基于DSP芯片TMS320LF2407A的超聲電源系統(tǒng)的控制電路-基礎(chǔ)電子

精品文檔-下載后可編輯基于DSP芯片TMS320LF2407A的超聲電源系統(tǒng)的控制電路-基礎(chǔ)電子本文利用高速TMS320LF2407A型DSP控制芯片設(shè)計了系統(tǒng)的控制電路，采用全橋逆變器作為超聲振動系統(tǒng)的功率轉(zhuǎn)換主電路，解決由于負(fù)載溫度變化等原因產(chǎn)生諧振頻率的漂移，保證系統(tǒng)的高效率。這里研究了粗精復(fù)合的頻率跟蹤方案，采用掃頻方法實現(xiàn)頻率粗跟蹤，采用硬件鎖相環(huán)實現(xiàn)精跟蹤。這兩種方法的結(jié)合既保證在較寬的頻率變化范圍內(nèi)實現(xiàn)頻率自動跟蹤，又保證跟蹤的快速、準(zhǔn)確。為適應(yīng)負(fù)載變化的要求，采用軟開關(guān)的PS-PWM控制方法，使系統(tǒng)的輸出功率連續(xù)可調(diào)。

1主電路拓?fù)浞治?/p>

超聲電源的主電路采用全橋逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖1所示。其中：Z1～Z4為功率主開關(guān)管;D1～D4為Z1～Z4內(nèi)部反并聯(lián)寄生二極管;C1～C4為外接并聯(lián)電容或者功率管的寄生電容；T為高頻脈沖變壓器；L0為串聯(lián)調(diào)諧匹配電感;PZT為超聲換能器。

逆變器部分利用功率管寄生電容和并聯(lián)電容，以及變壓器的漏感實現(xiàn)軟開關(guān)零電壓移相控制(ZVS-PSP-WM)的方式。零電壓開關(guān)是依靠功率開關(guān)管反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通實現(xiàn)功率器件零電壓開通;通過功率諧振電容的充電過程來實現(xiàn)功率器件的零電壓關(guān)斷。

在一個開關(guān)周期內(nèi)，移相控制有12種開關(guān)模塊，在分析之前，做出如下假設(shè)：

(1)電路中所有的開關(guān)器件Z1～Z4和與其反并聯(lián)二極管D1～D4均為理想開關(guān)器件;

(2)所有的電感、電容為理想元件且不考慮線路的雜散電感值;

(3)不考慮死區(qū)加入對逆變器工作的影響;

(4)逆變器的輸入電壓為恒定電壓源。

移相控制逆變器的4個開關(guān)管驅(qū)動波形如圖2所示。逆變器每個橋臂的2個功率管成180°互補導(dǎo)通，2個橋臂的導(dǎo)通角相差1個相位，即移相角。Z1，Z2為定相臂，Z3，Z4為移相臂。其中Z1和Z2分別先于Z3和Z4導(dǎo)通，移相角為φ，調(diào)節(jié)φ大小即可改變逆變器的輸出電壓，從而調(diào)節(jié)輸出的正弦波電流幅值，使得輸出功率可以調(diào)節(jié)。

逆變器的工作過程中，功率開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷時間恒定。同一橋臂的兩個開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷，需要一定的延時時間，防止上下橋臂直通，保證開關(guān)管的安全。

2控制策略

下面對主電路控制策略的工作過程進(jìn)行作進(jìn)一步分析，逆變器在工作過程中，功率開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷時間恒定。導(dǎo)通順序為Z1→Z4→Z2→Z3，同一橋臂2個開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，需要一定延時時間，防止上下橋臂直通，保證開關(guān)管的安全。

PS-PWM功率控制的逆變電路在1個周期內(nèi)的主要有以下幾種工作模態(tài)，如圖3所示。

(1)工作模式1[t0時刻](見圖3(a))：在t0時刻，Z1和Z4同時導(dǎo)通，電流i的流向：Z1→R→L→C→Z4。

(2)工作模式2[t0，t1](見圖3(b))：在t0時刻關(guān)斷Z1，電流i給C1充電，C3的電荷被抽走。C1的電壓從零開始線性上升，C3的電壓從E開始線性下降，Z1是ZVS關(guān)斷。

(3)工作模式3[t，t2](見圖3(c))：t1時刻，C3的電壓下降到零，D3自然開通，將Z3箝位在零，此時開通Z3，Z3是ZVS開通，此時Z3中沒有電流流過。

(4)工作模式4[t，t3](見圖3(d))：在t2時刻關(guān)斷Z4，電流i抽走C2的電荷，同時給C4充電。Z4的電壓從零開始上升，Z4是ZVS關(guān)斷。t3時刻，C4上的電壓上升到E，即C2上電荷量為零時，D2自然導(dǎo)通。

(5)工作模式5[t3，t4](見圖3(e))：t3時刻，D2導(dǎo)通，將Z2箝位在零，此時Z2開通，因此Z2是ZVS開通。雖然Z2開通，但沒有電流流過。t4時刻，D2，D3自然關(guān)斷，Z2和Z3中將流過電流。

(6)工作模式6[t4，t5](見圖3(f))：在t4時刻，電流由正方向過零，并向負(fù)方向增加，電流i的流向：Z2→C→L→R→Z3。到t5時刻，Z3關(guān)斷，逆變器開始另一半周期的工作，工作情況類似上述半個周期。

3軟件設(shè)計

在此結(jié)合高性能DSP數(shù)字芯片設(shè)計了一種新穎的超聲波電源控制系統(tǒng)，其整個系統(tǒng)硬件設(shè)計框圖如圖4所示。DSP采用TMS320LF2407A，外擴FLASH采用CY7C1021V33-122芯片，PWM為脈沖輸出，分別由PWMl，PWM2，PWM3，PWM4引出，并經(jīng)過集成驅(qū)動隔離送至IGBT，控制其導(dǎo)通與關(guān)閉。Iset為給定電路，Io，Id，Udt分別為負(fù)載電流、逆變器的直流輸入電流和電壓，將這3路信號分別送至各自的調(diào)理電路，經(jīng)過調(diào)理送入DSP的A/D接口。如遇到外部故障，如過熱等，向DSP發(fā)出中斷請求，實施保護(hù)。

在此采用TMS320LF2407A來實現(xiàn)PS-PWM算法，利用其EV產(chǎn)生PWM控制信號。功率控制程序的作用是通過將從負(fù)載處檢測到的電流值與功率設(shè)定量相比較，其差值通過數(shù)字PI控制算法進(jìn)行處理，進(jìn)而得到所需要調(diào)整的移相角度θ值，結(jié)果返回主程序影響比較單元1(CMPRl)的設(shè)定值。PS-PWM功率控制算法如圖5所示。

為了保證超聲電源正常工作，除設(shè)計各種故障的硬件保護(hù)電路，同時采用軟件保護(hù)。保護(hù)由硬件、軟件共同實現(xiàn)，保證系統(tǒng)可靠運行。軟件保護(hù)是通過對檢測出的信號進(jìn)行濾波采樣后與DSP中斷級別的XINT2相連接，當(dāng)故障發(fā)生時，進(jìn)入軟件中斷程序，封鎖所有PWM脈沖輸出，實現(xiàn)保護(hù)效果。中斷保護(hù)程序流程如圖6所示。

4仿真及實驗結(jié)果

基于以上理論分析及系統(tǒng)的硬件與軟件設(shè)計，用PSpice軟件對移相功率控制超聲電源進(jìn)行仿真。如圖7、圖8所示。

選取的超聲換能器型號是DH-6160F-15S-3，其諧振頻率為25kHz，諧振阻抗為15Ω，靜態(tài)電容為27000pF，通過計算，其匹配電感為O.75mH。圖7、圖8分別給出移相角分別為φ=0°，φ=45°時的輸出電壓u和輸出電流i仿真波形。由仿真波形比較分析，當(dāng)移相角φ逐漸增大，其輸出電壓脈寬逐漸減小，電流幅度逐漸減小，可見調(diào)節(jié)φ的大小即可以實現(xiàn)輸出功率的調(diào)節(jié)。另外，功率管工作在ZVS軟開關(guān)狀態(tài)，降低了開關(guān)損耗和電壓電流應(yīng)力，逆變器始終工作在負(fù)載諧振狀態(tài)，負(fù)載側(cè)的功率因數(shù)高，控制簡單，提高電源的可靠性。根據(jù)前面的設(shè)計，對3kw/30kHz的超聲波發(fā)生器進(jìn)行實驗，下面給出逆變橋的驅(qū)動波形，PS-PWM控制輸出波形，頻率跟蹤實驗波形。圖9為θ=60°時Z1和Z4的驅(qū)動波形，圖10為θ=60°時輸出電壓和電流波形;圖11為頻率跟蹤后穩(wěn)態(tài)的輸出電壓和電流波形。

5結(jié)語

由于傳統(tǒng)開關(guān)管觸發(fā)電路是由硬件實現(xiàn)脈沖移相控制的，其線路復(fù)雜，元件易老化，輸出波形易發(fā)生不同程度的失真，使觸發(fā)脈沖對稱度受到很大影響。由微處理器構(gòu)成的控制系統(tǒng)，能在滿足性的前提下，實時、準(zhǔn)確地完成控制任務(wù)，利用軟件實現(xiàn)移相控制，可以大大改善觸發(fā)脈沖的對稱度，提高信號精度。在此采用DSP來實現(xiàn)功率的PS-PWM控制，通過改變移相角來實現(xiàn)較寬范圍內(nèi)的功率調(diào)節(jié)，且功率