基于igb的結(jié)溫預(yù)測及失效分析

基于igb的結(jié)溫預(yù)測及失效分析

0關(guān)于igbt結(jié)溫測量的研究絕緣體雙極體（igdt）是一個全面的金屬ox文件處理結(jié)構(gòu)（mosfi）和雙極體半體管的復(fù)合裝置，吸收了兩者的優(yōu)點(diǎn)。在大容量高性能電力電子裝置中,考慮到高功率密度的要求,需要將IGBT參數(shù)應(yīng)用到極限狀態(tài),這會帶來較高的工作結(jié)溫,而結(jié)溫受多種因素的限制。首先,IGBT內(nèi)部硅芯片材料的熔點(diǎn)溫度大約為1340℃;其次,基區(qū)低摻雜濃度的PN結(jié)在本征溫度時,材料會表現(xiàn)出本征半導(dǎo)體的特性;再次,IGBT結(jié)溫受外部散熱能力的限制,當(dāng)產(chǎn)生的熱量不能全部被散走時就會引發(fā)熱電正反饋,導(dǎo)致結(jié)溫不控上升,最終發(fā)生失效;最后,IGBT結(jié)溫受內(nèi)部封裝技術(shù)的限制,主要是芯片正面的鍵合線、芯片背面的焊接和直接覆銅層(directbondingcopper,DBC)至基板的焊接。IGBT結(jié)溫測量通常采用紅外測溫法、電敏感參數(shù)法和熱偶法。紅外測溫法測量的是模塊內(nèi)部硅芯片表面溫度分布,需要打開封裝并去除硅膠,會損壞器件的完整性,而且硅芯片表面覆蓋一層鋁合金,很難測量到內(nèi)部PN結(jié)的實(shí)際溫度。電敏感參數(shù)法測量的是硅芯片平均溫度,通常將小電流時的飽和壓降和柵極門檻電壓作為熱敏參數(shù),測量時需要進(jìn)行電路切換。熱偶法測量的是硅芯片表面某一點(diǎn)的溫度,同樣需要打開封裝。因此,3種結(jié)溫測量法各有優(yōu)缺點(diǎn),通常應(yīng)用于實(shí)驗(yàn)室研究測試,而在實(shí)際工程應(yīng)用中很難實(shí)施。由于結(jié)溫對IGBT的安全應(yīng)用、壽命與可靠性評估具有決定性的影響且很難測量,因此無損預(yù)測結(jié)溫具有重要的理論和工程意義。本文提出一種基于電熱模型的IGBT結(jié)溫預(yù)測方法。首先建立IGBT通態(tài)壓降模型,考慮到器件內(nèi)部參數(shù)和材料半導(dǎo)體物理常數(shù)與溫度的關(guān)系,建立IGBT功耗與溫度的電熱模型,然后在分析IGBT熱平衡基礎(chǔ)上得到穩(wěn)態(tài)時的結(jié)-殼傳熱方程,聯(lián)立電熱模型和傳熱方程求解得到熱平衡時的結(jié)溫,通過仿真及實(shí)驗(yàn)來驗(yàn)證所提方法的正確性。最后對由結(jié)溫過高引起的失效進(jìn)行分析,表明焊料出現(xiàn)空洞、熔化以及鍵合線剝離、斷裂是易發(fā)生失效的部位。1熱能模型1.1型通態(tài)模型分析坐標(biāo)系IGBT本質(zhì)上是一個由MOSFET驅(qū)動的BJT管,在結(jié)構(gòu)上與功率MOSFET相似。IGBT根據(jù)電場是否穿通基區(qū)分為穿通(PT)型和非穿通(NPT)型,其結(jié)構(gòu)差異在于PT型加入了一個重?fù)诫s的緩沖層。圖1中虛線框內(nèi)為穿通(PT)型或場終止(FS)型IGBT的一個元胞結(jié)構(gòu),NPT型只需去掉圖中的N+緩沖層/場終止層。由IGBT結(jié)構(gòu)可知,NPT型壓降由內(nèi)部MOSFET溝道電壓、準(zhǔn)中性基區(qū)壓降以及P+發(fā)射極/N-基區(qū)結(jié)壓降3部分組成。PT型同樣也由這3部分組成,只是N+緩沖層/N-基區(qū)結(jié)壓降構(gòu)成了總的壓降,由于緩沖層內(nèi)本身摻雜濃度很高,過剩電子的注入引起電子濃度變化很小,電子費(fèi)米能勢幾乎沒有發(fā)生變化,因此緩沖層內(nèi)的電壓降可以忽略不計(jì)。通態(tài)壓降模型建立的基本途徑是根據(jù)一定的假設(shè)和邊界條件求解載流子的連續(xù)性方程,得到過剩載流子的濃度分布,將其帶入電流輸運(yùn)方程求得空穴電流和電子電流的表達(dá)式,再推出壓降的表達(dá)式。PT型通態(tài)模型分析坐標(biāo)系如圖2所示,其中x軸為基區(qū)坐標(biāo)系,x*為緩沖層坐標(biāo)系。內(nèi)部MOSFET工作在線性電阻區(qū),溝道壓降Vch可表示為Vch=1Κp(Vgs-Vth){Ρ20Ιsnen2i+qΡ0ADL[coth(WL)-1sinh(WL)]}。(1)式中:Kp為內(nèi)部MOSFET跨導(dǎo);Vgs為柵極驅(qū)動電壓;Vth為柵極門檻電壓;Isne為發(fā)射極反向電子飽和電流;ni為本征載流子濃度;q為電子電荷量;A為芯片有效工作面積;D為基區(qū)雙極擴(kuò)散系數(shù);L=√Dτ為基區(qū)雙極擴(kuò)散長度,τ為基區(qū)內(nèi)過剩載流子壽命;W為準(zhǔn)中性基區(qū)寬度;P0為x=0處的過剩空穴濃度。準(zhǔn)中性基區(qū)壓降Vqnb可由電子準(zhǔn)費(fèi)米電勢梯度積分得到,即Vqnb=ΙW(1+1bL)μnAqneff-DμnlnΡ0+ΝBΝB。(2)式中:I為總的導(dǎo)通電流;bL為基區(qū)雙極遷移率;μn為基區(qū)電子遷移率;NB為基區(qū)摻雜濃度;neff為準(zhǔn)中性基區(qū)有效電子濃度,其表達(dá)式為neff=W2L√Ν2B+Ρ20csc2(WL)arctan[√Ν2B+Ρ20csc2(WL)tan(W2L)ΝB+Ρ0csc(WL)tan(W2L)]。(3)N+緩沖層/N-基區(qū)結(jié)的電壓降VPN為VΡΝ=2kΤqln(Ρ0ni)。(4)式中:k為玻爾茲曼常數(shù);T為絕對溫度。從上述關(guān)系式中可以看出,只需求解過剩空穴濃度P0就可以得出總的壓降。設(shè)定邊界條件δP(x*=0)=PH0和δP(x*=WH)=PHW,WH為緩沖層寬度,根據(jù)N+緩沖層和N-基區(qū)邊界處空穴電流相等,可得到x*=0處的過?？昭舛萈H0,根據(jù)N+緩沖層和N-基區(qū)邊界處的準(zhǔn)熱平衡近似可得x*=WH處的濃度PHW,通過求解緩沖層內(nèi)的空穴電流和電子電流可得總的電流表達(dá)式,聯(lián)立方程求解得到x=0處的過?？昭舛萈0,即Ρ0=-c+√c2+4(b-ad)aΙ2(b-ad)?a=DpΗLpΗcsc(WΗLpΗ)-1(1+bL)[ΙsneΝΗqn2i+DpΗLpΗcot(WΗLpΗ)]?b=DpΗLpΗΝΗ[cot(WΗLpΗ)-1(1+bL)csc(WΗLpΗ)]×[ΙsneΝΗn2i+qADpΗLpΗcot(WΗLpΗ)]?c=[ΙsneΝΗn2i+qADpΗLpΗcot(WΗLpΗ)]DLcot(WL)?d=qADpΗΝΗLpΗcsc(WΗLpΗ)。}(5)式中:DpH為緩沖層內(nèi)空穴擴(kuò)散系數(shù);LpΗ=√DpΗτΗ為緩沖層內(nèi)的擴(kuò)散長度,τH為緩沖層內(nèi)的載流子壽命;WH為緩沖層厚度;NH為緩沖層內(nèi)的摻雜濃度。對于NPT型,P+發(fā)射極/N-基區(qū)結(jié)處,即x=0處的過?？昭舛葹棣?=√[qADn2icot(WL)]2+4ΙsneL2n2iΙbL1+bL2ΙsneL-qADn2icot(WL)2ΙsneL。(6)因此,IGBT總的壓降可表示為Von=Vch+Vqnb+VPN。(7)1.2其他半導(dǎo)體物理常數(shù)功率半導(dǎo)體器件IGBT對溫度極為敏感,從建立的通態(tài)壓降模型來看,與溫度相關(guān)的參數(shù)分為兩類。第一類是器件的內(nèi)部參數(shù),包括過剩載流子壽命、柵極門檻電壓、跨導(dǎo)和發(fā)射極電子飽和電流,采用經(jīng)驗(yàn)公式進(jìn)行近似處理,即τ(Τj)=τ(Τ0)(ΤjΤ0)1.5?Vth(Τj)=Vth(Τ0)-Κ(Τj-Τ0)?Κp(Τj)=Κp(Τ0)(Τ0Τj)0.8?Ιsne(Τj)=Ιsne(Τ0)(Τj/Τ0)0.5exp[(1/Τj-1/Τ0)1.4×104]。}(8)式中:τ(T0)、Vth(T0)、Kp(T0)和Isne(T0)分別為過剩載流子濃度、門檻電壓、跨導(dǎo)以及發(fā)射極電子飽和電流參數(shù)在常溫T0時的值;τ(Tj)、Vth(Tj)、Kp(Tj)和Isne(Tj)為溫度Tj時的值;K為門檻電壓的系數(shù),可以測量提取得到。另一類是材料的半導(dǎo)體物理常數(shù),包括本征載流子濃度、載流子遷移率和擴(kuò)散系數(shù)。本征載流子濃度隨溫度的變化關(guān)系為n2i(Τ)=ΝcΝv(Τ300)3exp(-EgkΤ)。(9)式中:Nc=2.8×1019cm-3為導(dǎo)帶有效狀態(tài)密度;Nv=1.04×1019cm-3為價(jià)帶有效狀態(tài)密度;Eg為硅材料的禁帶寬度,與溫度呈線性關(guān)系,即Eg(T)=Eg(0)-aT。(10)式中:Eg(0)=1.206eV為絕對零度時的禁帶寬度;a=2.7325×10-4eV/K為比例系數(shù)。將式(10)代入式(9)可得ni(Τ)=C(Τ300)1.5√exp(-1.206kΤ)。(11)式中:C=8.324×1019cm-3·K-1.5為比例系數(shù)。載流子的遷移率反映了載流子的平均漂移速度與電場之間的關(guān)系,對準(zhǔn)中性基區(qū)壓降的影響大。載流子遷移率與溫度和摻雜濃度有關(guān),隨溫度升高而減小,隨摻雜濃度增大而減小,由于難以用數(shù)學(xué)模型來準(zhǔn)確表述與溫度和摻雜濃度的關(guān)系,因此仿真時,分別在基區(qū)摻雜濃度和緩沖層摻雜濃度水平上選取多個溫度點(diǎn),通過查表得到載流子遷移率,代入計(jì)算得到壓降在多個溫度點(diǎn)的值,再擬合成一條曲線。對于實(shí)驗(yàn)所選IGBT器件,內(nèi)部參數(shù)提取基區(qū)摻雜濃度和緩沖層摻雜濃度分別為1014cm-3和1017cm-3數(shù)量級時,查找多個溫度點(diǎn)的遷移率并將其擬合成如圖3所示的曲線,其中,μn和μp分別為基區(qū)電子和空穴遷移率,μn1和μp1分別為緩沖層電子和空穴遷移率。載流子的擴(kuò)散系數(shù)與遷移率相關(guān),二者之間滿足愛因斯坦關(guān)系,即Dnμn=Dpμp=kΤe。(12)式中:Dn為電子擴(kuò)散系數(shù);Dp為空穴擴(kuò)散系數(shù);e為電子電荷量。通過提取IGBT內(nèi)部參數(shù),主要是基區(qū)摻雜濃度、緩沖層摻雜濃度、基區(qū)寬度、緩沖層寬度、芯片有效工作面積、基區(qū)內(nèi)過剩載流子壽命、緩沖層過剩載流子壽命、內(nèi)部MOSFET跨導(dǎo)和發(fā)射極電子飽和電流,其中前5項(xiàng)是與溫度無關(guān)的量,后4項(xiàng)與溫度相關(guān),文獻(xiàn)給出了這些內(nèi)部參數(shù)的具體提取方法,得到IGBT壓降隨溫度的關(guān)系,也就得到了通態(tài)功耗的電熱模型,即P(T)=Von(T)I。(13)2igbt結(jié)-環(huán)境熱阻的測量IGBT工作時產(chǎn)生的熱量通過DBC層傳遞到銅底板,底板再向散熱裝置傳遞熱量,當(dāng)散走的熱量與硅芯片產(chǎn)生的熱量相等時,系統(tǒng)到達(dá)熱平衡狀態(tài),各部分溫度保持穩(wěn)定。對于一個由IGBT器件、散熱裝置和冷卻介質(zhì)(水冷、強(qiáng)迫風(fēng)冷)構(gòu)成的確定組合,其穩(wěn)態(tài)功耗表示為Ρ=Τj-ΤARthJA=Τj-ΤCRthJC。(14)式中:Tj為結(jié)溫;TA為環(huán)境溫度;RthJA為結(jié)-環(huán)境熱阻;TC為殼溫;RthJC為結(jié)-殼熱阻;P為IGBT的功耗。式(14)將器件的功耗與環(huán)境溫度和冷卻方法(用熱阻RthJA表示)聯(lián)系起來,但是適用的情況是IGBT系統(tǒng)已進(jìn)入熱平衡狀態(tài),各部分建立起穩(wěn)態(tài)的溫度分布。如果功率耗散發(fā)生變化的時間小于建立穩(wěn)態(tài)所需的時間,即還沒到達(dá)熱平衡狀態(tài)時,熱容就會影響到熱量的傳導(dǎo),此時必須用瞬態(tài)熱阻抗來描述結(jié)溫的變化。結(jié)-環(huán)境瞬態(tài)熱阻抗定義為ΖthJA(t)=Τj(t)-ΤA(t)Ρ。(15)結(jié)-殼瞬態(tài)熱阻抗定義為ΖthJC(t)=Τj(t)-ΤC(t)Ρ。(16)由于瞬態(tài)熱阻抗總是小于穩(wěn)態(tài)熱阻抗,而且瞬態(tài)熱阻抗隨著時間的變化逐漸逼近穩(wěn)態(tài)熱阻抗,因此瞬時結(jié)溫和殼溫也總是小于穩(wěn)態(tài)時的結(jié)溫和殼溫,隨著時間的變化逐漸逼近穩(wěn)態(tài)時的值。當(dāng)?shù)竭_(dá)熱平衡狀態(tài)后,熱阻保持恒定,即可聯(lián)立式(13)和式(14)求解穩(wěn)態(tài)時的結(jié)溫。由于結(jié)-環(huán)境熱阻由結(jié)-殼熱阻和殼-環(huán)境熱阻兩部分組成,其中結(jié)-殼熱阻可以測量且基本保持不變,而殼-環(huán)境熱阻隨外界變化的不確定性因素很多,與散熱裝置的接觸面積、冷卻介質(zhì)有關(guān),還會隨環(huán)境而變化,因而較難準(zhǔn)確得到,這就給方程式求解帶來不便。而式(14)中IGBT結(jié)-殼熱阻可準(zhǔn)確提取,僅考慮一維向下熱傳導(dǎo),測量殼溫時將熱電偶布置在芯片垂直正下方,使測得的殼溫最高,結(jié)溫測量采用電敏感參數(shù)法,所有測試儀器用Labview軟件控制,文獻(xiàn)給出了熱阻的提取方法。聯(lián)立IGBT功耗的電熱模型式(13)和結(jié)-殼傳熱方程式(14),可以求解熱平衡時的結(jié)溫,其方法采用圖解法,二者的交點(diǎn)即為穩(wěn)態(tài)時的結(jié)溫。3實(shí)驗(yàn)研究與失敗分析3.1熱平衡時的結(jié)溫預(yù)測對建立的IGBT壓降與溫度關(guān)系的電熱模型進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。所選IGBT型號為GD50HFL120C1S,其額定電壓和直流電流分別為1200V和50A,采用ABB公司制造的芯片,封裝在國內(nèi)完成,這是一種具有緩沖層結(jié)構(gòu)的PT型器件。將IGBT模塊固定在帶加熱電阻絲的底板上,電流由安捷倫6680A電流源提供,通過控制底板加熱來改變溫度。結(jié)溫測量采用電敏感參數(shù)法,電參數(shù)選取小電流時的飽和壓降,采用安捷倫6643A電流源提供0.1A的小電流,先定標(biāo)得到小電流時導(dǎo)通壓降與溫度的關(guān)系,即Tj=281-453Vce(on)。(17)式中,Vce(on)為飽和壓降。完成溫度標(biāo)定后,再將小電流時的導(dǎo)通壓降換算成結(jié)溫。IGBT導(dǎo)通壓降的溫度特性測試電路如圖4所示,其中I為加熱大電流源,i為測試結(jié)溫的小電流源。圖4中,首先導(dǎo)通大電流源給芯片加熱,小電流源也持續(xù)導(dǎo)通,但與大電流源相比可以忽略不計(jì),同時采用電壓表和熱電偶測量導(dǎo)通壓降和底板殼溫。經(jīng)過一段時間,殼溫上升到最大值后,系統(tǒng)到達(dá)熱平衡狀態(tài),此時切斷大電流源,僅由小電流源供電,測量切換后的導(dǎo)通壓降換算成結(jié)溫。實(shí)驗(yàn)中,由于IGBT芯片熱容很小,結(jié)溫隨電流源切換變化很快,采用普通的電壓表測量壓降會帶來較大的誤差,因此采用高速LeCroywavepro7000示波器測量電流源切換瞬間壓降,其變化波形如圖5所示。從圖5中可以看出,在電流源切換瞬間,導(dǎo)通壓降有個尖峰,從最小值上升到最大值要經(jīng)過大約2s,采用普通電壓表測量得到的是穩(wěn)態(tài)壓降,即曲線B對應(yīng)的壓降,此時IGBT結(jié)溫已經(jīng)有大幅度的下降,而采用示波器測量得到的壓降即曲線A,可接近實(shí)際結(jié)溫。在電流分別為50A和70A時,測量不同溫度下的飽和導(dǎo)通壓降,以及采用IGBT電熱模型仿真得到的壓降如圖6所示。從圖6中可以看出,在電流為50A時,壓降隨溫度的變化率約為0.0022V/℃;電流為70A時,壓降隨溫度的變化率約為0.0033V/℃。壓降隨著溫度的上升小幅增加,且隨著電流的增大,變化率也會增大。因此,仿真值與實(shí)測值基本吻合,同時也驗(yàn)證了通態(tài)功耗電熱模型的正確性,存在的誤差是由內(nèi)部參數(shù)提取的精確度以及半導(dǎo)體物理常數(shù)與溫度關(guān)系的誤差造成的。對熱平衡時的結(jié)溫預(yù)測進(jìn)行實(shí)驗(yàn),選用相同型號IGBT模塊,結(jié)-殼穩(wěn)態(tài)熱阻提取為0.32K/W。在電流為50A時,到達(dá)熱平衡態(tài)時測得殼溫T1為55℃,采用基于電熱模型的結(jié)溫預(yù)測法的仿真結(jié)果如圖7所示,曲線AC表示IGBT通態(tài)功耗電熱模型,曲線AB表示結(jié)-殼傳熱功耗,二者的交點(diǎn)A表示到達(dá)熱平衡時的結(jié)溫,大約為85℃,關(guān)斷大電流源瞬間測量小電流時的壓降換算成結(jié)溫為87℃,仿真值基本與實(shí)測值相吻合。減小散熱底板的水流速度,曲線AB向右移動,到達(dá)熱平衡時的殼溫T2=95℃時,結(jié)-殼傳熱曲線移動到CD,二者的交點(diǎn)C為穩(wěn)態(tài)結(jié)溫點(diǎn),仿真得到結(jié)溫為128℃,切換電流后計(jì)算得到的結(jié)溫為129℃,兩者基本一致。當(dāng)電流增大到70A時,IGBT的功耗曲線為BD,殼溫分別為55℃和95℃時,與結(jié)-殼傳熱曲線的交點(diǎn)B和D分別為107℃和153℃,與實(shí)際測量的結(jié)溫值相吻合。電力電子裝置中IGBT器件通常工作在脈沖開關(guān)狀態(tài),其功耗由開關(guān)功耗、導(dǎo)通功耗和斷態(tài)功耗3部分組成,IGBT功耗的溫度特性表現(xiàn)在低溫階段近似線性上升,而在高溫階段成指數(shù)特征上升。因此,IGBT結(jié)溫預(yù)測需要考慮IGBT開關(guān)瞬態(tài)模型和斷態(tài)模型分別得到開關(guān)功耗和斷態(tài)。同樣,聯(lián)立IGBT電熱模型和傳熱功耗方程,通過監(jiān)測殼溫也可實(shí)時預(yù)測結(jié)溫。3.2晶圓級封裝結(jié)構(gòu)失效機(jī)理IGBT功耗增大或散熱能力下降時,殼溫上升使結(jié)-殼傳熱曲線向右移動,熱平衡時的交點(diǎn)也同時向右移動,若這個交點(diǎn)超出了IGBT的結(jié)溫安全應(yīng)用范圍,就會發(fā)生失效。由于硅芯片的本征溫度點(diǎn)和熔點(diǎn)都要遠(yuǎn)超出手冊給定的安全工作溫度點(diǎn),且通態(tài)功耗曲線隨溫度近乎線性增加,不會發(fā)生熱奔,因