第四章通信中的調(diào)制技術(shù)

第四章通信中的調(diào)制技術(shù)第一頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五本章內(nèi)容1、各種調(diào)制方法及其解調(diào)方法的原理。模擬調(diào)制－－－－－調(diào)幅調(diào)頻調(diào)相基帶信號－－－－－模擬調(diào)制數(shù)字調(diào)制數(shù)字調(diào)制－－－－－二進(jìn)制調(diào)制多進(jìn)制調(diào)制解調(diào)方法－－－－－相干解調(diào)非相干解調(diào)2、各種調(diào)制信號的頻譜特征3、各種調(diào)制方法的調(diào)制性能及噪聲性能調(diào)幅：AM、DSB、SSB、VSB等；調(diào)頻：窄帶調(diào)頻、寬帶調(diào)頻等；調(diào)相：窄帶調(diào)相、寬帶調(diào)相等。第二頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五調(diào)制的目的將消息變換為便于傳輸?shù)男问健Ｒ簿褪钦f，變換為某種形式使信道容量達(dá)到最大，而且傳輸更可靠和有效。提高性能，特別是提高抗干擾性。有效的利用頻帶。第三頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五4.1模擬信號線性調(diào)制技術(shù)調(diào)制：用低頻基帶信號控制高頻載波信號的某個參數(shù)，從而獲得攜帶低頻基帶信號信息的高頻信號的過程。調(diào)幅：用低頻基帶信號控制高頻載波信號的幅度。這種調(diào)制技術(shù)又被稱為線性調(diào)制技術(shù)。調(diào)頻：用低頻基帶信號控制高頻載波信號的頻率，從而得到頻率值隨基帶信號變化而變化的調(diào)制信號。調(diào)相：用低頻基帶信號控制高頻載波信號的初相。調(diào)頻和調(diào)相技術(shù)又被稱為非線性調(diào)制技術(shù)。調(diào)制：用低頻基帶信號控制高頻載波信號的某個參數(shù)，從而獲得攜帶低頻基帶信號信息的高頻信號的過程。調(diào)幅：用低頻基帶信號控制高頻載波信號的幅度。這種調(diào)制技術(shù)又被稱為線性調(diào)制技術(shù)。調(diào)頻：用低頻基帶信號控制高頻載波信號的頻率，從而得到頻率值隨基帶信號變化而變化的調(diào)制信號。調(diào)相：用低頻基帶信號控制高頻載波信號的初相。調(diào)頻和調(diào)相技術(shù)又被稱為非線性調(diào)制技術(shù)。第四頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五AM調(diào)制基帶信號：f(t)

f(t)cos(ωct+θc)基帶信號與載波信號直接相乘，則得到的信號頻率為載波頻率但幅值隨基帶信號變化由于原基帶信號有過零點，則當(dāng)基帶信號變?yōu)樨?fù)值時，該調(diào)制信號出現(xiàn)相位的翻轉(zhuǎn)。由于基帶信號過零點的影響，調(diào)制信號的包絡(luò)線與原基帶信號有不同。[A0＋f(t)]cos(ωct+θc)給基帶信號加一個常數(shù)A0，保證給載波信號乘一個正數(shù)調(diào)制信號不出現(xiàn)相位的翻轉(zhuǎn)，包絡(luò)線與基帶信號相同，這種調(diào)制即為AM調(diào)制載波信號：cos(ωct+θc)第五頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五AM調(diào)制的系統(tǒng)框圖振蕩器乘法器放大器加法器基帶信號cos(ωct+θc)f(t)

f(t)cos(ωct+θc)

A0cos(ωct+θc)

AM調(diào)制信號第六頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五A=-β(RL//RC)/rberbe≈300

+(1+)26/IEQ放大器分析集成運算放大器的基本方程：

1、v+=v-2、I+=I-=0第七頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五加法器反相輸入加法器同相輸入加法器在各電阻滿足一定條件下：v0=vi1+vi2第八頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五乘法器

模擬乘法器原理圖如果能用

vy去控制IE，即實現(xiàn)IE

vy。

vO就基本上與兩輸入電壓之積成比例。于是實現(xiàn)兩模擬量相乘的電路構(gòu)思，如圖所示。第九頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五AM調(diào)制的頻譜分析（1）AM調(diào)制信號的時域表示為：

sAM(t)=[A0＋f(t)]cos(ωct+θc)=[A0＋f(t)][ej(ωct+θc)+e-j(ωct+θc)]/2利用傅立葉變換可以求出它的頻譜為：

SAM(ω)=[2πA0δ(ω-ωc)+F(ω-ωc)]ejθc/2+[2πA0δ(ω+ωc)+F(ω+ωc)]e－jθc/2

其中：F(ω)為f(t)的頻譜。第十頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五AM調(diào)制的頻譜分析（2）f(t)t0A0＋f(t)t0ωm-ωm0ωF(ω)ωωm-ωm0F(ω)＋2πA0δ(ω)第十一頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五AM調(diào)制的頻譜分析（3）載波信號：cos(ωct+θc)ωc-ωc0ωωc-ωc0ωS(ω)調(diào)制信號

SAM(ω)=

[2πA0δ(ω-ωc)+F(ω-ωc)]ejθc/2+[2πA0δ(ω+ωc)+F(ω+ωc)]e－jθc/2第十二頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五AM調(diào)制的頻譜分析（4）ωm-ωm0ωF(ω)ωc-ωc0ωS(ω)1、調(diào)制過程實現(xiàn)了頻譜的搬移。要實現(xiàn)不失真調(diào)制，需ωc＞ωm我們來比較原始基帶信號和調(diào)制信號的頻譜：2、調(diào)制過程中頻譜展寬了兩倍，且左右兩個頻帶是對稱的。3、在調(diào)制信號頻譜中，包含載波頻譜分量和邊帶頻譜分量兩部分。載波頻譜部分不含基帶信息但要占用較大的信號功率。

P＝Pc＋Pf第十三頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五調(diào)幅指數(shù)當(dāng)基帶信號為單頻信號時，基帶信號：調(diào)幅信號：調(diào)制系數(shù)：無失真包絡(luò)檢波條件：第十四頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五調(diào)幅信號的功率分配在剛發(fā)生過調(diào)制的臨界狀態(tài)，調(diào)制效率最大：1/3功率組成：當(dāng)調(diào)制信號為單頻信號時：AM調(diào)制信號為：sAM(t)=[A0＋f(t)]cos(ωct+θc)第十五頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五舉例例1：在AM調(diào)制中，基帶信號是振幅1v的單頻信號，載波信號振幅電壓10v，計算系統(tǒng)的調(diào)制系數(shù)和功率效率。解：例2：在AM調(diào)制中，基帶信號含有三種不同的頻率分量，振幅分別為1v、2v和3v，載波信號振幅電壓10v，計算系統(tǒng)的調(diào)制系數(shù)和功率效率。解：基帶信號三種分量的調(diào)制系數(shù)分別為：0.1，0.2和0.3第十六頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五AM調(diào)制的特點：容易實現(xiàn)，原理簡單調(diào)制中信號帶寬擴(kuò)大一倍，信道利用率低調(diào)制信號中含有很大的載波成分，傳輸功率利用率低。第十七頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五振蕩器乘法器基帶信號cos(ωct)f(t)f(t)cos(ωct)擬制載波的雙邊帶調(diào)幅（DSB－SC）調(diào)制信號中的載波分量是由于基帶信號疊加了一個直流信號引入的。因此，只要基帶信號不疊加直流信號直接調(diào)制，就不會在調(diào)制信號中引入載波成分。DSB時域表達(dá)式：sDSB(t)=f(t)cos(ωct)DSB頻譜：SDSB(ω)=[F(ω+ωc)

＋F(ω-ωc)]/2DSB調(diào)制框圖：ωc-ωc0ωS(ω)第十八頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五單邊帶調(diào)幅（SSB）擬制載波調(diào)制可以去除調(diào)制信號中的載波分量，有效地提高調(diào)制信號的功率利用率。但載波頻譜中仍含有對稱的上下兩個邊帶，可想辦法去除一個邊帶，提高通信信道頻率利用率。一、濾波法HSSB(ω)f(t)載波cos(ωct)ωc-ωc0ωS(ω)ωc-ωc0ωH(ω)ωc-ωc0ωH(ω)ωc-ωc0ωS(ω)上邊帶調(diào)制ωc-ωc0ωS(ω)下邊帶調(diào)制第十九頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五單邊帶調(diào)幅（SSB）同理，當(dāng)進(jìn)行上邊帶調(diào)制時：sSSB(t)=f(t)cos(ωct)－f^(t)sin(ωct)SSSB(ω)=1/4[F(ω+ωc)+F(ω－ωc)][sgn(ω+ωc)

-

sgn(ω-ωc)]/2]=1/4[F(ω+ωc)+F(ω-ωc)]+1/4[F(ω+ωc)sgn(ω+ωc)-F(ω-ωc)sgn(ω-ωc)當(dāng)進(jìn)行下邊帶調(diào)制時：式中HSSB(ω)=[sgn(ω+ωc)-sgn(ω-ωc)]/2單邊帶信號的頻譜為：SSSB(ω)=HSSB(ω)[F(ω+ωc)+F(ω-ωc)]/2對上式求傅立葉反變換得：sSSB(t)=1/2[f(t)cos(ωct)+f^(t)sin(ωct)]其中：是f(t)的希爾伯特變換第二十頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五單邊帶調(diào)幅（SSB）二、相移法f(t)載波－π/2－π/2+++-sSSB根據(jù)上下兩路信號加減的不同，可分別得到下邊帶和上邊帶信號。根據(jù)以上分析可得單邊帶調(diào)制的第二種實現(xiàn)辦法：

希爾伯特變換實質(zhì)上是將原函數(shù)中的所有頻率成分移相90度得到的函數(shù)。第二十一頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五殘留邊帶調(diào)幅（VSB）在實際的系統(tǒng)中，很難獲得一個理想的低通或高通濾波器，也很難獲得真正的單邊帶調(diào)制信號，在濾波器的邊緣，信號的頻譜可能會發(fā)生失真，這對于含有豐富低頻成分的基帶信號是致命的，因此，含低頻成分較多的基帶信號不能采用單邊帶調(diào)制。殘留邊帶調(diào)制是對單邊帶調(diào)制的修正，它較好地解決了上下邊帶邊緣的問題。一般殘留邊帶調(diào)制仍使用濾波的方法獲得。HVSB(ω)f(t)載波ωc-ωc0ωHVSB(ω)對于殘留邊帶調(diào)制的濾波器，我們不再要求必須是理想濾波器，但要求在正負(fù)ωc處，濾波器特性的變化部分要關(guān)于ωc＝ωc線上的中點對稱。ωc-ωc0ωHVSB(ω)VSB信號的時域和頻域表達(dá)式：sVSB(t)≈f(t)cos(ωct)+f^(t)sin(ωct)SVSB(ω)＝1/2HVSB(ω)[F(ω+ωc)+F(ω-ωc)]第二十二頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五調(diào)幅信號的解調(diào)●解調(diào)：解調(diào)是調(diào)制的逆過程，是從調(diào)制信號中恢復(fù)基帶信號的過程。●相干解調(diào)：利用已調(diào)信號的相位變化（頻譜變化）來恢復(fù)基帶信號?！穹窍喔山庹{(diào)：利用已調(diào)信號的幅度變化（時域）來恢復(fù)基帶信號。ωc-ωc0ωS(ω)解調(diào)：是調(diào)制的逆過程，是從調(diào)制信號中恢復(fù)基帶信號的過程。相干解調(diào)：利用已調(diào)信號的相位變化（頻譜變化）來恢復(fù)基帶信號。非相干解調(diào)：利用已調(diào)信號的幅度變化（時域）來恢復(fù)基帶信號。第二十三頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五相干解調(diào)ωωm-ωm0F(ω)＋2πA0δ(ω)ωc-ωc0ωωc-ωc0ωS(ω)ωc-ωc0ωS(ω)時域相乘ωc-ωc0ω頻譜被搬移到ωc位置現(xiàn)在假設(shè)用已調(diào)信號作為基帶信號頻譜被搬移到-ωc位置ωc-ωc0ω原基帶信號頻譜被搬移到-ωc和ωc位置兩次搬移在零頻處互相加強(qiáng)在這個頻譜中，包含低頻成分和2倍載頻成分，低頻成分與原始信號相同，可以用低通濾波器把它選出來ωc-ωc0ω原始基帶頻譜LPF調(diào)制信號載波基帶信號第二十四頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五相干解調(diào)的數(shù)學(xué)分析（1）一、AM調(diào)制sAM(t)=[A0＋f(t)]cos(ωct+θc)sAM(t)cos(ωct+φ)=[A0＋f(t)]cos(ωct+θc)cos(ωct+φ)

=(1/2)[A0＋f(t)][cos(θc-φ)+cos(2ωct+θc+φ)]1、θc＝φ＝常數(shù)時，ud(t)=1/2[A0＋f(t)]

ud(t)=1/2[A0＋f(t)]cos(θc-φ)2、θc－φ＝常數(shù)時，ud(t)=1/2[A0＋f(t)]k3、θc－φ＝kt+a時，ud(t)=1/2[A0＋f(t)]cos(kt+a)第二十五頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五相干解調(diào)的數(shù)學(xué)分析（2）二、DSB調(diào)制sDSB(t)=f(t)cos(ωct+θc)sDSB(t)cos(ωct+φ)=f(t)cos(ωct+θc)cos(ωct+φ)

=(1/2)f(t)[cos(θc-φ)+cos(2ωct+θc+φ)]

ud(t)=(1/2)f(t)cos(θc-φ)與AM調(diào)制一樣，當(dāng)解調(diào)載波與調(diào)制載波頻率嚴(yán)格相等，相差不等于π/2的奇數(shù)倍時，可以無失真地解調(diào)出基帶信號。當(dāng)解調(diào)載波與調(diào)制載波頻率有誤差時，將有解調(diào)失真。第二十六頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五相干解調(diào)的數(shù)學(xué)分析（3）三、SSB調(diào)制sSSB(t)=f(t)cos(ωct+θc)+f^(t)sin(ωct+θc)sSSB(t)cos(ωct+φ)=(1/2)f(t)[cos(θc-φ)+cos(2ωct+θc+φ)]

+(1/2)f^(t)[sin(θc-φ)+sin(2ωct+θc+φ)]ud(t)=(1/2)f(t)cos(θc-φ)+(1/2)f^(t)sin(θc-φ)由上式可以看出，對于單邊帶調(diào)制信號，解調(diào)時只有解調(diào)載波與調(diào)制載波頻率和初相都嚴(yán)格相等，才能不失真地解調(diào)出基帶信號。殘留邊帶信號的時域表示與單邊帶信號近視相等，不再分析。第二十七頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五非相干解調(diào)

非相干解調(diào)只適用于含有載波的普通調(diào)幅信號。CRsAM(t)ud(t)在該電路中，調(diào)制信號通過二極管給電容C充電，使輸出電壓達(dá)到調(diào)制電壓的最大值，但當(dāng)輸入電壓下降時，由于放電回路中R較大，從而使放電較慢，輸出能跟隨輸入包絡(luò)線變化。一、AM信號的包絡(luò)檢波由上圖可知，檢波電路中，放電回路的時間常不能太大也不能太小。1/ωc≤RC

≤1/ωm第二十八頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五二、AM信號的整流檢波RsAM(t)ud(t)LPT對于具有大載波含量的單邊帶信號和殘留邊帶信號，也可以使用包絡(luò)檢波或整流檢波來獲得基帶信號，具體證明請同學(xué)自己看書，在此不再講述。非相干解調(diào)在這個電路中，二極管實現(xiàn)對調(diào)制信號的整流，得到只有正值的調(diào)制信號，然后對其進(jìn)行低通濾波，近視可認(rèn)為求其平均值曲線，其變化規(guī)律也與包絡(luò)線基本相同。第二十九頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五載波插入法解調(diào)包絡(luò)檢波調(diào)制信號載波基帶信號該方法用于擬制載波的調(diào)制信號的非相干解調(diào)。由于擬制載波調(diào)制信號中不含有載波分量，不能直接使用非相干解調(diào)，因此，在接收端首先產(chǎn)生一個與發(fā)送端相同的載波信號，使其與接收信號相加，從而獲得一個含有載波分量的調(diào)制波，這個信號就可以使用非相干解調(diào)的方法生成基帶信號了。第三十頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五調(diào)幅系統(tǒng)的性能兩個性能指標(biāo)：有效性和可靠性。有效性：系統(tǒng)傳輸信號效率的高低。AM最低，DSB次之，SSB最高，VSB介于DSB與SSB之間?？煽啃裕合到y(tǒng)傳輸過程中抗干擾性的好壞。一般用通信系統(tǒng)的信噪比來描述。信噪比得益（增益）：第三十一頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五相干解調(diào)的噪聲性能ωc-ωc0ωS(ω)LPFBPF發(fā)送端接收端信道s(t)n(t)si(t)+ni(t)cos(ωct+φ)ud(t)+nd(t)ωc-ωc0ωS(ω)ωc-ωc0ωS(ω)ωc-ωc0ωH(ω)ωc-ωc0ωH(ω)信道輸入信號頻譜信道傳遞函數(shù)第三十二頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五相干解調(diào)的噪聲性能各種調(diào)制信號的解調(diào)信噪比得益：AM：DSB：SSB與VSB：第三十三頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五相干解調(diào)的噪聲性能LPFBPF發(fā)送端接收端信道s(t)n(t)si(t)+ni(t)cos(ωct+φ)sii(t)+nii(t)ud(t)+nd(t)整個傳輸過程的噪聲性能可用下式表示：信噪比得益：只表示相干解調(diào)器的噪聲性能。由上式與各種調(diào)制的信噪比得益比較可知，除AM調(diào)制外，各種調(diào)制方法的噪聲性能基本一致。第三十四頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五AM系統(tǒng)包絡(luò)檢波器的噪聲性能大信噪比情況：[A0+f(t)]>>ni(t)噪聲性能與相干解調(diào)時相同。小信噪比情況：[A0+f(t)]<<ni(t)

這時，基帶信息全部被檢波器破壞，不能檢波。在AM信號包絡(luò)檢波時，存在一個信噪比門限值，當(dāng)信噪比低于該門限值時，不能檢波，這種現(xiàn)象稱為門限效應(yīng)。第三十五頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五模擬信號的非線性調(diào)制一、非線性調(diào)制原理非線性調(diào)制包括調(diào)頻和調(diào)相兩種，分別是用基帶信號控制載波的頻率和初相。s(t)=Acos(ωct+θc)=Acosθ(t)無論ωc隨基帶信號變化還是θc變化，實際上都會引起信號相角的變化，因此，這兩種調(diào)制本質(zhì)上是一樣的，被統(tǒng)稱為角調(diào)波。1、調(diào)相若載波的初相θc隨基帶信號變化，則：

θPM(t)＝ωct+θc＋Kpf(t)（Kp為調(diào)制常數(shù)）其最大相偏為：ΔθPM＝Kp|f(t)|max其瞬時頻率為：ωpm（t）=dθPM(t)/dt=ωc+Kpdf(t)/dt其瞬時頻偏為：Δωpm=Kpdf(t)/dt第三十六頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五模擬信號的非線性調(diào)制當(dāng)f(t)為單頻信號時spm(t)=Acos(ωct+θc+KpAmcosωmt)式中：定義βpm=KpAm叫做調(diào)相指數(shù)，代表調(diào)相波的最大相偏。2、調(diào)頻若載波的頻率ωc隨基帶信號變化，即：

ωfm（t）＝ωc＋Kff(t)（Kf為調(diào)制常數(shù)）其最大頻偏為：Δωfm=Kf|f(t)|max其瞬時相位為：θfm（t）=∫ωfm（t）dt＝ωct＋Kf∫f(t)dt調(diào)頻波的時域表達(dá)式為：

Sfm(t)=

Acos[ωct+θc+Kf∫f(t)dt]當(dāng)f(t)為單頻信號時：Sfm(t)=

Acos[ωct+θc+KfAm/ωmsinωmt]

βfm=KfAm/ωm叫做調(diào)頻指數(shù)，代表調(diào)頻波的最大相偏。第三十七頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五3、調(diào)相波與調(diào)頻波的關(guān)系：模擬信號的非線性調(diào)制Sfm(t)=Acos[ωct+θc+Kf∫f(t)dt]Spm(t)=Acos[ωct+θc+Kpf(t)]從以上兩式可以看出，將f(t)先積分后再對載波進(jìn)行相位調(diào)制，便可得到調(diào)頻波；同樣，將f(t)先微分后再對載波進(jìn)行頻率調(diào)制，便可得到調(diào)相波?！襢(t)dtPMdf(t)/dtFMPMFMf(t)f(t)第三十八頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五模擬信號的非線性調(diào)制例1：一個FM廣播發(fā)射機(jī)在工作時最大頻率偏移為75KHZ。分別計算出正弦基帶信號的頻率為下列兩種情況時的調(diào)制指數(shù)。（a)15KHZ(b)50HZ解：（a)∵

Δωfm=2π?75KHZ=Kf|f(t)|max=KfAm

∴

βfm＝KfAm/ωm=75/15=5(b)βfm＝KfAm/ωm=75/0.05=1500例2：一個相位調(diào)制器有Kp＝2rad/v。計算峰值相移60。時的基帶信號均方根電壓。解：Am=π/3/2=0.524vA=0.524/1.414=0.37v第三十九頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五窄帶調(diào)頻當(dāng)滿足條件：時，稱為窄帶調(diào)頻。這時，上式可近似為：窄帶調(diào)頻可簡寫為NBFMKFM∫f(t)dtπ/2AcosωctSnbfm(t)第四十頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五窄帶調(diào)頻因為：所以：頻譜圖近似為：窄帶調(diào)頻時，基帶信號頻譜發(fā)生了非線性變化。這種調(diào)制方法主要用于業(yè)務(wù)通信、軍用通信等。第四十一頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五當(dāng)條件：不滿足時，稱為寬帶調(diào)頻。寬帶調(diào)頻利用第一類貝塞爾函數(shù)展開：第四十二頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五貝塞爾函數(shù)曲線如下圖所示:

貝塞爾函數(shù)曲線

求傅立葉變換后得調(diào)頻波的頻譜表達(dá)式為:

第四十三頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五

WBFM調(diào)頻波的頻譜

基帶信號為單頻信號時WBFM的頻譜圖如下圖所示:

第四十四頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五第四十五頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五第四十六頁，共五十四頁，編輯于2023年，星期五調(diào)頻信號的產(chǎn)生與解調(diào)一、調(diào)頻信號的產(chǎn)生產(chǎn)生調(diào)頻波的方法通常有兩種：直接調(diào)頻法和間接調(diào)頻法。1、直接法。直接法就是用調(diào)制信號直接控制振蕩器的電抗元件參數(shù)，使輸出信號的瞬時頻率