三相異步交流電機變頻調(diào)速控制系統(tǒng)畢業(yè)設(shè)計主體樣本

資料內(nèi)容僅供您學(xué)習(xí)參考，如有不當(dāng)或者侵權(quán)，請聯(lián)系改正或者刪除。中文摘要隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展,以及各種新型控制器件和先進控制方法在電機調(diào)速系統(tǒng)中的應(yīng)用,交流電機控制精度得到了極大的提高。為了滿足高性能、節(jié)能和環(huán)保的要求,交流電機調(diào)速以其特有的優(yōu)點,正逐步取代直流調(diào)速,在電氣傳動領(lǐng)域中扮演著重要的角色。本課題主要針對交流異步電機變頻調(diào)速控制系統(tǒng)進行了研究和探討,提出了相應(yīng)的軟、硬件設(shè)計方案,以TI公司的電機專用控制芯片DSPTMS320LF2407A為控制核心,采用V／F控制和空間電壓矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)相結(jié)合的控制方法,實現(xiàn)了對交流異步電機變頻調(diào)速控制。論文闡述了交流異步電機的數(shù)學(xué)模型和變頻調(diào)速原理;設(shè)計了以DSP最小系統(tǒng)為核心的控制電路、變頻主電路、信號采集電路等;在CCS集成開發(fā)環(huán)境下,采用C語言編程實現(xiàn)了上述的變頻調(diào)速控制策略;同時為了實現(xiàn)該控制系統(tǒng)的靈活性,還采用VC++編寫了上位機控制程序,使PC機經(jīng)過串口對DSP進行控制,并將電機的運行狀態(tài)在PC機上顯示;還擴展了CAN總線,方便了電機的多機控制和遠(yuǎn)程控制。論文最后給出了實驗結(jié)果和波形分析。結(jié)果表明了該變頻調(diào)速控制系統(tǒng)具有良好的動靜態(tài)調(diào)速性能,驗證了系統(tǒng)設(shè)計的有效性和可行性。關(guān)鍵詞:DSP、SVPWM、交流異步電機、變頻調(diào)速

目錄TOC\o"1-4"\h\z\u中文摘要 1ABSTRACT 2第一章緒論 41．1本課題研究的背景和意義 41．2交流電機變頻調(diào)速的發(fā)展概況 41．2．1電力電子技術(shù)的發(fā)展 41．2．2變頻調(diào)速控制理論的發(fā)展 51．2．3電機控制芯片的發(fā)展 61．3本課題研究的內(nèi)容 7第二章交流異步電機的數(shù)學(xué)模型 92．1異步電機的原始數(shù)學(xué)模型 92．2坐標(biāo)變換 112．2．1從三相到兩相的靜止坐標(biāo)變換(3s／2s) 112．2．2從兩相靜止到兩相旋轉(zhuǎn)的坐標(biāo)轉(zhuǎn)換(2s／2r) 122．3交流異步電動機在不同坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型 132．3．1在兩相靜止坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型 132．3．2在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型 132．4本章小結(jié) 14第三章交流異步電機變頻調(diào)速原理 153．1V／F控制原理 153．2電壓空間矢量(SVPWM)控制原理 163．2．1電壓空間矢量的三相功率逆變器 163．2．2基本電壓空間矢量的形成及作用時間的計算 163．2．3用DSP實現(xiàn)SVPWM的兩種方案 193．3本章小結(jié) 20第四章變頻調(diào)速系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計 214．1系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu) 214．2主電路設(shè)計 214．2．1整流電路 214．2．2．濾波電路 224．2．3逆變電路 234．2．3．1智能功率模塊IPM 234．2．3．2IPM的選用 234．2．3．3IPM外圍接口電路設(shè)計 264．3信號采集電路設(shè)計 284．3．1HCNR200簡介 294．3．2電壓電流采集電路設(shè)計 294．4控制電路設(shè)計 304．4．1主控芯片TMS320LF2407A介紹 304．4．2DSP最小系統(tǒng)設(shè)計 314．4．3DSP外圍接口電路設(shè)計 344．5本章小結(jié) 35第五章變頻調(diào)速系統(tǒng)的軟件設(shè)計 365.1系統(tǒng)軟件整體設(shè)計 365.2CCS集成開發(fā)環(huán)境概述 375．3系統(tǒng)程序設(shè)計及說明 385.3.1程序工程的建立 385．3．2程序說明 395．3．3Q格式說明 405．4本章小結(jié) 41第六章實驗結(jié)果及分析 421．實驗系統(tǒng)圖 422．電壓空間矢量波形 423．死區(qū)時間觀測 434．不同頻率的PWM輸出波形觀測 44總結(jié) 46參考文獻 47致謝 49

第一章緒論1．1本課題研究的背景和意義電機調(diào)速廣泛應(yīng)用于我們的生活、生產(chǎn)的各個領(lǐng)域中,例如:機床、電動工具、電動機車、機器人、家用電器、計算機驅(qū)動器、汽車、輪船、軋鋼、造紙和紡織行業(yè)等等。據(jù)報道,世界上大約有100億以上各種電機在工作。近年來,中國空調(diào)一年的產(chǎn)量就1000多萬臺,每臺都需要電機調(diào)速控制,可見電機調(diào)速應(yīng)用市場非常龐大。電機分為直流電機和交流電機兩大類。直流電機由于其便于控制和控制精度比較高的特點,在很長一段時間內(nèi)被廣泛應(yīng)用,被人們認(rèn)為難以被其它電機所取代。但隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展、各種新型控制器件和先進控制方法的在電機調(diào)速系統(tǒng)中的應(yīng)用,使交流電機控制精度得到極大的提高;另外,由于交流電機,特別是籠型式異步電機具有結(jié)構(gòu)簡單牢固、制造成本低廉、運行方便可靠、環(huán)境適應(yīng)能力強以及易于向高電壓、高轉(zhuǎn)速和大容量方向發(fā)展等優(yōu)點,過去直流電機占主導(dǎo)地位的調(diào)速傳動領(lǐng)域?qū)⒅饾u被交流電機所占領(lǐng)。另一方面,隨著世界經(jīng)濟的不斷發(fā)展,科學(xué)技術(shù)的不斷提高,環(huán)保和能源問題同趨成為人們爭論的主題。充分有效地利用能源已成為緊迫的問題。就當(dāng)前而言,電能是全世界消耗最多的能源之一,同時也是浪費最多的能源之一,為解決能源問題必須先從電能著手,其中起代表性的就是電機的控制。在發(fā)達(dá)國家中生產(chǎn)的總電能有一半以上是用于電機的能量轉(zhuǎn)換,這些電機傳動系統(tǒng)當(dāng)中90％左右的是交流異步電機。在國內(nèi),電機的總裝機容量已達(dá)4億千瓦,年耗電量達(dá)6000億千瓦時,約占工業(yè)耗電量的80％。而且使用中的電機絕大部分還是中小型異步電機,加之設(shè)備的陳舊,管理、控制技術(shù)跟不上,所浪費的電能甚多。因此,電機的變頻調(diào)速控制越來引起人們的重視,同時對變頻調(diào)速驅(qū)動系統(tǒng)也提出了高效率、高精度、高可靠性、多功能、智能化、小型化、低成本等要求。可見,異步電機的變頻調(diào)速系統(tǒng)的研究具有重要意義。1．2交流電機變頻調(diào)速的發(fā)展概況現(xiàn)代電力電子、微電子技術(shù)和計算機技術(shù)的飛速發(fā)展,以及控制理論的完善、各種工具的同漸成熟,特別是專用集成電路、DSP和FPGA近年來令人矚目的發(fā)展,促進了交流調(diào)速的不斷發(fā)展。當(dāng)前交流電機變頻調(diào)速控制己經(jīng)成為一門集電機、電力電子、自動化、計算機控制和數(shù)字仿真為一體的新興學(xué)科。1．2．1電力電子技術(shù)的發(fā)展電力電子器件是現(xiàn)代交流調(diào)速裝置的基礎(chǔ),其發(fā)展直接決定和影響交流調(diào)速的發(fā)展。20世紀(jì)50年代出現(xiàn)硅晶閘管SCR60年代出現(xiàn)門級可關(guān)斷晶閘管GTO70年代出現(xiàn)巨型晶體管GTR(也稱BJlrl和功率場效應(yīng)晶體管MOSFET80年代相繼出現(xiàn)絕緣柵雙極型晶體管IGBT和絕緣柵雙極型門控晶閘管IGCT90年代出現(xiàn)智能功率模塊IPM。SCR開關(guān)器件輸出的電壓或電流含有大量的諧波,造成電機轉(zhuǎn)矩脈動大,嚴(yán)重影響了調(diào)速系統(tǒng)的性能;GTO是高電壓大電流全控型功率器件,容量大,但關(guān)斷能耗大:GTR是電流驅(qū)動器件,通態(tài)壓降低,容量沒有GTO大,但功耗大,調(diào)制頻率不高,噪聲大,現(xiàn)趨于淘汰中。MOSFET是電壓型驅(qū)動器件,開關(guān)頻率高,驅(qū)動功率小,安全工作區(qū)廣,但耐壓不高:GBT集GTR和MOSFET的優(yōu)點于一體,是當(dāng)前變頻調(diào)速系統(tǒng)和通用變頻器中使用最廣泛的主流功率器件之一。IPM是先進的混合集成功率器件,由高速低耗的IGBT和優(yōu)化的門極驅(qū)動及保護電路構(gòu)成,采用了有電流傳感器功能的IGBT,能連續(xù)監(jiān)控功率器件電流,從而實現(xiàn)高效的過電流保護。由于IPM集成了過熱保護電路和鎖定保護電路,系統(tǒng)可靠性得到進一步提高。1．2．2變頻調(diào)速控制理論的發(fā)展一V／F控制早期變頻系統(tǒng)都是采用開環(huán)恒壓LL(V／F=常數(shù))的控制方式,其優(yōu)點是控制結(jié)構(gòu)簡單、成本較低,缺點是系統(tǒng)性能不高。具體來說,其控制曲線會隨著負(fù)載的變化而變化,轉(zhuǎn)矩響應(yīng)慢,電壓利用率不高,低速時因定子電阻和逆變器死區(qū)效應(yīng)的存在而性能下降穩(wěn)定性變差等。因此這種控制方式比較適合應(yīng)用在風(fēng)機、水泵調(diào)速場合。隨后發(fā)展的轉(zhuǎn)差頻率速度閉環(huán)控制系統(tǒng)雖然說基本上解決了異步電機平滑調(diào)速的問題,同時也基本上具備了直流電機雙閉環(huán)控制系統(tǒng)優(yōu)點,結(jié)構(gòu)也不算復(fù)雜,已能滿足許多工業(yè)應(yīng)用的要求。然而,當(dāng)生產(chǎn)機械對調(diào)速系統(tǒng)的動靜態(tài)性能提出更高要求時,上述系統(tǒng)性能還是不及直流調(diào)速系統(tǒng)。原因在于其控制系統(tǒng)規(guī)律是從異步電機穩(wěn)念等效電路和穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)矩公式推導(dǎo)出的平均值控制,在忽略了過渡過程的前提下做出較強的假設(shè),這就使得設(shè)計結(jié)果與實際相差很大,系統(tǒng)在穩(wěn)定性、起動及動態(tài)響應(yīng)等方面的性能還不能滿足工業(yè)系統(tǒng)的需求。二矢量控制交流傳動理論在70年代獲得了突破性的發(fā)展。德國西門子公司的F.Blaschke等提出的”感應(yīng)電動機磁場定向的控制原理”和美國P．C．Custman和A．A．Clark提出的”感應(yīng)電機定子電壓的坐標(biāo)變換控制”奠定了矢量控制的基礎(chǔ)。這種理論的出發(fā)點是:考慮到交流電機的非線性、多變量、強耦合的時變系統(tǒng),經(jīng)過坐標(biāo)變換重建電動機模型即可等效為一臺直流電動機。其后,隨著現(xiàn)代控制理論、微處理技術(shù)電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展與應(yīng)用,矢量控制的交流調(diào)速系統(tǒng)進入了伺服控制的高精度領(lǐng)域,而且實現(xiàn)了無速度傳感器的矢量控制。然而矢量控制在實際系統(tǒng)中存在很多問題,即轉(zhuǎn)子磁鏈難以準(zhǔn)確觀測,系統(tǒng)特性受電機參數(shù)變化影響較大,以及在模擬直流電動機控制過程中所用的矢量旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換的復(fù)雜性,使得實際控制效果難以達(dá)到理論分析的結(jié)果,雖然傳動領(lǐng)域的專家們針對矢量控制上的缺陷做過諸如參數(shù)的實時辨識(補償)以及使用狀態(tài)觀測器等現(xiàn)代控制理論進行研究,可是這些方案的引入使得系統(tǒng)復(fù)雜化,控制的實時性和可靠性降低了。三直接轉(zhuǎn)矩控制1985年德國魯爾大學(xué)DePenbrock教授首先提出直接轉(zhuǎn)矩控制理論(DTC)。直接轉(zhuǎn)矩控制與矢量控制不同,DTC摒棄了解藕的思想,取消了旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換,簡單的經(jīng)過檢測電機定子電壓和電流,借助瞬時空間矢量理論計算電機的磁鏈和轉(zhuǎn)矩,并根據(jù)與給定值比較所得差值,實現(xiàn)磁鏈和轉(zhuǎn)矩的直接控制。直接轉(zhuǎn)矩控制技術(shù)是用空間矢量的分析方法,直接在定子坐標(biāo)系計算與控制交流電動機的轉(zhuǎn)矩,采用定子磁場定向,借助離散的兩點式調(diào)節(jié)器產(chǎn)生脈寬調(diào)制(PWM)信號,直接對逆變器的丌關(guān)狀態(tài)進行最佳控制,以獲得轉(zhuǎn)矩的高動態(tài)性能。直接轉(zhuǎn)矩方法優(yōu)點在于:直接在定子坐標(biāo)系上分析交流電動機的數(shù)學(xué)模型、控制電動機的轉(zhuǎn)矩和磁鏈,省掉了矢量旋轉(zhuǎn)變換等復(fù)雜的變換和計算。大大減少了矢量控制技術(shù)中控制性能易受參數(shù)變化影響的問題。直接轉(zhuǎn)矩方法缺點在于:由于直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)是直接進行轉(zhuǎn)矩的砰一砰控制,避開了旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換,控制定子磁鏈而不是轉(zhuǎn)子磁鏈,不可避免地產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動,降低調(diào)速性能,因此只能用在對調(diào)速要求不高的場合。同時,直接轉(zhuǎn)矩系統(tǒng)的控制也較復(fù)雜,造價較高。近幾年,直接轉(zhuǎn)矩控制不斷得到完善和發(fā)展,特別是隨著各種智能控制理論的引入,又涌現(xiàn)了許多基于模糊控制、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制的直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng),控制性能得到進一步的改進和提高。電壓空間矢量(SVP刪)控制1987年日本的GIFU大學(xué)的YoshihiroMural教授在IEEE上發(fā)表《全數(shù)字化逆變器的新型PWM方法》一文,由此標(biāo)志著SVPWM調(diào)制技術(shù)的正式問世。隨即于1992年,YoshihiroMural教授在IEEE上發(fā)表《感應(yīng)電動機傳動中減少諧波的高頻劈零矢量PWM》。在SVPWM高頻調(diào)制中,YoshihimMural教授引入劈零矢量,減少了電流諧波,使得低頻時電動機運轉(zhuǎn)得更加平滑。SVPWM調(diào)制技術(shù)一問世就受到人們的高度重視,其獨特的矢量調(diào)制方式,把電動機與PWM逆變器看為一體,著眼于如何使電動機獲得幅值恒定的圓形磁場為目標(biāo),她以三相對稱正弦電壓供電時交流電動機中的理想磁鏈圓為基準(zhǔn),用逆變器不同的開關(guān)模式所產(chǎn)生的磁鏈有效矢量來逼近基準(zhǔn)圓;即用多邊形來近似逼近圓形,理論分析和實驗都表明SVPWM調(diào)制具有轉(zhuǎn)矩脈動小,噪音低,直流電壓利用率高(比普通的SPWM調(diào)制約高15％)等優(yōu)點。當(dāng)前己在通用變頻器產(chǎn)品中得到了廣泛的應(yīng)用。1．2．3電機控制芯片的發(fā)展專用于電機的控制芯片逐漸由單一MCU過渡到DSP+MCU混合芯片。早期是以51系列為代表的8位單片機,后來發(fā)展為以96系列為代表的16位單片機,再到80年代出現(xiàn)DSP,現(xiàn)在向著以DSP內(nèi)核+MCU外設(shè)的混合芯片發(fā)展。有代表性的電機控制芯片有:單片機方面有Intel的80C196MC、Motorola的MC9S12H256、Phi1ips的LPC2210／2220、Renesas公司的M16C和SH2系列;DSP方面有AD公司的ADMC401、Microchip公司的dsPIC30F6010、TI公司的TMS320LF2407／F2812等。表1-1電機控制常見芯片性能比較項目TMS320LF2407AdsPIC30F6010ADMC401LPC2210／22MC9S12H256芯片類別DSPDSPDSPARM單片機單片機生產(chǎn)公司TIMicrochipADPHIUPSMotorola引腳數(shù)目14480144144144／112片內(nèi)FLASH32k'16位144k*16位2kt24位256k片內(nèi)RAM2k8k2k16／64kB12k最高運算速度40MIPS30MIPS26MIPS24MIPS24MIPS硬件乘法器16位x16位17位×17位無無無看門狗有有有有無外部中斷5個5個4個9個4個片內(nèi)定時器4個16位5個16位2個16位2個32位8個16位事件管理器2個1個2個無無PWM輸出12路8路6路8路6路CANBUS有有有無有串行口2個2個有多通道緩沖串口不帶SPI模式帶SPI模式帶SPI模式帶SPI模式片內(nèi)可編程l／o4127127638A／D16路10位16路10位8路12位8路10位16路10位編碼器接口有有有無無工作電壓3．3v2．5v～5．5v5V±5％1．65V～1．95V5v現(xiàn)在一些高性能芯片不斷推出。9月飛思卡爾公司推出了4款16位新型DSP56F8000和DSC(數(shù)字信號控制器)56F80X系列產(chǎn)品,該系列可提供16位96MHZ的PWM,而且具有可編程故障功能,高度精確的12位數(shù)模轉(zhuǎn)換器(ADC)和模數(shù)轉(zhuǎn)換器(DAC)等。11月TI又推出了4款32位DSP,即TMS320F28015、F28016、F2801—60、F2802—60,其價格比較低,但性能很高,其主頻都是60MHZ,都采用12位ADC,并推出了高分辨率的PwM模塊(HRPwM),該特點對提高控制系統(tǒng)的性能,降低變換器的體積和重量都將起到積極作用。我們將當(dāng)前常見的一些電機控制專用芯片的性能做了一下比較,如表1-1所示。經(jīng)過比較我們選用性價比較高的TMS320LF2407A,它是TI公司專為電機控制推出的一款DSP。1．3本課題研究的內(nèi)容本課題綜合國內(nèi)外電機變頻調(diào)速技術(shù)的發(fā)展情況,在掌握交流電機變頻調(diào)速基本原理的基礎(chǔ)上,設(shè)計了一套基于DSP芯片TMS320LF2407A和電壓空間矢量SVPWM的交流異步電機變頻調(diào)速系統(tǒng)的軟硬件解決方案。將重點放在了DSP芯片實際應(yīng)用上。課題主要內(nèi)容包括:1．深入研究異步電機的數(shù)學(xué)模型和VVVF控制、電壓空間矢量等變頻調(diào)速控制方法。2．深入研究TMS320LF2407A電機控制專用DSP芯片的結(jié)構(gòu)、工作原理以及DSP最小系統(tǒng)的設(shè)計方法。3．設(shè)計一臺900W的小功率異步電機變頻裝置。該系統(tǒng)主要由主電路、系統(tǒng)保護電路、控制回路和采樣回路組成。4．在CCS集成開發(fā)環(huán)境下采用C語言編程實現(xiàn)Ⅵ和電壓空間矢量(SVPWM)控制算法,控制電機實現(xiàn)變頻調(diào)速功能。5．對系統(tǒng)實際實驗結(jié)果進行了分析與總結(jié)。

第二章交流異步電機的數(shù)學(xué)模型三相交流異步電機是一個多變量、高階、非線性、強耦合的復(fù)雜系統(tǒng),為了方便對三相交流異步電機進行分析研究,抽象出理想化的電機模型,一般對實際電機作如下假設(shè):1)忽略磁路飽和的影響,認(rèn)為各繞組的自感和互感都是恒定的。2)忽略空間諧波,三相定子繞組A、B、C及三項轉(zhuǎn)子繞組a、b、c在空問對稱分布,互差120。電角度,且認(rèn)為磁動勢和磁通在空間都是按J下弦規(guī)律分布。3)忽略鐵心損耗的影響。4)忽略溫度和頻率變化對電機參數(shù)的影響。有了這些假設(shè),實際異步電機可被等效為如圖2．1所示的三相異步電機物理模型。圖中,定子三相繞組軸線A、B、C在空間是固定的,故定義為三相靜止坐標(biāo)系。設(shè)A軸為參考坐標(biāo)軸,轉(zhuǎn)子繞組軸線a、b、c隨轉(zhuǎn)子以∞速度旋轉(zhuǎn)。A軸和轉(zhuǎn)子a軸間的電角度θ即為空間角位移變量圖2-1異步電機物理模型2．1異步電機的原始數(shù)學(xué)模型異步電機的原始數(shù)學(xué)模型可由以下四組方程表示:1．電壓方程三相定子繞組的電壓方程為:(2-1)三相轉(zhuǎn)子繞組折算到定子側(cè)后的電壓方程為:(2-2)式中uA,uB,uC,ua,ub,uc——定子、轉(zhuǎn)子相電壓的瞬時值;iA,iB,iC,ia,ib,ic——定子、轉(zhuǎn)子相電流的瞬時值;ψA,ψB,ψC,ψa,ψb,ψc——各繞組的全磁鏈;R1,R2——定子、轉(zhuǎn)子繞組電阻。將以上電壓方程寫成矩陣形式,并以微分算子P代替微分符號d／dt(2-3)也能夠簡寫為:U=Ri+pψ(2-4)2．磁鏈方程由于每個繞組的磁鏈?zhǔn)撬臼堑淖愿写沛満推渌@組對它的互感磁鏈之和,六個繞組的磁鏈能夠表示為:(2-5)也可簡寫為:ψ＝Li(2-6)式中,L是6x6的電感矩陣,其中對角線元素是各有關(guān)繞組的自感,其余各項是繞組間的互感。3．矩陣方程根據(jù)機電能量轉(zhuǎn)換原理,異步電機電磁轉(zhuǎn)矩表示式為:Te=PnLm1[(iAia+iBib+iCic)sinθ+(iAib+iBic+iCia)sin(θ+120o)+(iAic+iBia+iCib)sin(θ-120o)](2-7)4．運動方程對于恒轉(zhuǎn)矩負(fù)載,機電系統(tǒng)的運動方程為:Te=TL+J/Pn·dω/dt(2-8)式中:Te,TL—電磁轉(zhuǎn)矩,負(fù)載轉(zhuǎn)矩;J—轉(zhuǎn)動慣量;P—電動機極對數(shù)。由以上方程可知,異步電機的非線性強耦合主要表現(xiàn)在磁鏈方程和轉(zhuǎn)矩方程中,既存在定子和轉(zhuǎn)子之間的耦合,也存在三相繞組間的交叉耦合。三相繞組在空間按12&分布,必然引起三相繞組間的耦合。由于定子和轉(zhuǎn)子間的相對運動,導(dǎo)致其夾角0不斷變化,使互感矩陣為非線性。因此,異步電機三相原始數(shù)學(xué)模型相當(dāng)復(fù)雜,不易求解。為了使三相異步電機具有可控性、可觀性,必須對其進行簡化,使其成為一個線性、解耦的系統(tǒng)。從對直流電機的分析中發(fā)現(xiàn),如果將交流電機的物理模型等效的變換成類似直流電機的模型,就能夠大大簡化分析和控制問題,這就需要進行坐標(biāo)變換。2．2坐標(biāo)變換我們知道對異步電機研究控制時,如果能用兩相就比用三相簡單,如果能用直流控制就比交流控制更方便。為了對三相系統(tǒng)進行簡化,就必須對電動機的參考坐標(biāo)系進行變換,這就叫——坐標(biāo)變換。坐標(biāo)變換以產(chǎn)生相同的磁通為準(zhǔn)則,建立三相交流繞組、兩相交流繞組和旋轉(zhuǎn)的直流繞組三者之間的關(guān)系,從而能夠建立交流異步電機的直流模型。在研究電機矢量控制時定義有三種坐標(biāo)系統(tǒng),即三相靜止坐標(biāo)系(3s)、兩相靜止坐標(biāo)系(2s)和兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(2r)。對應(yīng)的坐標(biāo)變換有:從三相到兩相的靜止坐標(biāo)變換(3s／2s);從兩相靜止到兩相旋轉(zhuǎn)的坐標(biāo)轉(zhuǎn)換(2s／2r)等。2．2．1從三相到兩相的靜止坐標(biāo)變換(3s／2s)圖2-23s／2s變換圖2-2是A、B、C為三相對稱靜止繞組,圖2．1中A軸與口軸重合,通以三相平衡的J下弦電流,產(chǎn)生合成磁動勢F,以同步轉(zhuǎn)速旋轉(zhuǎn),三相靜止坐標(biāo)系與兩相靜止坐標(biāo)系在空間上相差90。,且如果通上時間相差90。的兩相交流電,也能夠產(chǎn)生相同的磁動勢F。由于它們的磁動勢和轉(zhuǎn)速都相等,因此能夠認(rèn)為這兩種坐標(biāo)系等效。能夠由簡單的三角函數(shù)關(guān)系推導(dǎo)出從三相到兩相靜止坐標(biāo)系的變換矩陣:(2-9)若為三相平衡系統(tǒng),uA+uB+uC=0,則矩陣的第三行系數(shù)為0,于是可寫成為(2-10)即(2-11)變換后的兩相電流有效值為三相電流有效值的倍,因此,每相功率為三相繞組每相功率的3/2倍,但相數(shù)由原來3變成2,因此變換前后總功率不變。另外變換后的兩相繞組每相匝數(shù)是原來三相繞組每相匝數(shù)的。此變換稱為3／2變換(3s／2s變換)。2．2．2從兩相靜止到兩相旋轉(zhuǎn)的坐標(biāo)轉(zhuǎn)換(2s／2r)在兩相靜止坐標(biāo)α—β和兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)d—q之間的變換簡稱為2s／2r變換。如圖2—3所示,α—β為兩相靜止坐標(biāo)系(2s),d—q為兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(2r)。dq繞組在空間相互垂直放置,分別加上直流電壓Ud和Uq,產(chǎn)生合成磁動勢F,其位置相對于繞組來說是靜止的。如果讓包含兩個繞組在內(nèi)的整個鐵心以同步轉(zhuǎn)速ω1旋轉(zhuǎn),則磁動勢自然也隨之旋轉(zhuǎn)起來,成為旋轉(zhuǎn)磁動勢。如果磁動勢的大小與兩相靜止坐標(biāo)系下的磁動勢大小相等,那么這個旋轉(zhuǎn)的直流繞組也就和交流繞組等效了。當(dāng)觀察者站在鐵心上和繞組一起旋轉(zhuǎn)時,在她看來,d和q是兩個通以直流而且相互垂直的靜止繞組,如果控制磁通的位置在d軸上,就相當(dāng)于直流電機物理模型了。這時,繞組d相當(dāng)于勵磁繞組,q繞組相當(dāng)于靜止的電樞繞組。d—q和α—β軸的夾角θ是一個變量,隨著負(fù)載、轉(zhuǎn)速而變。其變換矩陣為(2-12)其逆變換矩陣為(2-13)圖2-32s／2r變換2．3交流異步電動機在不同坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型2．3．1在兩相靜止坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型三相異步電機的數(shù)學(xué)模型經(jīng)3s／2s變換后在兩相靜止坐標(biāo)系α—β上的數(shù)學(xué)模型為:1．電壓方程(2-14)2．磁鏈方程(2-15)3．轉(zhuǎn)矩方程(2-16)4．運動方程(2-17)式中:LsLr—定子、轉(zhuǎn)子—相的自感;RsRr—定子、轉(zhuǎn)子—相的電阻;Lm—定轉(zhuǎn)子繞組的互感;ω—轉(zhuǎn)子角頻率。2．3．2在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型設(shè)坐標(biāo)軸dq的旋轉(zhuǎn)速度等于定子頻率的同步角轉(zhuǎn)速ω1,而轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)速為ω,則dq軸相對于轉(zhuǎn)子的角轉(zhuǎn)速為ωs=ω1一ω,即為轉(zhuǎn)差。將三相異步電機在αβ坐標(biāo)系上的數(shù)學(xué)模型經(jīng)2s／2r變換后,得到在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d—q上的數(shù)學(xué)模型為:1．電壓方程(2-18)2．磁鏈方程(2-19)3．轉(zhuǎn)矩方程(2-20)4．運動方程(2-21)2．4本章小結(jié)本章首先從異步電機的物理模型出發(fā),經(jīng)過抽象假設(shè)給出了理想的異步電機原始數(shù)學(xué)模型;然后,詳述了坐標(biāo)變換方法,包括從三相到兩相的靜止坐標(biāo)變換和從兩相靜止到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)的變換;最后,經(jīng)過坐標(biāo)變換將異步電機原始數(shù)學(xué)模型變換成便于控制的在不同坐標(biāo)系的簡化數(shù)學(xué)模型。為將異步電機作為一個系統(tǒng)來控制提供了理論依據(jù)。

第三章交流異步電機變頻調(diào)速原理交流異步電動機的轉(zhuǎn)速可由下式表示:n=60f/p(1-s)(3-1)為電動機轉(zhuǎn)速(r／min);P為電動機磁極對數(shù):f為電源頻率;s為轉(zhuǎn)差率。由式(3-1)可見,影響電動機轉(zhuǎn)速的因素有:電動機的磁極對數(shù)P,轉(zhuǎn)差率s和電源頻率f。其中,改變電源頻率來實現(xiàn)交流異步電機調(diào)速的方法效果最理想,這就是所謂變頻調(diào)速。變頻調(diào)速的方法主要有:V/F控制、矢量控制、直接轉(zhuǎn)矩和電壓空間矢量(SVPWM)控制方法。本課題采用了VF控制和SVPWM相結(jié)合的控制方法。3．1V／F控制原理由電機學(xué)理論,交流異步電機的定子繞組的感應(yīng)電動勢是定子繞組切割旋轉(zhuǎn)磁場磁力線的結(jié)果,其有效值計算如下:E=KfΦ(3-2)式中K一與電機結(jié)構(gòu)有關(guān)的常數(shù);Φ一磁通。而在電源一側(cè),電源電壓的平衡方程式為:U=E+Ir+jIx(3-3)該式表示,加在電機繞組端的電源電壓U,一部分產(chǎn)生感應(yīng)電動勢E,另一部分消耗在阻抗(線圈電阻r和漏電感x)上。其中定子電流I分成兩部分:少部分I1用于建立主磁場磁通Φ,大部分I2用于產(chǎn)生電磁力帶動機械負(fù)載。I=I1+I2(3-4)當(dāng)交流異步電機進行變頻調(diào)速時,例如頻率f下降,則由式(3—2)可知E降低;在電源電壓U不變的情況下,根據(jù)式(3—3),定子電流I將增加;此時,如果外負(fù)載不變時,I2不變,I的增加將使I1增加,也就是使磁通量Φ增加;根據(jù)式(3—2),Φ的增加又使E增加,達(dá)到一個新的平衡點。理論上這種新的平衡對機械特性影響不大。但實際上,由于電機的磁通容量與電機的鐵心大小有關(guān),一般在設(shè)計時已達(dá)到最大容量。因此當(dāng)磁通量增加時,將產(chǎn)生磁飽和,造成實際磁通量增加不上去,產(chǎn)生電流波形畸變,削弱電磁力矩,影響機械特性。為解決機械特性下降的問題,一種解決方案是設(shè)法保持磁通量恒定不變。即設(shè)法滿足:E／f=KΦ=常數(shù)(3-5)這就要求,當(dāng)電機調(diào)速改變電源頻率f時,E也應(yīng)該相應(yīng)的變化,來維持它們的比值不變。但實際上E的大小無法進行控制。由于定子電阻上產(chǎn)生的壓降相對于加在繞組端的電源電壓U很小,能夠用加在繞組端的電源電壓U來近似代替E。調(diào)節(jié)電壓U,使跟其隨頻率f的變化,從而達(dá)到使磁通量恒定的目的。即E／f≈U／f=常數(shù)(3-6)因此,在變頻的同時也需要變壓,這就是所謂的VVVF或VF。我們采用電源電壓U近似代替E顯然存在一定誤差。當(dāng)頻率f的數(shù)值相對較高時,定子阻抗壓降在電壓U中所占比例相對較小,U≈E所產(chǎn)生的誤差較小;當(dāng)頻率f的數(shù)值降的較低時,電壓也按同比例下降,而定子阻抗的壓降并不按同比例下降,使定子阻抗壓降在電壓U中所占比例增大,U≈E將產(chǎn)生較大誤差。因為定子阻抗壓降所占比重增大,使得實際上產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢E減小,E／f的比值減小,造成磁通量Φ減小,因而導(dǎo)致電機的臨界轉(zhuǎn)矩下降。必須采取相應(yīng)的補償措施—U/f轉(zhuǎn)矩補償法。U/f轉(zhuǎn)矩補償法的原理:針對頻率f降低時,電源電壓U成比例的降低引起的U下降過低,采用適當(dāng)提高電壓U的方法來保持磁通Φ恒定,使電機轉(zhuǎn)矩回升,即所謂的轉(zhuǎn)矩提升(Torqueboost)。當(dāng)頻率高于額定頻率時,為了避免電機繞組絕緣破壞的情況發(fā)生,電源電壓不能超過電機的額定電壓值,這樣可得壓頻控制原理圖如圖3—1所示:圖3-1恒壓頻比控制原理圖3．2電壓空間矢量(SVPWM)控制原理空間矢量PWM的英文全稱是SpaceVectorPWM,簡寫成SVPWM或SVM。它是從電機角度出發(fā),著眼于如何使電機獲得幅值恒定的圓形磁場。SVPWM控制用逆變器不同的開關(guān)模式產(chǎn)生實際磁通去逼近基準(zhǔn)磁通圓,不但能達(dá)到較高的控制性能,而且由于它把逆變器和電機看作一個整體處理,使所得模型簡單,便于數(shù)字化實現(xiàn),并具有轉(zhuǎn)矩脈動小、噪聲低、電壓利用率高等優(yōu)點。3．2．1電壓空間矢量的三相功率逆變器一種典型的三相電壓型逆變器的結(jié)構(gòu)如圖3—2所示。圖中Va、Vb、Vc是逆變器的電壓輸出,Q1——Q6是六個功率管,它們分別被a、a’、b、b’、c和c’這6個控制信號所控制。當(dāng)逆變橋上半部分的一個功率管開通時(即a、b或C為1時),其下半部分相正確功率管被關(guān)閉(即a’、b’或C’為0)。Q1,Q3和Q5這三個功率管的開關(guān)狀態(tài),即a、b或c為0或1的狀態(tài),將決定Va、Vb和Vc三相輸出電壓的波形情況。圖3-2三相電壓型逆變器結(jié)構(gòu)圖3．2．2基本電壓空間矢量的形成及作用時間的計算根據(jù)三相電壓型逆變器電路能夠得出逆變橋輸出的線電壓矢量[Vab、Vbc、Vca]t、相電壓矢量[Va、Vb、Vc]t和開關(guān)變量矢量[abc]t之間的關(guān)系能夠用式(3．7)和式(3．8)表示,式中Vdc是電壓型逆變器的直流供電電壓,或稱直流母線電壓和總線電壓。(3.7)(3.8)上式中,由于開關(guān)變量矢量[abc]t有8個不同的組合值(a、b或c只能取0或1),即逆變橋上半部分3個功率管的開關(guān)狀態(tài)有8種不同的組合,故其輸出的相電壓和線電壓也有8中對應(yīng)的組合。開關(guān)變量矢量[abc]t與輸出的線電壓和相電壓的對應(yīng)關(guān)系如表3—1所示。表3-1功率管開關(guān)狀態(tài)與線、相電壓以及與相電壓在αβ坐標(biāo)系分量的關(guān)系表矢量UVW狀態(tài)相電壓線電壓αβ坐標(biāo)系VaVbVcVabVbcVcaVsαVsβU000000000000U11002Vdc/3-Vdc/3-Vdc/3Vdc0-Vdc0U2110Vdc/3Vdc/3-2Vdc/30Vdc-VdcU3010-Vdc/32Vdc/3-Vdc/3-VdcVdc0-U4011-2Vdc/3Vdc/3Vdc/3-Vdc0Vdc-0U5001-Vdc/3-Vdc/32Vdc/30-VdcVdc--U6101Vdc/3-2Vdc/3Vdc/3Vdc-Vdc0-U711100000000在該表中Va、Vb和Vc表示3個輸出的相電壓,Vab、Vbc和Vca表示3個輸出的線電壓,Vsα、Vsβ是空間矢量分解得到的子軸分量。為了在DSP的編程中計算方便,需要利用電機的坐標(biāo)軸系變換理論進行坐標(biāo)轉(zhuǎn)換,即將線電壓和相電壓在三相平面坐標(biāo)系中的值,轉(zhuǎn)換到αβ平面直角坐標(biāo)系中,在兩個坐標(biāo)系之問轉(zhuǎn)換時須遵循電機總功率不變的原則。其轉(zhuǎn)換公式為(3．9)所示。(3.9)由于逆變橋中,功率管開關(guān)狀態(tài)的組合一共只有8個,則對應(yīng)于開關(guān)變量矢量[abc]t在αβ坐標(biāo)系中的Vsα、Vsβ也只有有限種組合。她們的對應(yīng)關(guān)系同樣如表3—1所示。為了便于運用,將逆變器的八種開關(guān)狀態(tài)所對應(yīng)的八個基本電壓空間矢量,分別用U0、U1、U2、U3、U4、U5、U6、U7表示,其中U0、U7為零矢量位于中心,另外六個非零矢量幅值相等,且相鄰兩個非零矢量之間的夾角為60o,八個基本電壓空際矢量的位置和大小見圖3—3所示。圖3-3基本的電壓空間矢量與開關(guān)狀態(tài)示意圖空間矢量PWM的目的是,經(jīng)過與基本的空間矢量對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)的組合,得到一個給定的定子參考電壓矢量Uref。參考電壓矢量Uref阿用其αβ軸分量Uα和Uβ表示。圖3—3表示參考電壓矢量Uref和與之對應(yīng)的αβ軸分量Uα和Uβ以及基本空間矢量Ul和Um的對應(yīng)關(guān)系(其中Ul和Um是任意兩個相鄰的基本空間矢量)。圖3-4電壓空間矢量分解圖圖3—4中參考電壓矢量Uref耐位于被基本空間矢量Ul和Um所包圍的扇區(qū)內(nèi),因此Uref能夠用Ul和Um兩個矢量來表示。于是有:(3.10)式中,Tl和Tm分別是在周期時間T內(nèi)基本空間矢量Ul和Um各自的作用時間;To是0矢量的作用時間。將上式分別在α,β軸投影得:(3.11)由表3-l可知基本空間矢量的幅值都是Vdc即Ul=Um=Vdc代入式(3．11)可得矢量作用時間:(3.12)3．2．3用DSP實現(xiàn)SVPWM的兩種方案前面我們已經(jīng)知道,定子參考電壓矢量Uref,耐是由它所在扇區(qū)中的兩個基本空間矢量Ux、Ux±1和零矢量U0或U7合成的。在每個PWM周期內(nèi),這些基本空間矢量的不同開通順序會產(chǎn)生不同的波形模式。有兩種對稱的開關(guān)方案可供選擇,一種是用軟件實現(xiàn)SVPWM方案,另一種是用硬件實現(xiàn)SVPm4方案。1．軟件實現(xiàn)SVPWM方案將每個PWM周期分成七段,分別用U0、Ux、Ux±1、U7、Ux±1、Ux、U0(這里X能夠是1、3或5)表示。以扇區(qū)0為例,開關(guān)切換順序應(yīng)為:U0(000)—U1(100)一U2(110)—U7(111)—U2(110)—U1(100)—U0(000),分別計算出T0/4、T0/4+T1/2、T0/4+T1/2+Tm/2的時間裝載到對應(yīng)的比較寄存器,得到對稱的輸出波形如圖3—5所示。這種方案能夠很容易的用軟件編程控制TMS320LF2407A的三路PWM通道來實現(xiàn)。圖3-5軟件方法實現(xiàn)的Uref在扇區(qū)0的SVPWM波形2．硬件生成SVPWM方案TMS320LF2407A中具有兩個事件管理器EVA和EVB,每事件管理器中都有一個空間矢量狀態(tài)機器件。能夠根據(jù)某一時刻Uref的所在扇區(qū)位置,確定主、輔矢量及作用時間Tl、Tm后重新配置比較寄存器和控制寄存器ACTR,然后由空間矢量狀態(tài)機自動生成對稱的SVPWM波形。其實現(xiàn)方案為:將每個PWM周期分成5段,分別用Ux、Ux±1、U0／U7,、Ux±1、Ux表示。以扇區(qū)0為例,方案為U1(100)—U2(1l0)—U7(111)U2(1l0)U1(100),如圖3-6所示。圖3-6硬件方法實現(xiàn)的Uref所在扇區(qū)0的SVPWM波形硬件方案相對于軟件方案具有以下優(yōu)勢:1)硬件方案的開關(guān)頻率低,大大降低了開關(guān)損耗。2)硬件方案中SVPWM狀態(tài)機硬件完成了很多工作,減少了軟件編程難度。3)當(dāng)同等丌關(guān)頻率條件時,方案二能夠具有更短的中斷周期T電機電流諧波好于軟件方案。3．3本章小結(jié)本章主要介紹了變頻調(diào)速原理,詳述了V/F控制原理和電壓空間矢量(SVPWM)控制原理,給出了用DSP實現(xiàn)SVPWM的兩種方案,并給定了對應(yīng)的SVPWM在一個PWM周期的波形,為異步電機變頻調(diào)速的軟件實現(xiàn)提供了理論依據(jù)。

第四章變頻調(diào)速系統(tǒng)的硬件電路設(shè)計4．1系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)如圖4．1所示,主要由整流電路、濾波電路、逆變電路、DSP控制電路、電壓電流檢測電路、保護電路及上位機控制部分組成。本系統(tǒng)以T1的DSP芯片TMS320LF2407A為核心,由上位機給定控制信號經(jīng)串口傳給DSP,DSP接到信號后由內(nèi)部程序產(chǎn)生相應(yīng)的PWM信號,經(jīng)過快速光耦隔離后來驅(qū)動功率器件IPM,不同頻率的PWM信號對應(yīng)不通頻率的IPM輸出三相電,從而產(chǎn)生變頻電源來控制電機速度的變化。檢測電路將檢測到的信號傳給DSP,DSP做出相應(yīng)處理后將各種信息再經(jīng)串口傳送到上位機顯示出來,使我們能夠很清楚的看到系統(tǒng)運行狀況。整流和濾波電路的作用是為IPM提供直流母線電壓。整流器濾波器逆變器圖4-1系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖4．2主電路設(shè)計主電路部分原理如圖4—2所示,由整流電路、濾波電路、逆變電路和緩沖吸收電路組成。主電路部分功能是完成系統(tǒng)電能的轉(zhuǎn)換和傳遞,它的設(shè)計好壞關(guān)系到整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本系統(tǒng)被控電機參數(shù)為:額定功率PN=900W,額定電VN=380V,額定電流IN=2．37A,額定頻率FN=50HZ。下面詳細(xì)介紹各部分電路原理及元件參數(shù)。圖4-2主電路圖4．2．1整流電路整流電路因變頻器輸出功率大小不同而不同。一般情況下,小功率的輸入電源多用220V,整流電路用單相全波整流橋;大功率的輸入電源用三相380V,整流電路為三相橋式全波整流電路。本課題所用電機為900W,屬于小功率范圍,因此采用220V單相整流橋整流。整流橋由四個整流二極管組成,如圖4—2。經(jīng)過整流二極管的峰值電流為:(4.1)流過二極管電流有效值為:(4.2)二極管的電流定額為:(4.3)考慮濾波電容充電電容的影響,要留有更大的電流裕量,選用IN=20A。整流二極管的電壓定額:(4.4)需選用Un=1000V。因此我們能夠選用的單相整流橋規(guī)格為20A、1000V。4．2．2．濾波電路交流電經(jīng)過整流橋整流以后輸出的電壓是脈動的,另外,由于逆變部分產(chǎn)生脈動電流及負(fù)載的變化都使直流電壓產(chǎn)生脈動,為了得到平滑的直流電,必須在整流輸出端加濾波電路。一般是在整流輸出端并入大電容。濾波電容不但能夠濾除整流輸出的電壓紋波,還在整流電路與逆變電器之間起去藕作用,以消除相互干擾,這就給作為感性負(fù)載的電機提供必要的無功功率,起到一定的儲能作用。在加入濾波電容之前,單相整流橋輸出平均電壓為:(4.5)加上濾波電容之后,UD的最高電壓可達(dá)到交流線電壓的峰值:(4.6)假設(shè)輸入電壓的波動范圍是220V～240V,電源功率因數(shù)為0．9,那么每一個周期內(nèi)電容吸收的能量為:(4.7)式中POUT為電機輸出功率,UPK為峰值電壓,Umin為最小交流輸入電壓?？紤]到紋波的需要,最小輸入電壓至少應(yīng)該在200V以上,因此有:(4.8)濾波電容理論上越大越好,一般采用大容量耐壓濾波電解電容,在此我們選擇兩個1000uF,400V的電容C1、C2串聯(lián)進行濾波,等效為一個耐壓800V的1000uF的電容。并聯(lián)在電容兩邊的電阻R1、R2為均衡電阻,由于每個電容的參數(shù)不完全相同,此均衡電阻使串聯(lián)的電容分壓相同,同時在電源關(guān)斷時給電容提供放電回路。這里我們選擇阻值為47KΩ的電阻。4．2．3逆變電路4．2．3．1智能功率模塊IPM逆變電路的功率器件采用當(dāng)前最先進的智能功率模塊IPM(IntelligentPowrModule),IPM不但把功率開關(guān)器件和驅(qū)動電路集成在一起,而且還內(nèi)藏有過電壓,過電流和過熱等故障檢測電路,并可將檢測信號送到CPU或DSP作中斷處理。它由高速低工耗的管芯和優(yōu)化的門級驅(qū)動電路以及快速保護電路構(gòu)成。即使發(fā)生負(fù)載事故或使用不當(dāng),也能夠IPM自身不受損壞。IPM一般使用IGBT作為功率開關(guān)元件,并內(nèi)藏電流傳感器及驅(qū)動電路的集成結(jié)構(gòu)。以其高可靠性,使用方便贏得越來越大的市場,特別適合于驅(qū)動電機的控制器和各種逆變電源,是變頻調(diào)速,冶金機械,電力牽引,伺服進給,變頻家電的一種非常理想的電力電子器件。IPM有以下優(yōu)點:1)開關(guān)速度快。IPM內(nèi)的IGBT芯片都選用高速型,而且驅(qū)動電路緊靠IGBT芯片,驅(qū)動延時小,因此IPM開關(guān)速度快,損耗小。2)功耗低。IPM內(nèi)部的IGBT導(dǎo)通壓降低,開關(guān)速度快,故IPM功耗小。3)快速的過流保護。IPM實時檢測IGBT電流,當(dāng)發(fā)生嚴(yán)重過載或直接短路時,IGBT將被軟關(guān)斷,同時送出一個故障信號。4)過熱保護。在靠近IGBT的絕緣基板上安裝了一個溫度傳感器,當(dāng)基板過熱時,IPM內(nèi)部控制電路將截止柵級驅(qū)動,不響應(yīng)輸入控制信號。5)橋臂對管互鎖。在串聯(lián)的橋臂上,上下橋臂的驅(qū)動信號互鎖。有效防止上下臂同時導(dǎo)通。6)抗干擾能力強。優(yōu)化的門級驅(qū)動與IGBT集成,布局合理,無外部驅(qū)動線。7)驅(qū)動電源欠壓保護。當(dāng)?shù)陀隍?qū)動控制電源(一般為15V)就會造成驅(qū)動能力不夠,增加導(dǎo)通損壞。IPM自動檢測驅(qū)動電源,當(dāng)?shù)陀谝欢ㄖ党^l0uS時,將截止驅(qū)動信號。8)IPM內(nèi)藏相關(guān)的外圍電路。縮短開發(fā)時間,加快產(chǎn)品上市。9)無須采取防靜電措施。10)大大減少了元件數(shù)目。體積相應(yīng)小。4．2．3．2IPM的選用IPM在選用時,首先是根據(jù)變頻裝置的容量(電動機的額定功率),同時也要考慮供電電源容量,確定其額定值和最大值,然后選擇具體型號。選型時,有兩個主要方面需要權(quán)衡。第一:根據(jù)IPM的過流值以確定峰值電流。峰值電流基于變頻器和電機工作的效率、功率因數(shù)、最大負(fù)載和電流脈動而設(shè)定的。電機電流最大峰值可由下式計算:(4.9)式中:P=電機功率(W);OL=變頻器最大過載系數(shù);λ=電流脈動因數(shù);η=變顙器的效率;ψF=功率因數(shù);異步電動機的數(shù)學(xué)模型VAC=交流線電壓(v)。第二:適當(dāng)?shù)臒嵩O(shè)計以保證結(jié)溫峰值永遠(yuǎn)小于最大結(jié)溫額定值,使基扳的溫度永遠(yuǎn)低于過熱動作數(shù)值。例如:電源Vac=220V交流,電機P=3．7kW,OL=150％,λ=120％,η=0．9,ψF=0．76,則IC(峰值)=36.1A。能夠選擇最大允許電流為50A的IPM—Ps21869。下表是根據(jù)電機峰值電流而給出的交流220V電機推薦使用的IPM類型及其功能簡介。表4—1IPM選型及功能簡介額定功率(AC220)IC(峰值)(A)IPM電流可用IPM型號內(nèi)置功能(內(nèi)含驅(qū)動電路,高壓轉(zhuǎn)換電路)0.4KW6.410Ps21563內(nèi)置6單元3相輸出,過流保護,欠壓保護。0.75KW10.715Ps21564內(nèi)置6單元3相輸出,過流保護,欠壓保護。1.5KW1720Ps21865內(nèi)置6單元3相輸出,過流保護,欠壓保護。2.2KW23.330Ps21867內(nèi)置6單元3相輸出,過流保護,欠壓保護。3.7KW3650Ps21869內(nèi)置6單元3相輸出,過流保護,欠壓保護。5.5KW5175PM75RLA060內(nèi)置7單元(含制動)3相輸出:短路,過流,過溫,欠壓保護。7.5KW7075PM75RLA060內(nèi)置7單元(含制動)3相輸出:短路,過流,過溫,欠壓保護。11KW98100PM100RLA060內(nèi)置7單元(含制動)3相輸出:短路,過流,過溫,欠壓保護。15KW129150PM150RLA060內(nèi)置7單元(含制動)3相輸出:短路,過流,過溫,欠壓保護。18.5KW161200PM200CLA060內(nèi)置6單元3相輸出:短路,過流,過溫,欠壓保護。22KW191200PM200CLA060內(nèi)置6單元3相輸出:短路,過流,過溫,欠壓保護。30KW244300PM300CLA060內(nèi)置6單元3相輸出:短路,過流,過溫,欠壓保護。37KW308400PM400CLA060內(nèi)置6單元3相輸出:短路,過流,過溫,欠壓保護。45KW371400PM400CLA060內(nèi)置6單元3相輸出:短路,過流,過溫,欠壓保護。55KW456600PM600CLA060內(nèi)置6單元3相輸出:短路,過流,過溫,欠壓保護。本課題采用的交流異步電機功率為900w,因此能夠選用智能功率模塊ps21865。該模塊內(nèi)部電路如圖4-4所示:圖4-4ps21865內(nèi)部電路原理圖IPMps21865的各輸入輸出端子定義如表4-2所示:表4-2ps21865控制端口定義表端口(端口號)定義端口(端口號)定義UP(1)U組信號輸入Vnc(15)下三橋控制電源地Vpl(2)U組控制電源正極CIN(16)短路電壓采樣VUFB(3)U組驅(qū)動電源正極CFO(17)故障輸出脈寬設(shè)置VUFS(4)U組驅(qū)動電源地F0(18)故障輸出VP(5)V組信號輸入UN(19)U組下橋信號輸入VPl(6)V組控制電源正極VN(20)V組下橋信號輸入VVFB(7)V組驅(qū)動電源正極WN(21)W組下橋信號輸入VVFS(8)V組驅(qū)動電源地P(22)直流母線正極WP(9)W組信號輸入U(23)U組輸出VPl(10)W組控制電源輸入V(24)V組輸出VPC(11)W組控制電源地W(25)W組輸出VWFB(12)W組驅(qū)動電源正極N(26)直流母線地VWFS(13)W組驅(qū)動電源地NC(27-41)虛設(shè)端子(不接)VNl(14)下三橋控制電源正極4．2．3．3IPM外圍接口電路設(shè)計IPM的外圍接口電路包括光耦隔離、電源驅(qū)動及短路保護電路等,圖4-5是一典型的IPM應(yīng)用接口電路圖。圖4-5采用高速光耦隔離的IPM典型應(yīng)用接口電路1)光耦隔離為提高電路安全性,DSP的PWM信號輸出端與IPM的控制信號輸入端之間最好用光耦進行隔離(能夠直接驅(qū)動,但不推薦)。PWM信號經(jīng)過光耦會產(chǎn)生一定的寄生延遲,如圖4—6所示。而功率管IPM開關(guān)工作時,原則上是絕對不能使上下兩臂同時導(dǎo)通的。即使在高速開關(guān)狀態(tài)下稍有交迭也會潛在威脅功率管和周遍電路,特別是在大電流狀態(tài)下。防止這一現(xiàn)象的辦法是一只IPM打開的時候必須確保她的對管已經(jīng)完全關(guān)閉。由于光耦開通關(guān)閉延遲時間的存在且不同,很容易導(dǎo)致上下兩臂同時導(dǎo)通,解決辦法是在上下管開通關(guān)斷之間加入一段小小的延時,被稱之為”死區(qū)”。公式:tPLHmax-tPHLmin不但定義了光耦需要多少時間延時來防止直通短路,而且還能設(shè)置最佳死區(qū)狀態(tài)。在矢量控制中PWM信號的開關(guān)頻率很高,死區(qū)時間不能太大,因此應(yīng)該選用快速光耦,我們選用美國AVAGO公司(原安捷倫公司)專為IPM等功率器件設(shè)計的光耦HCPL一4504。HCPL-4504內(nèi)部集成高靈敏度光傳感器,極短的寄生延時為IPM應(yīng)用中的高速開關(guān)的死區(qū)時間確保了安全,是功率器件接口的完美解決方案。其電路原理圖如圖4-7所示:圖4-6HCPL4504的脈沖特性圖4-7HCPL4504的電路原理HCPL一4504的上升沿延時最大值tPLHmax=0．5us,下降沿延時最小tPHLmin=0．2us,因此,死區(qū)時間的最小值f曲;tmin=tPLHmax-tPHLmin=0．3us。另外,在設(shè)計接口電路時應(yīng)注意:RL的選擇建議在IOK一20K之間;CL的選擇最好在l0pF—l00pF之間;在5與8腳之間加0．1uF去偶電容;7腳和8腳需要短路連接。2)電源驅(qū)動方案IPM能夠采用獨立電源供電也能夠采用單電源方案,獨立電源的優(yōu)點是電路設(shè)計簡單、可靠性強。缺點是價格昂貴,設(shè)計成本增加。單電源驅(qū)動電路設(shè)計比較復(fù)雜,需要設(shè)計自舉充放電電路,而且在設(shè)計軟件時也需要自舉充電程序;但能夠大大節(jié)約開發(fā)成本。考慮到成本問題,本設(shè)計采用單電源驅(qū)動方案。IPM起動時,需要一充電脈沖給自舉電容初始充電。充電動作如圖4—8所示,經(jīng)過開通下臂(N側(cè))的IGBT2,自舉電容被充電。控制信號應(yīng)提供足夠的脈沖數(shù)或脈寬使自舉電容能被完全充電。圖4-8自舉電路及工作時序圖(1)變頻運行時自舉電容的充放電:當(dāng)IGBT2處于導(dǎo)通狀態(tài)時,C1上的充電電壓(VCl)可經(jīng)過下式來計算:(4.10)式中:Vcc一控制電源電壓;VF1—二極管D1的順方向壓降;Vsatt2—IGBT2的飽和壓降。然后,IGBT2被關(guān)斷,此時上下臂同時處于關(guān)斷狀態(tài),馬達(dá)電流經(jīng)過FWDl進入續(xù)流模式。當(dāng)VS處電位上升至接近P處電位時,Cl停止充電。當(dāng)IGBTl處于導(dǎo)通狀態(tài)時,由于驅(qū)動電路要消耗電流,因此C1上的電壓將開始逐漸下降。當(dāng)IGBT2關(guān)斷FWD2導(dǎo)通時,C1上的充電電壓Vc1可經(jīng)過下式來計算:(4.11)式中:VEC2一FWD2的順方向壓降。當(dāng)IGBT2和IGBTl都關(guān)斷時,經(jīng)過FWD2保持續(xù)流模式。因此,當(dāng)VS處的電位下降到VEC2時,C1開始充電以恢復(fù)其下降的電位。當(dāng)VS處電位上升至接近P電位水平時,C1停止充電。其后,IGBTl再次導(dǎo)通時,由于驅(qū)動電路要消耗電流,C1上的電壓開始逐漸下降。(2)自舉電容(C1)和電阻(R2)的選擇自舉電容的容值經(jīng)過下式來計算:(4．12)其中,T1為IGBTl的最大通態(tài)(0N)脈寬,,IDB為IC的驅(qū)動電流(考慮溫度和頻率特性),ΔV為允許的放電電壓。另外,還應(yīng)給計算出的電容值增加一定的裕量。電阻R2的阻值應(yīng)使時間常數(shù)C1·R2能夠滿足放電電壓ΔV能在IGBT2的最小導(dǎo)通脈寬T2內(nèi)被充電至Cl上。例如:自舉電容C=5uF,VD=15V,VDB=14V。如果下臂IGBT的最小導(dǎo)通脈沖寬度Tmin或者上臂IGBT的最小關(guān)斷脈沖寬度Tmin為20us,自舉電容在此期間需要被充電△VDB=1V,則有:(4.13)即自舉電阻選擇為4Ω。(3)自舉二極管的選擇在DIP—IPM中,電源電壓VCC的最大定額為450V,附加浪涌電壓50V,施加在自舉二極管上的電壓為500V。再考慮給出l00V裕量,那么二極管的耐壓應(yīng)在600V,最好選用耐壓超過600V的具有快速恢復(fù)特性的二極管。3)．短路保護圖4-9IPM短路保護電路圖4．9是IPM外部短路保護電路。當(dāng)檢測到下臂(N-side)直流母線的電流過大時,短路保護經(jīng)過RC濾波器開始工作。如果此電流超出SC的動作閾值,所有下臂三相IGBT的門極都將被關(guān)斷(關(guān)閉),并輸出故障信號。因為短路保護是非重復(fù)的,因此在故障信號輸出后系統(tǒng)應(yīng)立即中斷DSP的PWM信號輸出。一般RC時間常數(shù)設(shè)定為1．5一2us,旁路電阻阻值為16毫歐。4．3信號采集電路設(shè)計在交流電機變頻調(diào)速系統(tǒng)中,要把直流母線電壓、相電壓、相電流等信號采集到DSP中,實現(xiàn)用低壓數(shù)字器件去測量控制高電壓、強電流等模擬量,如果模擬量與數(shù)字量之間沒有電氣隔離,那么,高壓強電流很容易串入低壓數(shù)字電路中,將器件燒毀。本系統(tǒng)采用結(jié)構(gòu)簡單、性價比較高的模擬光隔離法進行光隔,選用Agilent公司的高線性度模擬光耦器件HCNR200對模擬量和數(shù)字量進行隔離,隔離電壓峰值達(dá)8000V,輸出跟隨輸入變化,線性度達(dá)0．01％。4．3．1HCNR200簡介HCNR200型線性光耦的原理如圖4-10所示。它由發(fā)光二極管D1、反饋光電二極管D2、輸出光電二極管D3組成。當(dāng)D1經(jīng)過驅(qū)動電流If時,發(fā)出紅外光(伺服光通量)。該光分別照射在D2、D3上,反饋光電二極管吸收D2光通量的一部分,從而產(chǎn)生控制電流,。I1=0．005If。該電流用來調(diào)節(jié)If以補償D1的非線性。輸出光電二極管D3產(chǎn)生的輸出電流I2與D1發(fā)出的伺服光通量成線性比例。令伺服電流增益K1=I1／If,正向增益K2=I2／If;則傳輸增益K3=K2/K1,K3的典型值為1。圖4-10HCNR200結(jié)構(gòu)示意圖4．3．2電壓電流采集電路設(shè)計圖4-11是一典型的電壓或電流采集電路。運放Al構(gòu)成負(fù)反饋放大電路,D2接在Al的輸入端,完成對LED輸出光信號的檢測,并自動調(diào)整經(jīng)過LED的電流,以補償LED光強隨溫度變化引起的非線性,因此此反饋放大器主要用于穩(wěn)定LED的光輸出并使其線性化。A2構(gòu)成電流電壓轉(zhuǎn)換電路,A2和R2將I2轉(zhuǎn)換為電壓輸出。R3為LED的限流電阻,C1、C2起反饋作用,用于改進電路的高頻特性,提高電路的穩(wěn)定性,消除自激振蕩,濾除電路中的毛刺信號,降低電路的輸出噪聲。根據(jù)運放”虛短"和”虛斷”的特性,有:(4．14)(4．15)(4．16)因此,能夠經(jīng)過調(diào)整R1和R2的值,使輸出電壓調(diào)整在DSP所能接受的電壓范圍內(nèi)。圖4-11電壓電流采集電路4．4控制電路設(shè)計本系統(tǒng)控制電路主要由以TMS320LF2407A為核心的DSP最小系統(tǒng),外加各種通信及控制電路接口組成?？刂葡到y(tǒng)功能框圖如圖4-12所示:圖4-12控制系統(tǒng)功能框圖4．4．1主控芯片TMS320LF2407A介紹TMS320系列DSP的體系結(jié)構(gòu)是專為實時信號處理而設(shè)計,該系列DSP控制器將實時處理能力和控制器外設(shè)功能集于一身,為控制系統(tǒng)應(yīng)用提供了理想的解決方案。其中TMS320LF2407A是TI公司面向電機控制推出的一款定點型DSP處理器,其特點可歸結(jié)如下:(1)采用高性能靜態(tài)CMOS技術(shù),使得供電電壓降為3．3V,減小了處理器的功耗;40MIPS的執(zhí)行速度使得指令周期縮短到25ns,從而提高了處理器的實時控制能力,使LF2407A能夠提供遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過傳統(tǒng)的16位微處理器和控制器的性能。(2)基于TMS320C2XXDSP的內(nèi)核,保證了TMS320LF2407A芯片的代碼與TMS320系列DSP代碼兼容。(3)片內(nèi)高達(dá)32K字的Flash程序存儲器,高達(dá)2．5K字的數(shù)據(jù)／程序RAM,544字雙端口DARAM,2K字的SARAM。(4)SCI／SPI引導(dǎo)ROM。(5)兩個事件管理器模塊EVA和EVB,每個管理器模塊包括:兩個16位通用定時器,8個16位的脈寬調(diào)制PWM通道,能夠?qū)崿F(xiàn)三相反相控制、PWM的中心或邊緣校正、當(dāng)外部引腳PDPINTx出現(xiàn)低電平時快速關(guān)閉PWM通道;防止擊穿故障的可編程的PWM死區(qū)控制:對外部時間進行定時捕獲的3個捕獲單元;片內(nèi)光電編碼器電路;16通道的同步A／D轉(zhuǎn)換器。時間管理器模塊適用于控制交流異步電動機、無刷直流電機、步進電機、開關(guān)磁阻電機、多級電機和逆變器。(6)可擴展的外部存儲器總共192K字的空間,分別為64K程序存儲空間、64K數(shù)據(jù)存儲空間、64K字的I／0空間。(7)10位AD轉(zhuǎn)換器,最小轉(zhuǎn)換時間為375ns,8個或16個多路復(fù)用的通道,可選擇由兩個事件管理器或軟件觸發(fā)。(8)CAN2.0B模塊,即控制器局域網(wǎng)模塊。(9)串行通信接口SCI模塊。(10)16位串行外部設(shè)備接口SPI模塊。(11)看門狗定時器模塊基于鎖相環(huán)PLL的時鐘發(fā)生器。(12)高達(dá)41個可單獨編程或復(fù)用的通用輸入輸出引腳。(13)5個外部中斷,其中2個驅(qū)動保護,1個復(fù)位中斷和兩個可屏蔽中斷。(14)電源管理,具有3種低功耗模式,能獨立地將外同器件轉(zhuǎn)入低功耗工作模式。4．4．2DSP最小系統(tǒng)設(shè)計DSP最小系統(tǒng)是指既沒有輸入通道,也沒有輸出通道,同時也不與其它系統(tǒng)進行通信的DSP系統(tǒng)。DSP最小系統(tǒng)的設(shè)計是DSP硬件設(shè)計中的最基本,也是最重要的一步。它主要包括:電源電路、時鐘電路、復(fù)位電路、仿真接頭、擴展SRAM等,圖4-13便是一個DSP最小系統(tǒng)框圖。圖4-13DSP最小體統(tǒng)框圖1．電源的選型與電路設(shè)計當(dāng)前能夠用于DSP控制系統(tǒng)的電源種類主要有:線性穩(wěn)壓器、開關(guān)電源控制器、帶MOS管的DC／DC控制器、開關(guān)電源模塊。它們的代表性芯片及其性能表述如下:◆線性穩(wěn)壓器:>雙路輸出TPS767D318:5V3．3V／1．8V1A／1AENPS767D301:5V3．3V／可調(diào)1～1AEN>單路輸出TPS76333:5V3．3V150mAENTPS7333:5V3．3V500mAENTPS76801:5V可調(diào)1AENPGTPS76833:5V3．3V1AENPGTPS75701:5V可調(diào)3AENPGTPS75733:5V3．3V3AENPGTPS75501:5V可調(diào)5AENPGTPS75533:5V3．3V5AENPG◆開關(guān)電源控制器:>單路輸出TPS40K系列:最大輸出電流取決于MOS管TPS40000:2．25—5．5V0.7—4V15A◆帶MOS管的DC／DC控制器:>TPS54K系列,最大輸出電流可達(dá)14ATPS54310:3～6V0．9-4．5V3A>TPS62K系列,最大輸出電流可達(dá)1．2A,轉(zhuǎn)換效率95％TPS62040:2．5V一6V0．7V-6V1．2A◆開關(guān)電源模塊:>雙路輸出PT6931:5V3．3V／1．8V5．5A／1．75APT6932:5V3．3V／1．5V5．5A／1．45ATMS320LF2407A的內(nèi)核電壓和I／O端口電壓都是3．3V,而控制系統(tǒng)整體是由一個外接5V的電源供電,因此只需單路輸入5V、輸出3．3V的電源器件,考慮到電路對電流要求不是太高,500mA的電流就夠了,