用TI的OPA129搭建極微弱電流放大器

用TI的OPA129搭建極微弱電流放大器微弱電流放大的理論很多；但在工程實踐中制作微弱電流的放大，關鍵還是在調試的功夫。而調試的功夫離不開對低噪聲放大器各項參數(shù)的深入理解。下面圍繞TI公司的OPA129深入實踐這種放大方法。1，設計要求這是一個傳感器的前端低噪放，傳感器的信號是大約10?100pA的電流脈沖信號，信號帶寬上限約為1KHz,要求將此電流信號盡可能不失真的放大出來。器件選型根據(jù)需求，我們應該考慮片子的這幾個參數(shù)，偏置電流極低，放大器輸入電容較小，差分輸入電阻極大，電流和電壓噪聲較低，電源抑制比較高的放大器。根據(jù)設計需要選擇TI公司的OPA129超低偏置電流差分運算放大器，其主要指標為：,偏置電流：這是運算放大器兩輸入端流進或流出直流電流的平均值。因為我們放大的信號大約是10pA，所以要求偏置電流應該遠遠小于這個值，而OPA129的偏置電流為土30fA。,放大器的差分輸入電阻和輸入電容：因為10pA的信號需要很大的反饋電阻做放大，所以應該選擇輸入差分電阻遠遠大于反饋電阻；而輸入電容的大小會對信號的帶寬帶來限制，所以應該選擇極小的輸入電容。OPA129的這兩個參數(shù)分別為10e13歐姆和1pF。,電流和電壓噪聲：這個指標會影響輸出信號的信噪比。這個指標后面會有一個估算，而且有詳細的解釋。OPA129的典型噪聲參數(shù)，電壓17nV/sqrt(Hz)，電流0.1fA/sqrt(Hz)。,電源抑制比：因為是微弱信號放大，對電源要求是顯而易見的，一般放大器里datasheet給的電源抑制比都是指直流的，但是這個值在頻率增大時會降低。OPA129很貼心的給出了1Hz至到1MHz的電源抑制比，其典型值在90dB。設計估算TI公司的網站有很多設計工具，也有他們各種器件的spice模型，設計者在設計的一開始應該對所要設計的問題做一下評估，這些都是非常有用的工具。

1）,噪聲估計TI公司有一個NoiseCalculator工具，是用Excel表格做的，里面包含所有的放大器，我們現(xiàn)在就用這個工具來估計一下噪聲。噪聲估計模型和具體參數(shù)設計見圖1所示：反饋電阻R2選擇200Mohm，這個是主要的噪聲來源。從計算結果可以看出來，一直到放大器的OdB增益處（1MHz）,即使放大器后面我不加低通濾波器，其輸出噪聲為大約30uVrms,這個值的含義是簡單來說，就是用示波器在輸出端測試，熱噪聲的電平出現(xiàn)30uVrms*3*2=180uVpp的概率為0.1%，而我們最小的信號10pA，經過200Mohm的電阻，放大后的值為2mV,這樣的底噪聲還是可以接受的。其實這樣的放大，后面肯定有相應的濾波，如果我把濾波器的帶寬設計在1kHz處，那么理論上底噪聲還會大大減小。2 =—3OpAmpopal23UnityGain斗Bandwidth5Temperature'C251.000.0006C2Hamplifier.7

gu10111213142 =—3OpAmpopal23UnityGain斗Bandwidth5Temperature'C251.000.0006C2Hamplifier.7

gu1011121314■1516i7■181J42.51InputZeroR11.591.55FeedbackCkt.t3=□Liy.riyri.91Interceptuu/AolU1K仁260e(n)@-1Hz■15<n^@HF~' iDiodeEquivalentCircuit-^=-K2=K3=0.01ArbitraryLowEnd17.331NoiseCornerll-InstrumentsUser□pampF：2,C2Opamp10AmpC(in^3PF20FrequencyBandiOutputNoise21F：1=2.000.000.000QnV(RMS)22R2=10.000.000QZone1713.5823Cl=1.00pFZone2fC->fa571.4124C2=10.00PFZone3fa->f21S5.1625Zone4f2->f319.708.3126Zone5f3->end0.2727I應11S28R(F)20.279.0529-TotalNoiseOutp28.292.20 0.000879646e(n)HFprojectedto1Hz圖1,OPA129的噪聲估計2）,補償電容C2作用的定性分析先把仿真模型說明一下，這是電流放大的spice電路模型，看上去很簡單，但是很難調。電流源采用電壓控制電流源，模擬0.5kHz的方波；C1電容是等效電容，電路前端寄生的分布電容；C2是補償電容，負載是一個純阻性負載，實際環(huán)境下，如果負載不能等效為純阻性負載，而且影響到輸出，可以加做一級跟隨器。OPA129片子就是放大器的spice模型。下面兩個圖分別是不加載C2和加載C2的輸出電壓對比。紅色表示控制電壓源的輸入3端點電壓5pV/div,藍色代表輸出1端點電壓2mV/div,時間坐標為1ms/div。不加載C2時，因為C1的作用，方波中各頻譜的信號通過放大器后相位（主要）和幅度變化不一致，導致輸出信號畸變。C2的加載補償了這種不一致，具體補償作用機理見相關理論。,反饋電阻的大小選擇反饋電阻的選擇是增益和帶寬妥協(xié)的結果。如果反饋電阻取到lGohm,那么信號通過的帶寬就窄，信號畸變的可能性就大，而且反饋電阻越大，電容值就越敏感，系統(tǒng)不穩(wěn)定性會增加，會給調試帶來很大麻煩。從仿真中可以看出趨勢。反饋電阻選成lGohm，補償電容在70fF時補償效果最好，而且這個70fF電容值稍微改變，信號就會有比較大的畸變，系統(tǒng)不穩(wěn)定。所以選擇一個合適的反饋電阻和補償電容也是需要仔細調試的。具體選擇多大的反饋電阻需要視實際信號的時域特性和頻域特性而定。調試實現(xiàn),如果電流放大器的各參數(shù)利用的很極致，那么這個放大器的可重復性就差。因為微弱的變化都會給電路帶來不穩(wěn)定，傳感器的微弱電流放大有時是一門手藝。,漏電流也會給電路帶來影響，因為電阻很大，大到以至于其他本可以認為是絕緣的地方