電子科大微固學(xué)院專業(yè)課集成電路原理與設(shè)計(jì)課件第六章考研專業(yè)

*1王向展第六章MOS模擬集成電路§6.1MOS模擬集成電路基礎(chǔ)

6.1.1MOS模擬集成電路中的元件§6.2

MOS模擬IC子電路

6.2.1電流源與電流沉

6.2.2電流鏡和電流放大器

6.2.3基準(zhǔn)源

6.2.4MOS差分放大器

6.2.5反相放大器

6.2.6輸出級§6.3MOS集成運(yùn)算放大器

6.3.1集成運(yùn)放設(shè)計(jì)的邊界條件和主要指標(biāo)第一頁，共八十三頁。*2王向展NoiseLinearityPowerDissipationGainInput/OutputImpedanceSupplyVoltageSpeedVoltageSwingsAnalogDesignOctagon第二頁，共八十三頁。*3王向展§6.1MOS模擬集成電路基礎(chǔ)6.1.1MOS模擬IC中的元件1、MOS電容（P60）

鋁–薄氧化層–

n+擴(kuò)散區(qū)電容多晶硅

–氧化層–重?fù)诫s襯底間的電容鋁

–氧化層–多晶硅電容（寄生電容?。╇p層多晶硅電容（寄生電容小）

2、集成電阻器（P50）硼擴(kuò)電阻–高阻(R=100200/

可作5050K。)

磷擴(kuò)電阻–低阻(R=25/

幾十。)

埋層電阻–低值電阻(R20/

幾十幾百。）基區(qū)溝道電阻(R=510K/，幾十KM大電阻，精度較差。)第三頁，共八十三頁。*4王向展

外延層體電阻(R

=2K/，幾十K，可承受高工作電壓，溫度系數(shù)大。)

離子注入電阻(R

=500200K/

幾十K

高精度。)

多晶硅電阻(R=十幾100/。)

薄膜電阻(Ni-Cr、Cr-Si

R=幾百幾K/

高精度、可激光修調(diào)。)3、MOSFET

與BJT相比，MOS器件主要的缺點(diǎn)在于：參數(shù)離散性大，跨導(dǎo)低，失調(diào)電壓較大。噪聲大（熱噪聲+閃爍噪聲或稱為1/f噪聲）

gm，ron

熱噪聲。（4KTR）

Si-SiO2界面態(tài)影響閃爍噪聲，在低頻時(shí)，1/f噪聲顯著。如將溝道面積，受界面態(tài)影響，閃爍噪聲。第四頁，共八十三頁。*5王向展4、JFET

參數(shù)一致性差，工藝過程中對夾斷電壓值的確定難以控制。

溝道形成于體內(nèi)，不受表界面效應(yīng)影響（低噪聲），速度較快，抗干擾能力強(qiáng)，常用于微小電量取樣電路。第五頁，共八十三頁。*6王向展§6.2MOS模擬IC單元電路

復(fù)雜的模擬電路系統(tǒng)都是由若干基本單元組成的子電路構(gòu)造而成。本章主要從模擬IC基本單元分析入手，說明如何根據(jù)電路設(shè)計(jì)要求，選取適當(dāng)搭配方案，最終實(shí)現(xiàn)設(shè)計(jì)目的。具體內(nèi)容：通過對電流源，差分放大器、電流鏡、源跟隨器等子電路單元分別分析討論結(jié)構(gòu)特性、特點(diǎn)，最后，以模擬運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)加以應(yīng)用，從而掌握基本的模擬電路設(shè)計(jì)方法。第六頁，共八十三頁。*7王向展模擬集成運(yùn)算放大器電路分層說明

圖6.1模擬集成運(yùn)放系統(tǒng)框架圖第七頁，共八十三頁。*8王向展FunctionalBlockDiagram第八頁，共八十三頁。*9王向展無緩沖二級CMOS運(yùn)放電路多路電流放大器偏置電路源耦合對電流鏡共源放大器圖6.2兩級共源CMOS運(yùn)放電路原理圖第九頁，共八十三頁。*10王向展6.2.1電流源與電流沉(CurrentSourceandSink)

所謂電流源或電流沉，是指一種在任何時(shí)間內(nèi)，其電流值和加在兩端的電壓無關(guān)的兩端元件(恒流特性)。通常負(fù)端接VSS的稱為電流沉(Sink)，正端接VDD的則稱為電流源(Source)。一般MOS器件做電流源/沉?xí)r，工作在飽和區(qū)。1、基本的電流源、電流沉

（1）電流源

圖6.3基本的電流源結(jié)構(gòu)與I-V特性示意

顯然，要使電流源正常工作，應(yīng)使T管工作在飽和區(qū)，即：第十頁，共八十三頁。*11王向展其輸出電阻：

(6.1)(6.2)(6.3)第十一頁，共八十三頁。*12王向展

（2）電流沉圖6.3基本的電流沉結(jié)構(gòu)與V-I特性示意

同理，電流沉正常工作，T管應(yīng)滿足：(6.4)輸出電阻：

(6.5)第十二頁，共八十三頁。*13王向展基本的電流沉/源的優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡單，但性能需加以改善：增加小信號輸出電阻確保整個(gè)Vout范圍內(nèi)電流穩(wěn)定。

減小Vmin值，使其在較寬的Vout范圍內(nèi)都能很好工作。2、改進(jìn)的電流沉/源

（1）接電阻增加輸出電阻的技術(shù)

圖6.4接電阻增加輸出電阻的結(jié)構(gòu)與等效電路

(6.6)第十三頁，共八十三頁。*14王向展而飽和區(qū)襯底跨導(dǎo)：(6.7)

線性區(qū)：

分析小信號模型等效電路，由(6.6)、(6.7)得：

(6.8)可見，最終輸出電阻增大為r的gm2ro2倍。第十四頁，共八十三頁。*15王向展（2）實(shí)際電路

在實(shí)際的集成電路設(shè)計(jì)中，電阻r是由有源電阻實(shí)現(xiàn)的，如圖6.5所示。

（a）電路圖（b）等效電路圖6.5共柵共源電流沉結(jié)構(gòu)第十五頁，共八十三頁。*16王向展6.2.2電流鏡和電流放大器(CurrentMirror&CurrentAmplifier)(6.9)1、基本的電流鏡（恒流源）

圖6.6基本的電流鏡電路

第十六頁，共八十三頁。*17王向展(6.10)

若T1、T2的工藝參數(shù)相同，且VDS1=VDS2，則

(6.11)

其輸出電阻：

(6.12)第十七頁，共八十三頁。*18王向展由式(6.11)可見：電流鏡。

可根據(jù)需要，對Ir放大，實(shí)現(xiàn)電流放大。

且由于正常工作時(shí)，T1、T2均處于飽和區(qū)恒流。但有三個(gè)因素使實(shí)際的電流鏡不符合理想情況：

溝道長度調(diào)制效應(yīng)較顯著時(shí)，不能忽略（VDS1VDS2）

由溝道區(qū)摻雜的不均勻性和柵氧層的不平整性等引起的兩管之間Vth

偏差。

由光刻及套刻精度的影響使幾何尺寸不能完全匹配。第十八頁，共八十三頁。*19王向展2、威爾遜電流鏡–WilsonCurrentMirror

通過電流負(fù)反饋提高輸出電阻，是一種改進(jìn)型電流鏡。圖6.7威爾遜電流鏡VGS3Iout并趨于原穩(wěn)定值，即Iout受Vout影響減弱，輸出電阻提高。參考電流Ir恒定第十九頁，共八十三頁。*20王向展(6.13)

在近似處理時(shí)，應(yīng)注意此電流鏡正常工作時(shí)，各管均處于飽和區(qū)，gds遠(yuǎn)小于gm，gmro

>>1。電路實(shí)際工作時(shí)，要在輸入端、輸出端加一定電壓才能工作。在T3飽和的前提下，為使Vi時(shí)Ir一定，只有相應(yīng)地使W3/L3、W2/L2增大。一般V(min)>2Vth。另一方面，要保證T3飽和，對輸出端電壓也有要求：

第二十頁，共八十三頁。*21王向展由

，得(6.14)(6.15)

第二十一頁，共八十三頁。*22王向展3、共柵共源電流鏡–

CascodeCurrentMirror

（a）電路圖（b）等效電路

圖6.8共柵共源電流鏡第二十二頁，共八十三頁。*23王向展IDS4Iout回復(fù)原值，Rout提高。由交流小信號等效電路并結(jié)合Kirchhoff定律，得如下方程組：(6.16)

求解方程組可得：(6.17)第二十三頁，共八十三頁。*24王向展6.2.3基準(zhǔn)源（教材12.3）

理想得基準(zhǔn)電壓源或電流源應(yīng)不受電源和溫度變化的影響。“基準(zhǔn)”即是強(qiáng)調(diào)基準(zhǔn)源的輸出數(shù)值比一般電源的數(shù)值有更高的精度和穩(wěn)定性。通常基準(zhǔn)與其連接的負(fù)載有關(guān)，可用緩沖放大器使其和負(fù)載隔開，同時(shí)保持良好的性能。（a）電阻分壓器（b）有源器件分壓器圖6.9簡單分壓器1、簡單的電壓分壓器

VREF對VDD的靈敏度：

第二十四頁，共八十三頁。*25王向展2、pn結(jié)基準(zhǔn)電壓源

（1）簡單的pn結(jié)基準(zhǔn)源

圖6.10簡單的pn結(jié)基準(zhǔn)源

(6.20)

其中：而：(6.21)則：(6.22)

(6.23)

第二十五頁，共八十三頁。*26王向展一般I>>IS，，VREF受VDD的影響很小。若I=1mA，IS=10-15A，即當(dāng)VDD變化10%，VREF只變化0.362%。(2)改進(jìn)的pn結(jié)基準(zhǔn)源

注意，上式成立的條件為：IB很?。春艽螅?；(R1+R2)阻值要大。(6.24)圖6.11改進(jìn)的pn結(jié)基準(zhǔn)源

第二十六頁，共八十三頁。*27王向展（3）以MOSFET代替BJT的基準(zhǔn)源

（a）基本結(jié)構(gòu)（b）改進(jìn)結(jié)構(gòu)圖6.12以MOSFET代替BJT的基準(zhǔn)源對于圖6.12(a)所示結(jié)構(gòu)：

(6.25)

其靈敏度為

(6.26)第二十七頁，共八十三頁。*28王向展圖6.12(b)所示結(jié)構(gòu)提供的基準(zhǔn)電壓如下，靈敏度與(a)結(jié)構(gòu)相似。(6.27)

（4）齊納Zenor二極管基準(zhǔn)電壓源

圖6.13齊納二極管基準(zhǔn)源

如圖6.13所示，其中的二極管為重?fù)诫sp+n+結(jié)，工作于反向擊穿狀態(tài)，其電源電壓靈敏度：

(6.28)

第二十八頁，共八十三頁。*29王向展3、CMOS帶隙基準(zhǔn)源圖6.14CMOS帶隙基準(zhǔn)源

此結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了一種較為精確的基準(zhǔn)電壓源。主要利用了MOSFET的亞閾區(qū)工作時(shí)電流的正溫度系數(shù)特性與BJT的BE結(jié)導(dǎo)通電壓VBE的負(fù)溫度特性相互補(bǔ)償，達(dá)到恒定的基準(zhǔn)電壓輸出。

MOSFET亞閾區(qū)電流：(6.29)(6.30)自偏置又稱PTAT源第二十九頁，共八十三頁。*30王向展

和工作在強(qiáng)反型時(shí)一樣，亞閾區(qū)閾值電壓VT的溫度系數(shù)也為負(fù)的，其亞閾區(qū)電流主要受VT的影響，隨溫度的增加而增加，即溫度系數(shù)為正。

BE結(jié)導(dǎo)通電壓VBE與溫度的關(guān)系：

(6.32)

根據(jù)半導(dǎo)體能帶理論，溫度升高，半導(dǎo)體內(nèi)載流子具有的能量增加，本征激發(fā)增強(qiáng)，本征載流子濃度ni增大，pn結(jié)接觸電勢差，隨之降低，即BE結(jié)導(dǎo)通電壓隨溫度升高而降低，因此，VBE是負(fù)溫度系數(shù)。由圖6.14可得：(6.33)

第三十頁，共八十三頁。*31王向展

以上式中：

S–MOS管的寬長比W/L。Vg0

–

Si禁帶寬度電壓。VBEO–

T=T0時(shí)，接成二極管形式的VBE值。n–亞閾值傾斜因子，由實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)提取獲得。n′–與雙極晶體管工藝有關(guān)，一般為1.52.2。ID0

–與工藝有關(guān)的參量，受VSB、VT的影響。(6.34)又∵∴(6.35)第三十一頁，共八十三頁。*32王向展得，基準(zhǔn)電壓為VREF的溫度系數(shù)：(6.36)令，則(6.37)(6.38)第三十二頁，共八十三頁。*33王向展圖6.15NMOS差分放大器

6.2.4MOS差分放大器（教材13.1.2）差分結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)：①對“環(huán)境”噪聲具有很強(qiáng)的抑制作用。②提高了電壓擺幅（約一倍）。③偏置簡單，線性度高。1、nMOS差分放大器（1）工作原理與小信號特性對于差分對結(jié)構(gòu)，T1、T2應(yīng)是對稱的，即：1=2，VT1=VT2。其差分輸入信號：

(6.39)偏置電流：(6.40)第三十三頁，共八十三頁。*34王向展(6.41)

如采用單端輸出，此放大器跨導(dǎo)為：（忽略高次項(xiàng)）(6.42)

聯(lián)立(6.39)、(6.40)，可得可見，單端輸出時(shí)，放大器跨導(dǎo)只有單管gm的一半。第三十四頁，共八十三頁。*35王向展如采用差分雙端輸出，其跨導(dǎo)為：

(6.43)可見，差分放大器雙端輸出時(shí)，其跨導(dǎo)相當(dāng)于單管gm。由T1一側(cè)支路的等效電路，可得：

(6.44)雙端輸出(6.45b)單端輸出(6.45a)第三十五頁，共八十三頁。*36王向展（2）差分放大器的輸入失調(diào)電壓VosVos包括三個(gè)因素

T1、T2的K因子不對稱

T1

、T2的VT不對稱R1

、R2不對稱(6.46)其中：

(6.47)第三十六頁，共八十三頁。*37王向展（3）共模抑制比CMRR

(6.48)

與BJT相比，MOSFET的gm較小，ro較小，所以AVD較小，MOS差分放大器的CMRR<BJT差分放大器的CMRR。但MOS差分放大器高輸入阻抗，使其以較小的輸入電流便可驅(qū)動，優(yōu)于BJT電路?！钣呻p極晶體管跨導(dǎo)：gm=IC/VT

可得：室溫下，IC=1mA時(shí)gm=38.5mS，而對于MOS器件，如Cox=3.4510-8F/cm2，n=580cm2/V·s，相同偏置電流下要得到此大小的跨導(dǎo)，需要的寬長比：W/L=gm2/(2n·Cox·IDS)3.7104第三十七頁，共八十三頁。*38王向展差分放大器的特點(diǎn)：

放大差模信號、抑制共模信號。理想差分放大器的共模輸入信號完全抵消。因此，有利于消除輸入端共模干擾信號，如偶次諧波。應(yīng)注意，如采用單端輸出，跨導(dǎo)只有單管的一半，增益低；如后級電路為單端輸入，須加雙-單轉(zhuǎn)換電路，確保較高的增益。第三十八頁，共八十三頁。*39王向展2、CMOS差分放大器

（1）NMOS輸入的CMOS差分放大器圖6.16NMOS輸入的CMOS差分放大器

M1、M2構(gòu)成源耦合對，做差分輸入；M3、M4構(gòu)成電流鏡作M1、M2的有源負(fù)載；M5、M6構(gòu)成電流鏡提供恒流源；M6、M7為偏置電路提供偏置。另外，此電路還實(shí)現(xiàn)了差分輸出信號的單端轉(zhuǎn)換。

第三十九頁，共八十三頁。*40王向展由以上分析可以看出，單端信號輸出時(shí)，Vout是以交流地為參考的。同時(shí)，由于是差分輸出，此放大器跨導(dǎo)和電壓增益分別為：

(6.49)(6.50)(gm=gm1=gm2)第四十頁，共八十三頁。*41王向展（2）pMOS輸入的CMOS差分放大器

pMOS輸入的差分放大器工作原理與nMOS輸入的相似，但應(yīng)注意的是兩種電路形式的性能與工藝選擇有很大的關(guān)系。圖6.17PMOS輸入差分放大器

VBS0第四十一頁，共八十三頁。*42王向展圖6.18有源電阻反相器及其等效電路

6.2.5反相放大器1、有源電阻反相放大器（1）小信號電壓增益及輸出電阻(6.51)(6.52)第四十二頁，共八十三頁。*43王向展（2）小信號頻率響應(yīng)(6.53)圖6.19考慮了寄生電容的反相器結(jié)構(gòu)及其小信號等效模型

根據(jù)小信號模型，可得此放大器表征頻率響應(yīng)的傳輸函數(shù)：

第四十三頁，共八十三頁。*44王向展其中：s為復(fù)頻率變量，此放大器的拐點(diǎn)頻率或稱為主極點(diǎn)頻率：(6.54)比較(6.51)、(6.54)可得：欲使AV，應(yīng)有g(shù)m21，放大器帶寬變窄，可見，其增益與帶寬相互制約，此結(jié)構(gòu)多用于要求帶寬較寬，增益不高的場合。

第四十四頁，共八十三頁。*45王向展2、電流源負(fù)載反相放大器

由于有源電阻反相放大器輸出電阻較小，增益較低，采用電流源作負(fù)載可增大輸出電阻，進(jìn)而提高增益。（1）小信號電壓增益及輸出電阻(6.55)圖6.20電流源負(fù)載反相放大器電路結(jié)構(gòu)與等效電路

第四十五頁，共八十三頁。*46王向展(6.56)由此可得：

ID，AV，即控制直流偏置電流可調(diào)節(jié)小信號增益。此結(jié)構(gòu)輸出電阻Rout比有源電阻反相放大器的大（可知其帶寬較窄）。（2）小信號頻率響應(yīng)類似于有源電阻反相器情況：由于一般gds<gm，所以其帶寬比有源電阻作負(fù)載的窄。

(6.57)第四十六頁，共八十三頁。*47王向展（3）電流沉負(fù)載反相放大器

電流沉負(fù)載反相放大器工作原理及特性與電流源作負(fù)載的情況相似。電流源/沉作負(fù)載的反相放大器缺點(diǎn)是需加一個(gè)直流偏置VGG。圖6.21電流沉負(fù)載反相放大器3、推挽CMOS反相放大器

圖6.22推挽CMOS反相放大器與小信號等效電路第四十七頁，共八十三頁。*48王向展根據(jù)小信號電路可推導(dǎo)出放大器的主要特性參數(shù)(6.58)采用同樣尺寸的晶體管，推挽反相放大器增益較高，因?yàn)閮蓚€(gè)管子都為Vin所驅(qū)動，且隨ID，增益，其輸出擺幅：VDDVSS。

第四十八頁，共八十三頁。*49王向展6.2.6輸出級（13.2.2）

放大器輸出級的基本作用是電流變換，大部分輸出級應(yīng)具有高電流增益，低電壓增益。由于通常輸出端驅(qū)動的負(fù)載多為小電阻或大電容，需要較大的輸出電流，應(yīng)使輸出級Rout小一些。對輸出級總的要求：第四十九頁，共八十三頁。*50王向展1、甲類電流源/沉偏置的輸出級

其電路結(jié)構(gòu)與工作原理與前面所述的電流源/沉負(fù)載反相放大器相同，此類結(jié)構(gòu)的效率：

如VDD=-VSS，則甲類放大器的效率最大為25%。

(6.61)2、共漏輸出放大器（源極跟隨器）

圖6.23電路圖

電流增益大，電壓增益<1，輸出阻抗低，帶寬較寬；但M1的源為輸出節(jié)點(diǎn)，有體效應(yīng)VT，最大輸出電壓<VDD。效率與甲類放大器一樣。由于其固有的負(fù)反饋特性，失真比甲類放大器小。

第五十頁，共八十三頁。*51王向展圖6.24小信號等效電路

小信號電壓增益：其中，

–體跨導(dǎo)因子（0<<<1）,所以源跟隨器小信號增益略小于1。(6.62)第五十一頁，共八十三頁。*52王向展

頻率響應(yīng)由得傳輸函數(shù)：其復(fù)平面上的主極點(diǎn)：主極點(diǎn)頻率：(6.63)(6.64)(6.65)(6.66)第五十二頁，共八十三頁。*53王向展其中：C1—由源跟隨器輸入到輸出間的電容組成（Cgs1）C2—由源跟隨器輸出到地之間的電容（Cgd2+Cbd2+Cbs1+CL）

輸出電阻3、互補(bǔ)推挽輸出級

–可工作于乙類，甲乙類，效率得以提高，乙類78.5%。（1）簡單的CMOS推挽輸出

結(jié)構(gòu)及原理同CMOS推挽反相放大器(見圖6.22)，作為輸出級，其特點(diǎn)如下：

(6.67)第五十三頁，共八十三頁。*54王向展優(yōu)點(diǎn)：增益提高，

輸出擺幅大，VDDVSS。

乙類放大，效率較高。缺點(diǎn)：輸出電阻大，

帶寬較窄，

工作在高增益區(qū)（甲乙類應(yīng)用）時(shí)，靜態(tài)電流較大，效率降低。第五十四頁，共八十三頁。*55王向展（2）改進(jìn)型CMOS推挽輸出

(a)原理圖（b）實(shí)用電路圖6.25改進(jìn)型CMOS推挽輸出放大器第五十五頁，共八十三頁。*56王向展

如圖6.25(a)所示，在p、n管柵極與Vin之間分別接入適當(dāng)值的電壓VTR，可使電路的性能得到改善。其實(shí)用電路如圖6.25(b)，分析工作過程如下：

Vin增加，M1電流增加，通過M4、M7鏡像到M8，使其電流增大；同時(shí)，M2電流減小（若工作于乙類，則關(guān)斷），鏡像到M6的電流減?。ɑ蜿P(guān)斷），負(fù)載電流主要通過M8，即M8為負(fù)載電流的沉。

Vin減小，則情況相反。具體電路工作在甲乙類還是乙類狀態(tài)，由VGG3、VGG4決定。

第五十六頁，共八十三頁。*57王向展（3）甲乙類/乙類源跟隨放大器

（a）原理圖（b）實(shí)用電路圖6.26甲乙類/乙類源跟隨放大器工作過程與推挽反相放大器類似。輸出幅度受限：

第五十七頁，共八十三頁。*58王向展§6.3CMOS集成運(yùn)算放大器6.3.1集成運(yùn)放設(shè)計(jì)的邊界條件和主要指標(biāo)1、邊界條件工藝要求（VT、K、COX

）電源電壓和范圍電源電流和范圍工作溫度和范圍2、主要技術(shù)指標(biāo)直流開環(huán)增益AV單位增益帶寬GB建立時(shí)間（SettlingTime）

轉(zhuǎn)換速率（SlewRate）C=0℃~70℃(商業(yè)級)

I=

-20℃~+85℃(工業(yè)級)

E=-40℃~+85℃(擴(kuò)展工業(yè)級)

A=-40℃~+85℃(航空級)

M=-55℃~+125℃(軍品級)第五十八頁，共八十三頁。*59王向展共模輸入范圍CMR（CommonModeInputRange）共模抑制比CMRR

(=|Avd|/|Avc|)電源抑制比PSRR輸出電壓擺幅輸出電阻輸入失調(diào)電壓噪聲

版圖面積第五十九頁，共八十三頁。*60王向展運(yùn)放瞬態(tài)響應(yīng)曲線示意圖第六十頁，共八十三頁。*61王向展a.小信號瞬態(tài)響應(yīng)曲線b.大信號瞬態(tài)響應(yīng)曲線c.建立時(shí)間曲線AD8057瞬態(tài)響應(yīng)曲線第六十一頁，共八十三頁。*62王向展AD8022共模輸入范圍輸出結(jié)果參考圖

AD8057CMRR頻率曲線

第六十二頁，共八十三頁。*63王向展AD8057PSRR頻率曲線

AD8057PSRR溫度曲線

第六十三頁，共八十三頁。*64王向展AD8057幅頻、相頻曲線圖多少個(gè)極點(diǎn)？第六十四頁，共八十三頁。*65王向展3、運(yùn)放反饋系統(tǒng)的穩(wěn)定性及其補(bǔ)償

（1）反饋系統(tǒng)穩(wěn)定性要求運(yùn)放實(shí)際應(yīng)用時(shí)，通常是通過反饋系統(tǒng)構(gòu)成如圖6.27所示的閉環(huán)回路工作，其閉環(huán)增益：

L(s)=-A(s)·F(s)

圖6.27運(yùn)放閉環(huán)工作回路

式中：

A(s)–

運(yùn)放開環(huán)電壓增益。

F(s)–輸出通過反饋回到輸入的傳輸函數(shù)(TransferFunction)。第六十五頁，共八十三頁。*66王向展

通過反饋回到輸入端的信號應(yīng)滿足一定的幅值和相位條件，使信號不會在環(huán)路內(nèi)產(chǎn)生再生現(xiàn)象，否則，可能使放大器輸出箝位在某一電源電位上(直流再生)，或產(chǎn)生振蕩(在某一交流頻率下再生)。為保證系統(tǒng)穩(wěn)定，應(yīng)有

(6.69)或(6.70)

其中0o、0dB分別由下列式子確定：

第六十六頁，共八十三頁。*67王向展而Arg[L(j0dB)]稱為相位裕度，即開環(huán)相頻特性曲線上與幅頻特性曲線的單位增益帶寬頻率處對應(yīng)的相位值，一般至少取45，多數(shù)情況取60。若滿足條件①(式6.69)或②(式6.70),則該系統(tǒng)被認(rèn)為是穩(wěn)定的。波特圖–根據(jù)系統(tǒng)零點(diǎn)和極點(diǎn)的大小來表示一個(gè)復(fù)變函數(shù)的幅值和相位的漸近特性。作圖時(shí)應(yīng)注意如下規(guī)則：

（1）在每個(gè)零點(diǎn)頻率處，幅值曲線的斜率按+20dB/dec變化；而在極點(diǎn)頻率處，其斜率按-20dB/dec變化。（2）對一個(gè)m的極點(diǎn)(零點(diǎn))頻率，相位約在0.1m的地方開始下降(上升)，在m處經(jīng)歷-45(+45)的變化，在約10m處達(dá)到-90(+90)的變化。第六十七頁，共八十三頁。*68王向展

（a）高通（b）低通圖6.28波特圖第六十八頁，共八十三頁。*69王向展（2）運(yùn)放的頻率補(bǔ)償

Miller電容補(bǔ)償技術(shù)圖6.29兩級運(yùn)放的小信號等效電路第六十九頁，共八十三頁。*70王向展由兩級運(yùn)放的二階小信號等效電路傳輸函數(shù)得兩個(gè)極點(diǎn)

典型情況下兩者極點(diǎn)頻率較高且離得很近，必須進(jìn)行補(bǔ)償將其拉開。頻率補(bǔ)償方法之一是引入Miller電容補(bǔ)償，即在兩級的輸出之間接一電容，此時(shí)兩級運(yùn)放的小信號等效電路如圖6.33所示。

第七十頁，共八十三頁。*71王向展圖6.30兩極點(diǎn)兩級運(yùn)放的幅頻/相頻曲線第七十一頁，共八十三頁。*7