匹配不可避免地會導(dǎo)致兩個轉(zhuǎn)換器中的直流電流不同，即使它們的峰值電流相同。更糟糕的是，兩個轉(zhuǎn)換器中的峰值電流很容易被抵消超過20%，從而導(dǎo)致固有電路參數(shù)容差導(dǎo)致更大的電流共享誤差，例如：脈寬調(diào)制（PWM）控制器從COMP引腳到PWM比較器的內(nèi)部偏移電壓。電流檢測電阻以及電流檢測放大器的增益（如果適用）。斜率補(bǔ)償信號疊加在電流檢測信號上。結(jié)果是一個轉(zhuǎn)換器過熱的不平衡功率共享，如果沒有更昂貴的熱管理方案，這種情況會顯著降低系統(tǒng)的整體可靠性。但是，還有其他選擇。本文將討論簡單的電流共享方案，并提出一種化并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器之間的直流電流共享誤差的方法，包括作為概念驗(yàn)證的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

均流控制方案及工作原理

圖1顯示了一個電流共享控制方案，其中附屬公司被迫提供與主要公司相同的負(fù)載電流。共享控制電路包括：運(yùn)算放大器（opamp）U1電流檢測電阻RSN1和RSN2由R1和R3以及R2和R4組成的電阻分壓器可選的感應(yīng)濾波電容器C1和C2補(bǔ)償電容C3以穩(wěn)定共享控制回路共享控制電阻R5圖1在這種均流控制方案中，附屬公司被迫提供與主要公司相同的負(fù)載電流。資料：德州儀器假設(shè)U1是理想運(yùn)算放大器，RSN1=RSN2，R1=R2和R3=R4。如果IO2變得大于IO1（U1的輸出電壓），VC將增加。因此，F(xiàn)B2電壓將升高，降低VO2和IO2直到IO2=IO1。同樣，如果IO2變得小于IO1，電路將迫使VO2和IO2增加以達(dá)到IO2=IO1。簡而言之，IO2將跟蹤IO1以實(shí)現(xiàn)平衡均流。

在穩(wěn)定狀態(tài)下，直流電流IO1、IO2和IOUT滿足公式1：

分析電流平衡誤差實(shí)際上，沒有任何電路參數(shù)是完美的。有兩個因素會為圖1所示的電路引入電流共享誤差：RSN1、RSN2、R1、R2、R3和R4的電阻值容差，以及U1的輸入失調(diào)電壓和偏置電流。

為了限度地減少電流平衡誤差，在所有六個位置使用E96系列中的電阻器（容差為0.1%）會將它們對共享誤差的影響限制在0.6%以下。

圖2這是U1的等效電路的樣子。下面我們來分析一下U1造成的錯誤。假設(shè)U1的輸入失調(diào)電壓為VOS，失調(diào)電流為IOS，RSN1=RSN2，R1=R2，R3=R4。經(jīng)過簡單的電路分析，您可以看到由VOS和IOS引起的共享誤差，如公式2所示。ΔIO=|IO1–IO2|=1/RSN1（R1+R3）/R3×VOS+R1×IOS）（2）等式2表明：具有更高VOS和IOS的運(yùn)算放大器會產(chǎn)生更大的錯誤。較高的RSN1和RSN2值有助于減少誤差。電阻分壓器的電壓階躍比越高，與V相關(guān)的誤差越大。如果R1=R2=0Ω，則消除了由IOS引起的誤差。然而，在選擇這些設(shè)備時還有其他限制。具有超低VOS和IOS的運(yùn)算放大器通常很昂貴。大電流檢測電阻器不僅會導(dǎo)致高功耗，而且成本更高。因此，更具成本效益的方法是優(yōu)化電阻分壓器的選擇。優(yōu)化電阻分壓器選擇電阻分壓器的降壓比應(yīng)盡可能小。在的情況下，U1應(yīng)該是一個運(yùn)算放大器，可以將轉(zhuǎn)換器的輸出電壓作為偏置電源電壓。這是因?yàn)槟梢砸瞥總€分壓器的底部電阻，如圖3所示。由于U1的兩個輸入引腳的高阻抗，每個分壓器頂部電阻上的壓降可以忽略不計(jì)，從而使U1的兩個輸入能夠直接感應(yīng)電流差。直接感測使感測誤差和共享誤差化。它還消除了電阻分壓器中的靜態(tài)功耗。

圖3均流方案顯示何時VOUT可以直接為U1供電。如果不衰減，輸出電壓軌上的開關(guān)紋波可能會影響U1的性能。使用C1和C2與R1和R2組成低通濾波器將降低U1輸入端的紋波電壓。因此，R1和R2不得為0Ω。在選擇R1和R2以及C1和C2的值時，您必須進(jìn)行權(quán)衡，以便以的成本實(shí)現(xiàn)所需的紋波衰減。并聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器的電流共享對于某些升壓轉(zhuǎn)換器應(yīng)用，VOUT可能會超過U1的電源電壓額定值。因此，U1的偏置電源必須具有較低的電壓，例如轉(zhuǎn)換器的偏置電源電壓VCC。在這種情況下，您必須使用圖1中的R3和R4來將V1和V2保持在U1的偏置電源電壓之下。這樣做的缺點(diǎn)是增加了電阻分壓器的共享誤差和相關(guān)的功耗。為了提高并行升壓轉(zhuǎn)換器的性能，圖4顯示了一種改進(jìn)的電流共享控制方案。電流感應(yīng)元件放置在輸入側(cè)。工作原理與圖1類似，不同之處在于該方案實(shí)現(xiàn)了兩個轉(zhuǎn)換器的輸入電流的共享平衡。

同樣，假設(shè)U1是理想運(yùn)算放大器，RSN1=RSN2，R1=R2和R3=R4，則輸入電流IIN、Ii1和Ii2滿足公式3。

選擇E96系列中的所有六個電阻器（0.1%容差）可以將它們對共享誤差的影響限制在《0.6%。U1的失調(diào)電壓和電流的影響與前面分析的相同；即，公式4計(jì)算共享誤差如下：ΔIIN=|Ii1–Ii2|=1/RSN1（R1+R3）/R3×VOS+R1×IOS）（4）由于升壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓低于VOUT，因此可以降低所需的電阻分壓器的降壓比以獲得更小的共享誤差。如果升壓輸入電壓小于U1的偏置電源電壓額定值，U1可以直接將輸入電壓VIN作為其偏置電源，您可以移除R3和R4以獲得與前面討論的相同的優(yōu)勢。實(shí)驗(yàn)結(jié)果為了驗(yàn)證這個概念，讓我們在共享控制電路旁邊使用兩個LM5155升壓控制器評估模塊，如圖4所示。由于轉(zhuǎn)換器的輸入電壓為18V，因此為U1選擇LM8261運(yùn)放可以直接將VIN作為偏置電源，從而消除了R3和R4。其他選擇是：RSN1=RSN2=10mΩR1=R2=499ΩC1=C2=1?FC3=100nFR5=50kΩ根據(jù)LM8261datasheet，U1的VOS為7mV，IOS為400nA。因此，由U1引起的壞情況共享誤差為0.72A，如公式4所示：ΔIIN≤1/10mΩ（7mV+499Ω×400nA）=720mA

圖5和圖6顯示了兩個典型的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。主副轉(zhuǎn)換器之間的輸入電流共享誤差小于120mA，遠(yuǎn)小于720mA的壞情況誤差。圖5結(jié)果顯示在VIN=8V和98W負(fù)載下的輸入電流共享。資料：德州儀器

圖6結(jié)果顯示在VIN=8V和72W負(fù)載下的輸入電流共享。資料：德州儀器所提出的概念還應(yīng)用于典型手推車揚(yáng)聲器的9-16V輸入至50V輸出、300W電源的參考設(shè)計(jì)，該電源由兩個150WLM5155升壓轉(zhuǎn)換器組成，主要和輔助配置。由于升壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓通常低于輸出電壓，因此將感應(yīng)控制電路置于輸入側(cè)有助于減少電流共享誤差。本文提出的方案可能是用于手推車揚(yáng)聲器的高升