移動(dòng)通信(第四版)第4章 調(diào)制(終稿)

第4章移動(dòng)無線通信的調(diào)制技術(shù)4.1概述4.2數(shù)字頻率調(diào)制4.3數(shù)字相位調(diào)制4.4正交振幅調(diào)制(QAM)4.5擴(kuò)展頻譜調(diào)制4.6多載波調(diào)制思考題與習(xí)題4.1概述

無線通信系統(tǒng)框圖：信源電信號(hào)調(diào)制接收機(jī)解調(diào)發(fā)射機(jī)電信號(hào)信宿無線信道噪聲和干擾消息模擬或數(shù)字信號(hào)調(diào)制：把要傳輸?shù)男盘?hào)變換成適合信道傳輸?shù)男盘?hào)的過程。調(diào)制信號(hào)：調(diào)制器的輸入信號(hào)（調(diào)制前）。已調(diào)信號(hào)（調(diào)幅、調(diào)頻和調(diào)相信號(hào)）：調(diào)制器的輸出信號(hào)（調(diào)制后）。模擬調(diào)制數(shù)字調(diào)制按調(diào)制信號(hào)形式劃分調(diào)幅(AM)：載波振幅調(diào)頻(FM)：載波頻率調(diào)相(PM)：載波相位隨調(diào)制信號(hào)變化的調(diào)制方式移動(dòng)通信信道的基本特征第一、帶寬有限，它取決于使用的頻率資源和信道的傳播特性；第二、干擾和噪聲影響大，這主要是移動(dòng)通信工作的電磁環(huán)境所決定的；第三、存在著多徑衰落。移動(dòng)通信對(duì)數(shù)字調(diào)制的要求1、必須采用抗干擾能力較強(qiáng)的調(diào)制方式；2、盡可能提高頻譜利用率；3、具有良好的誤碼性能。研究調(diào)制技術(shù)的主要內(nèi)容1、調(diào)制的原理及實(shí)現(xiàn)方法；2、已調(diào)信號(hào)的頻譜特性；3、解調(diào)的原理和實(shí)現(xiàn)方法；4、解調(diào)后的信噪比或誤碼率性能等。模擬移動(dòng)通信的調(diào)制解調(diào)Uc：載波的振幅；

c：載波的角頻率；

0：載波初始相位。設(shè)載頻信號(hào)為由于信道快衰落會(huì)使模擬調(diào)幅產(chǎn)生附加調(diào)幅而造成失真，已很少采用。調(diào)頻和調(diào)相信號(hào)可以寫成如下形式：

(t)：載波的瞬時(shí)相位。設(shè)調(diào)制信號(hào)：則調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)角頻率與輸入信號(hào)的關(guān)系為：

Kf為調(diào)制靈敏度。因而調(diào)頻信號(hào)的形式為調(diào)制指數(shù)調(diào)頻器積分器調(diào)相器um(t)uFM(t)f0間接調(diào)頻壓控振蕩器VCOum(t)uFM(t)直接調(diào)頻積分器um(t)f0

uPM(t)間接調(diào)相信號(hào)的調(diào)制框圖調(diào)頻信號(hào)的解調(diào)uFM(t)前置放大器B=2(mf+1)Fm限幅器鑒頻器低頻濾波器噪聲n(t)解調(diào)器r(t)鑒頻器的輸出第一項(xiàng)為信號(hào)項(xiàng)，第二項(xiàng)為噪聲項(xiàng)。經(jīng)低通濾波后，信號(hào)的功率為表示對(duì)

進(jìn)行統(tǒng)計(jì)平均。圖FM解調(diào)器的性能及門限效應(yīng)

在小信噪比,沒有信號(hào)單獨(dú)存在，引起“門限效應(yīng)”4.2數(shù)字頻率調(diào)制

4.2.1移頻鍵控(FSK)調(diào)制設(shè)輸入到調(diào)制器的比特流為｛an｝,an=±1,

n=-∞~+∞。FSK的輸出信號(hào)形式(第n個(gè)比特區(qū)間)為

(2-23)如{an}用數(shù)字信號(hào)u(t)表示，則二進(jìn)制FSK（2FSK)波形為

10010

1

u(t)S(t)=cos(

1t+1)S(t)=cos(2t+2)令g(t)為寬度Ts的矩形脈沖且則s(t)可表示為

(2-24)圖2–3FSK信號(hào)的功率譜

FSK信號(hào)的帶寬大約為

B=|?2-?1|+2?sFSK信號(hào)的解調(diào)

FSK的解調(diào)有包絡(luò)檢波法相干解調(diào)法和非相干解調(diào)法。非相干法包括鑒頻法、非相干匹配濾波器法、差分檢測(cè)法，過零檢測(cè)法等。1.FSK相位連續(xù)時(shí)，可采用鑒頻器解調(diào)。2.包絡(luò)檢波法：帶通濾波器帶通濾波器包絡(luò)檢波器包絡(luò)檢波器比較判決輸入輸出

1

23.非相干解調(diào)法（非相干匹配濾波器法）輸入包絡(luò)檢波器包絡(luò)檢波器匹配濾波器匹配濾波器判決電路輸出X1(t)X2(t)圖2-4FSK的相干解調(diào)框圖4.相干解調(diào)法FSK調(diào)制方法的主要問題是由于相鄰碼元相位不連續(xù)，頻率跳變將引起較大的功率譜旁瓣，頻譜效率低，因而只能應(yīng)用于低速傳輸系統(tǒng)中。

4.2.2最小移頻鍵控(MSK)調(diào)制MSK是一種特殊形式的FSK，其頻差是滿足兩個(gè)頻率相互正交(即相關(guān)函數(shù)等于0)的最小頻差，并要求FSK信號(hào)的相位連續(xù)。其頻差Δf=f2-f1=1/2Tb,即調(diào)制指數(shù)為Tb:輸入數(shù)據(jù)流的比特寬度。MSK滿足兩個(gè)條件：調(diào)頻指數(shù)h=0.5;相位連續(xù)。調(diào)頻指數(shù)h=0.5時(shí)，移頻鍵控信號(hào)具有最小頻偏、最小占有帶寬，并有最好的相干檢測(cè)誤碼性能。由于相位連續(xù)，可以克服一般移頻鍵控碼元交替過程中存在相位跳變，使頻譜的邊帶下降很多，頻譜變窄。MSK的信號(hào)表達(dá)式為

(2-34)xk是為了保證t=kTb時(shí)相位連續(xù)而加入的相位常量。令φk=ωct+θk

kTb≤t≤(k+1)Tb(2-35)式中令則信號(hào)的表示式為圖2-5MSK的相位軌跡

圖2-6MSK的可能相位軌跡(2-38)MSK信號(hào)的調(diào)制所以上式可以寫成(令k=2l,l=0,1,2,…)：

cosx2l=cosx2l-1a2l+1

cosx2l+1=a2l

cosx2l(2-39)

由此式可以看出：I支路數(shù)據(jù)(cosxk)和Q支路數(shù)據(jù)(ak

cosxk)并不是每隔Tb秒就可能改變符號(hào)，而是每隔2Tb秒才有可能改變符號(hào)。I支路與Q支路的碼元在時(shí)間上錯(cuò)開Tb秒，

如圖

2-7所示。

圖2-7MSK的輸入數(shù)據(jù)與各支路數(shù)據(jù)及基帶波形的關(guān)系輸入數(shù)據(jù)dk的差分編碼為：

dk=ak·dk-1

ak=dk·dk-1

若在MSK調(diào)制前，對(duì)數(shù)據(jù)dk進(jìn)行差分編碼，解調(diào)時(shí)，只要對(duì)cosxk和akcosxk進(jìn)行交替取樣就可以恢復(fù)dk

MSK調(diào)制器框圖I支路Q支路MSK信號(hào)的單邊功率譜表達(dá)式為

(2-40)圖2-9MSK信號(hào)的功率譜特點(diǎn)MSK的主瓣譜能量大，說明MSK信號(hào)功率譜更加緊湊。優(yōu)點(diǎn)是功率譜主瓣雖然較寬，但旁瓣卻以[(?-?c)Tb]-4

規(guī)律迅速下降。MSK調(diào)制比較適合于非線性的和鄰道抑制嚴(yán)格的移動(dòng)信道應(yīng)用。MSK信號(hào)的解調(diào)

1、采用鑒頻器解調(diào)uFM(t)前置放大器限幅器鑒頻器低頻濾波器噪聲n(t)解調(diào)器r(t)

MSK信號(hào)可以采用鑒頻器解調(diào)，也可以采用相干解調(diào)。相干解調(diào)的框圖如圖2-10所示。圖中采用平方環(huán)來提取相干載波。從圖中可以看出經(jīng)過低通濾波后，I支路和Q支路的輸出分別為

(2-41)2.MSK信號(hào)相干解調(diào)LPFLPF取樣判決取樣判決并/串S(t)Tb鎖相環(huán)12?c+1/Tb鎖相環(huán)22?c-1/Tb

2

2平方器+dkakdk-1P支路T支路+X(t)Y(t)S1(t)S2(t)I支路Q支路I(t)Q(t)BPF+-平方器的輸出為鎖相環(huán)鎖定頻率2?c±1/2Tb，相位為零的分量，輸出為P支路：T支路：2分頻器輸出為

P支路：T支路：I支路乘法器輸出為I支路LPF輸出為Q支路乘法器輸出為Q支路LPF輸出為誤比特率各支路的誤碼率為差分譯碼后的誤比特率為

Pe=2Ps(1-Ps)(2-43)

與FSK性能相比，各支路的碼元寬度為2Tb,誤比特率性能得到了改善，對(duì)應(yīng)的低通濾波器的帶寬減少一半，信噪比提高一倍。4.2.3高斯濾波的最小移頻鍵控(GMSK)調(diào)制由于MSK信號(hào)不能滿足功率譜在鄰道取值低于主瓣峰值的60dB,因此引入GMSK。MSK的輸入信號(hào)0Bb:高斯濾波器的3db帶寬.對(duì)單個(gè)寬度為Tb的矩形脈沖的響應(yīng)為高斯低通濾波器的沖擊響應(yīng)為高斯函數(shù)圖2-12高斯濾波器的矩形脈沖響應(yīng)GMSK的信號(hào)表達(dá)式為

(2-47)

GMSK的相位軌跡如圖2-13所示。圖2-13GMSK的相位軌跡采用高斯脈沖串直接調(diào)頻缺點(diǎn)難以獲得靈敏度和線性統(tǒng)一。調(diào)頻器的不穩(wěn)定影響相干解調(diào)的實(shí)施。事實(shí)上用硬件綜合出符合上述高斯低通濾波器的沖擊響應(yīng)是困難的。因此引入GMSK信號(hào)的波形存儲(chǔ)正交調(diào)制法GMSK信號(hào)的波形存儲(chǔ)正交調(diào)制法GMSK信號(hào)還可以表達(dá)式為制作cos(t)和sin(t)兩張表對(duì)g(t)進(jìn)行截短，取(2N+1)Tb區(qū)間g(t)an(2N+1)Tb

(kTb),(t)僅與(2N+1)個(gè)比特有關(guān)，因此

(t)的狀態(tài)為有限?？梢灾谱鱟os

(t)和sin

(t)兩張表。圖2-14波形存儲(chǔ)正交調(diào)制法產(chǎn)生GMSK信號(hào)圖2-15GMSK的功率譜密度表2-1GMSK在給定百分比功率下的占用帶寬圖2-16GMSK信號(hào)對(duì)鄰道的干擾功率頻譜衰落和鄰道干擾在GSM系統(tǒng)中，要求在(?-?c)Tb=1.5時(shí)，功率譜密度低于60dB。在BbTb一定時(shí)，

?Tb(

?為信道間隔）越大，鄰道干擾越小。?T

b一定時(shí)，BbTb越小，鄰道干擾就越小。GMSK信號(hào)的解調(diào)解調(diào)方法：差分檢測(cè)、相干檢測(cè)和鑒頻檢測(cè)。解調(diào)方法比較：在移動(dòng)通信中，由于存在多徑衰落，相干解調(diào)的相干載波形難以提取；鑒頻檢測(cè)(非相干檢測(cè))性能不理想；差分檢測(cè)不需要恢復(fù)相干載波波形，在多徑傳播條件下是的一種較好的方案。差分檢測(cè)有一比特差分檢測(cè)和二比特差分檢測(cè)。一比特延遲差分檢測(cè)中頻濾波器的輸出信號(hào)為

SIF(t)=R(t)cos［ωct+θ(t)］

(2-50)一比特延遲差分檢測(cè)器框圖R(t)：時(shí)變包絡(luò)

c：中頻載波角頻率

(t)：附加相位經(jīng)遲延和相移輸出為相乘器的輸出為低通濾波器LPF輸出為當(dāng)

cTb=k(2)(k為整數(shù))時(shí)，R(t)和R(t-Tb)是信號(hào)的包絡(luò)，永為正值，（b)決定了Y(t)的極性，令判決門限為零，則判決規(guī)則為：

Y(t)>0判為“+1”Y(t)<0判為“-1”則可恢復(fù)ak=ak.

(t)增大時(shí)(Tb)為正，sin>0,判為“+1”；

(t)減小時(shí)(Tb)為負(fù)，sin<0，判為“-1”。即：輸入“+1”時(shí)，

(t)增大;

輸入“-1”時(shí)，

(t)減小.2.二比特延遲差分檢測(cè)二比特延遲差分檢測(cè)器的框圖如圖2-18所示。圖中相乘器的輸出信號(hào)為經(jīng)LPF后的輸出(2-54)式中當(dāng)2ωcTb=k(2π)(k為整數(shù))時(shí)

(2-55)插入限幅器，去掉振幅的影響。上式{?}中第一項(xiàng)為偶函數(shù)，不反映極性的變化，可作為直流分量，并將判決門限增加相應(yīng)的值。上式{?}中第二項(xiàng)作為判決依據(jù)。判決規(guī)則為

Y(t)>

判為“+1”

Y(t)<

判為“-1”式(2-55){?}的第二項(xiàng)為sin[(t)-(t-Tb)]對(duì)應(yīng)ak經(jīng)差分編碼后的cksin[(t-Tb)-(t-2Tb)]對(duì)應(yīng)于ck-1ck·ck-1ckck-1

ck=akck-1

ak=ckck-1圖2-19差分編碼的GMSK調(diào)制器則相應(yīng)在發(fā)端，需要對(duì)原始數(shù)據(jù)進(jìn)行差分編碼圖2-20GMSK相干檢測(cè)的誤碼率特性圖2-21GMSK二比特延遲差分檢測(cè)的誤碼率特性MSK和GMSK兩種調(diào)制方式對(duì)調(diào)制指數(shù)有嚴(yán)格規(guī)定的，即h=0.5，從而對(duì)調(diào)制器也有嚴(yán)格的要求。GFSK吸取了GMSK的優(yōu)點(diǎn)，但放松了對(duì)調(diào)制指數(shù)的要求，通常調(diào)制指數(shù)在0.4~0.7之間即可滿足要求。例如在第二代無繩電話系統(tǒng)(CT-2)標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定，發(fā)射“+1”時(shí)對(duì)應(yīng)的頻率比fc低14.4kHz到25.2kHz。因此，GFSK調(diào)制的原理框圖如圖2-22所示。GFSK與GMSK類似，是連續(xù)相位的恒包絡(luò)調(diào)制。

4.2.4高斯濾波的移頻鍵控(GFSK)調(diào)制圖2-22GFSK調(diào)制的原理框圖4.3數(shù)字相位調(diào)制

4.3.1移相鍵控調(diào)制(PSK)移相鍵控是利用載波相位變化來傳遞信息的。優(yōu)點(diǎn)：抗干擾性能好；頻譜利用率高。適用于中、高速數(shù)字傳輸?shù)恼{(diào)制方式。數(shù)字信號(hào)的比特流為{an},an=±1,n=-~+.

則PSK的信號(hào)形式為設(shè)g(t)是寬度為Tb的矩形脈沖，頻譜為G(),P(+1)=P(-1),則PSK信號(hào)的功率譜為S(t)還可以表示為PSK信號(hào)的調(diào)制環(huán)形調(diào)制器載波cos(

ct)調(diào)制信號(hào)an2PSK直接調(diào)相法。二相信號(hào)的產(chǎn)生（絕對(duì)相移）2.相位選擇法0振蕩器倒相器門電路(1)門電路（2）倒相器+

基帶信號(hào)2PSK信號(hào)輸出PSK解調(diào)可采用相干解調(diào)和差分解調(diào)1.相干解調(diào)

輸出an輸入(anA/2)(1+cos2

ct)帶通濾波器低通濾波器抽樣判決器抽樣時(shí)鐘cos(

ct)anAcos(

ct)y(t)=anA/2y(t)>0判決為“+1”

y(t)<0判決為“-1”2.差分相干解調(diào)乘法器的輸出為抽樣時(shí)鐘輸入帶通濾波器遲延器Tb

低通濾波器抽樣判決器輸出akanAcos

ctS(t-Tb)X(t)Y(t)誤比特率輸入噪聲為窄帶高斯噪聲，P(+1)=P(-1)下相干解調(diào)后的誤比特率a為接收信號(hào)的幅值。低通濾波器的輸出為

y(t)>0判決為“+1”

y(t)<0判決為“-1”差分相干解調(diào)的誤比特率為FSK誤比特率為在相同誤比特率時(shí)，PSK所需要的信噪比要比FSK小3dB，PSK的性能優(yōu)于FSK

4.3.2四相移相鍵控(QPSK)調(diào)制和交錯(cuò)四相移相鍵控(OQPSK)調(diào)制

四相相移鍵控調(diào)制是二相的推廣，用四個(gè)相位的正弦振蕩表示不同的數(shù)字信息。an串并變換

cos(

ct)sin(

ct)+-S(t)I支路Q支路串并變換

cos(

ct)sin(

ct)+-anS(t)TbI支路Q支路2.交錯(cuò)四相相移鍵控調(diào)制(OQPSK)1.四相相移(QPSK)生成當(dāng)anan-1=+1+1時(shí)an=“+1”或“-1”，令n=2k+1，

k=±/4,±3/4(2-62)在QPSK的碼元速率與PSK的比特速率相等時(shí)，QPSK信號(hào)可以看成是兩個(gè)PSK信號(hào)之和，因而它具有PSK信號(hào)的頻譜特征和誤比特率。由于OQPSK在Q支路上加入了一個(gè)比特的時(shí)延，使得兩個(gè)支路的數(shù)據(jù)不會(huì)同時(shí)發(fā)生變化，因而OQPSK不可能像QPSK那樣產(chǎn)生±

的相位跳變，僅產(chǎn)生±/2的相位跳變，因此OQPSK的頻譜旁瓣要低于QPSK信號(hào)的旁瓣，OQPSK信號(hào)對(duì)鄰道的輻射要小，抗干擾能力強(qiáng)，但傳輸速率低。

QPSK和OQPSK的比較圖2-25QPSK和OQPSK的星座圖和相位轉(zhuǎn)移圖

(a)QPSK;(b)OQPSKQPSK信號(hào)的解調(diào)和誤碼性能一般采用相干解調(diào)，框圖如下：誤碼率取樣判決積分并/串取樣判決積分Π/2載波恢復(fù)QQPSK二進(jìn)制信號(hào)I定時(shí)4.3.3π/4-DQPSK調(diào)制

/4-DQPSK對(duì)QPSK的改進(jìn)：1改善了/4-DQPSK的頻譜特性；2解調(diào)方式可采用相干解調(diào)和非相干解調(diào)(QPSK只能采用相干解調(diào)）圖2-26π/4-DQPSK信號(hào)的產(chǎn)生原理框圖

/4-DQPSK的相干調(diào)制

k：當(dāng)前碼元附加相位。

k-1：前一碼元附加相位。

k：當(dāng)前碼元相位跳變量。

k=k-1+k（2-65）已調(diào)信號(hào)Uk=cos

k=cos(

k-1+k)

=cos

k-1cos

k-sin

k-1sin

k(2-66)Vk=sin

k=sin(

k-1+k)

=sin

k-1cos

k+cos

k-1sin

k(2-67)其中Uk-1=cos

k-1，Vk-1=sin

k-1，則

Uk=Uk-1

cos

k-Vk-1sin

k

Vk=Vk-1

cos

k-Uk-1sin

k(2-68)

/4-DQPSK相位跳變規(guī)則

SISQ

k

cos

ksink

11/41/21/2-113/4-1/21/2-1-1-3/4-1/2-1/21-1-/4-1/2-1/2Uk和Vk可能的取值為五種取值。如圖2-27π/4-DQPSK的相位關(guān)系為使已調(diào)信號(hào)功率譜更加平坦，要求調(diào)制器中的LPF具有相位線性特性、平方根升余弦頻率響應(yīng)，即為滾降因子。設(shè)該濾波器的矩形脈沖響應(yīng)函數(shù)為g(t)，那么最后形成的π/4-DQPSK信號(hào)可以表示為(2-70)圖2-28π/4-DQPSK基帶信號(hào)的眼圖

/4-DQPSK信號(hào)的解調(diào)相干檢測(cè)差分檢測(cè)鑒頻檢測(cè)1.基帶差分檢測(cè)

圖2-31基帶差分檢測(cè)框圖設(shè)接收信號(hào)

Sk(t)=cos(ωct+θk)kTs≤t＜(k+1)Ts(2-71)

在同相支路，經(jīng)與本地載波cos(ωct+φ)相乘，濾波后的低頻信號(hào)為

(2-72)在正交支路，與sin(ωct+φ)相乘，濾波后的低頻信號(hào)為(2-73)式中，θk是信號(hào)相位。從調(diào)制器電路圖2-26可知:(2-74)令解碼電路的運(yùn)算規(guī)則為(2-75)可以得到(2-76)(2-77)從式(2-76)和式(2-77)可以看出，通過解碼電路的運(yùn)算，消除了本地載頻和信號(hào)的相差φ，使得Xk和Yk僅與Δθk相關(guān)。根據(jù)調(diào)制時(shí)的相位跳變規(guī)則(表2-2),可制定判決規(guī)則如下：

Xk＞0判“+1”

Xk＜0判“-1”

Yk＞0判“+1”

Yk＜0判“-1”(2-78)圖2-32中頻差分檢測(cè)原理框圖輸入信號(hào)Sk(t)=cos(ωct+θk)經(jīng)兩個(gè)支路相乘后的信號(hào)分別為

cos(ωct+θk)·cos(ωc(t-Ts)+θk-1)

sin(ωct+θk)·cos(ωc(t-Ts)+θk-1)(2-79)2.中頻差分檢測(cè)經(jīng)低通濾波后，所得低頻分量為(取ωTs=2πn)：

(2-80)

(2-81)圖2-33鑒頻器檢測(cè)框圖

3.鑒頻器檢測(cè)

理想的鑒頻器特性為(2-82)經(jīng)過積分和采樣后有(2-83)若直接根據(jù)Δθ′k進(jìn)行判決，就可能出現(xiàn)錯(cuò)判。例如，θk=10°,θk-1=340°，則

Δθ′k=10°-340°=-330°，但實(shí)際的相差僅為30°。因此，在差分相位解碼前要加入一個(gè)模2π的校正電路。其校正規(guī)則如下：如果Δθ′k＜-180°,則Δθ′k=Δθ′k+360°如果Δθ′k＞180°,則Δθ′k=Δθ′k-360°(2-84)

(1)π/4-DQPSK在理想高斯信道條件下系統(tǒng)的抗噪聲性能。(2–85)基帶差分檢測(cè)的誤比特率為圖2-34π/4-DQPSK的誤比特率性能及頻差Δf引起的

相位漂移Δθ=ΔfTs在有Δθ的情況下，系統(tǒng)的平均誤比特率為(2-86)式中：

(2-87)(2-88)

(2)π/4-DQPSK在多徑衰落信道和有同道干擾及鄰道干擾條件下的系統(tǒng)性能。圖2-35頻率選擇性Rayleigh衰落信道模型

(1)無多普勒頻移和無時(shí)延擴(kuò)散的Rayleigh衰落信道。圖2-36π/4-DQPSK在無多普勒頻移和無時(shí)延擴(kuò)散的衰落信道下的性能載波干擾功率比

(2)無時(shí)延擴(kuò)散和有多普勒頻移Rayleigh衰落信道。圖2-37π/4-DQPSK在有多普勒頻移和無時(shí)延擴(kuò)散的衰落信道下的性能圖2-38π/4-DQPSK在有同道干擾、有多普勒頻移和無時(shí)延擴(kuò)散衰落信道下的性能圖2-39π/4-DQPSK在有時(shí)延擴(kuò)散無多普勒頻移的衰落信道下的性能(3)有時(shí)延擴(kuò)散無多普勒頻移的衰落信道C/D:主路徑平均信號(hào)功率/時(shí)延路徑的平均信號(hào)功率圖2-40π/4-DQPSK在有時(shí)延擴(kuò)散和多普勒頻移的衰落信道下的性能(4)有時(shí)延擴(kuò)散和多普勒頻移的Rayleigh衰落信道。4.5混合線性和恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)4.5.1MPSK4.5.2QAM4.5.3MFSK4.5.1MPSKM相相移鍵控4.5.2正交振幅調(diào)制(QAM)正交振幅調(diào)制是二進(jìn)制的PSK、四進(jìn)制的QPSK調(diào)制的進(jìn)一步推廣，通過相位和振幅的聯(lián)合控制，可以得到更高頻譜效率的調(diào)制方式，從而可在限定的頻帶內(nèi)傳輸更高速率的數(shù)據(jù)。

正交振幅調(diào)制的一般表達(dá)式為y(t)=Am

cosωct+Bmsinωct0≤t＜Ts(2-89)QAM中的振幅Am和Bm可以表示成：

(2-90)A:固定的振幅

(dm,em):由輸入數(shù)據(jù)確定(dm,em)決定了已調(diào)QAM信號(hào)在信號(hào)空間中的坐標(biāo)點(diǎn)。16QAM正交振幅調(diào)制矩陣圖2-41QAM調(diào)制解調(diào)原理框圖

(a)QAM調(diào)制框圖；(b)QAM解調(diào)框圖在信號(hào)功率相同的條件下，選擇信號(hào)空間中信號(hào)點(diǎn)之間距離最大的信號(hào)結(jié)構(gòu)考慮解調(diào)的復(fù)雜性QAM調(diào)制設(shè)計(jì)準(zhǔn)則設(shè)計(jì)一個(gè)8QAM調(diào)制,要求所有信號(hào)點(diǎn)僅取兩種振幅值，且信號(hào)點(diǎn)之間的最小距離為2A在所有信號(hào)點(diǎn)等概出現(xiàn)的情況下，平均發(fā)射信號(hào)功率為

(2-91)設(shè)計(jì)實(shí)例分析8QAM的信號(hào)空間圖2-43方型QAM星座

(a)4QAM；(b)16QAM;(c)64QAM對(duì)于方型QAM來說，它可以看成是兩個(gè)脈沖振幅調(diào)制信號(hào)之和，因此利用脈沖振幅調(diào)制的分析結(jié)果，可以得到M進(jìn)制QAM的誤碼率為

(2-92)圖2-44M進(jìn)制方型QAM的誤碼率曲線圖2-45M進(jìn)制星型QAM的星座圖

(a)4QAM;(b)16QAM;(c)64QAM星型QAM的振幅環(huán)由方型的3個(gè)減少為2個(gè)，相位由12種減少為8種，這將有利于接收端的自動(dòng)增益控制和載波相位跟蹤。

4.6擴(kuò)展頻譜調(diào)制擴(kuò)頻通信，即擴(kuò)展頻譜通信(SpreadSpectrumCommunication)擴(kuò)頻通信與光纖通信、衛(wèi)星通信，一同被譽(yù)為進(jìn)入信息時(shí)代的三大高技術(shù)通信傳輸方式。擴(kuò)頻通信的理論基礎(chǔ)當(dāng)傳輸系統(tǒng)的信噪比S／N下降時(shí)，可用增加系統(tǒng)傳輸帶寬的辦法來保持信道容量C不變。對(duì)于任意給定的信噪比，可以用增大傳輸帶寬來獲得較低的信息差錯(cuò)率。擴(kuò)展頻譜技術(shù)正是利用這一原理，用高速率的擴(kuò)頻碼來達(dá)到擴(kuò)展待傳輸?shù)臄?shù)字信息帶寬。擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的帶寬比常規(guī)通信體制大幾百倍至幾千倍，故在相同的信噪比條件下，具有較強(qiáng)的抗噪聲干擾的能力。Shannon公式

4.6.1擴(kuò)展頻譜通信的基本概念

擴(kuò)頻通信是將待傳送的信息數(shù)據(jù)被偽隨機(jī)編碼(擴(kuò)頻序列：SpreadSequence)調(diào)制，實(shí)現(xiàn)頻譜擴(kuò)展后再傳輸；接收端則采用相同的編碼進(jìn)行解調(diào)及相關(guān)處理，恢復(fù)原始信息數(shù)據(jù)。擴(kuò)展頻譜系統(tǒng)必須滿足以下兩條準(zhǔn)則：（1）傳輸帶寬遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于被傳送的原始信息的帶寬；（2）傳輸帶寬主要由擴(kuò)頻函數(shù)決定，擴(kuò)頻函數(shù)常用偽隨機(jī)編碼信號(hào)。我們已熟知的各種調(diào)制方式，如調(diào)幅、調(diào)頻，數(shù)字調(diào)制中FSK、PSK、QAM和MSK等都不屬于擴(kuò)展頻譜系統(tǒng)的范疇。擴(kuò)頻通信的主要優(yōu)點(diǎn)抗干擾性能好具有極強(qiáng)的抗人為寬帶干擾、窄帶瞄準(zhǔn)式干擾、中繼轉(zhuǎn)發(fā)式干擾的能力，有利于電子反對(duì)抗保密性好擴(kuò)頻系統(tǒng)使用碼周期很長(zhǎng)的偽隨機(jī)碼，經(jīng)它調(diào)制后的數(shù)字信息類似于隨機(jī)噪聲。只有知道擴(kuò)頻碼的接收方才能恢復(fù)出信號(hào)擴(kuò)頻通信的主要優(yōu)點(diǎn)（續(xù)）低通量密度擴(kuò)頻通信技術(shù)把被傳送的信號(hào)帶寬展寬，從而降低了系統(tǒng)在單位帶寬內(nèi)的電波“通量密度”，這對(duì)空間通信大有好處，可以防止對(duì)地面通信的干擾。擴(kuò)頻通信的應(yīng)用擴(kuò)頻技術(shù)已廣泛應(yīng)用于軍事通信、電子對(duì)抗、蜂窩電話、無繩電話、微波通信、無線數(shù)據(jù)通信、遙測(cè)、監(jiān)控、報(bào)警等系統(tǒng)中擴(kuò)頻通信的主要性能指標(biāo)處理增益G也稱擴(kuò)頻增益(SpreadingGain)

定義：頻譜擴(kuò)展前的信息帶寬

F與頻帶擴(kuò)展后的信號(hào)帶寬W之比在擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中．接收機(jī)作擴(kuò)頻解調(diào)后，只提取偽隨機(jī)編碼相關(guān)處理后的帶寬為

F的信息，而排除掉寬頻帶W中的外部干擾、噪音和其地用戶的通信影響。因此，處理增益G反映了擴(kuò)頻通信系統(tǒng)信噪比改善的程度。

G＝W／

F

1.擴(kuò)頻通信系統(tǒng)類型

圖2-46擴(kuò)頻通信的工作原理4.6.2擴(kuò)頻調(diào)制擴(kuò)展頻譜通信按工作方式分類直接序列擴(kuò)頻（DS）跳頻擴(kuò)頻（FH）跳時(shí)擴(kuò)頻（TH）直接序列(DS，DirectSequency)擴(kuò)頻是由于待傳信息信號(hào)與高速率的偽隨機(jī)碼波形相乘后，去直接控制射頻信號(hào)的某個(gè)參量，擴(kuò)展了傳輸帶寬而得名的。直接序列(DS)擴(kuò)頻圖2-47直接序列擴(kuò)展頻譜示意圖

跳頻(FH，F(xiàn)requencyHopping)跳頻(FH，F(xiàn)requencyHopping)

數(shù)字信息與二進(jìn)制偽碼序列模二相加后，去離散地控制射頻載波振蕩器的輸出頻率，使發(fā)射信號(hào)的頻率隨偽碼的變化而跳變。跳變系統(tǒng)可以隨機(jī)選取的頻率數(shù)通常是幾十個(gè)甚至幾千個(gè)頻率。圖2-48跳頻(FS)系統(tǒng)

(a)原理示意圖；(b)頻率跳變圖案跳時(shí)(TH)跳時(shí)(TH，TimeHopping)是指使發(fā)射信號(hào)在時(shí)間軸上跳變。先把時(shí)間軸分成許多時(shí)片。在一幀內(nèi)哪個(gè)時(shí)片發(fā)射信號(hào)由擴(kuò)頻碼序列去進(jìn)行控制。因此，可以把跳時(shí)理解為用一定碼序列進(jìn)行選擇的多時(shí)片的時(shí)移鍵控。由于采用了窄很多的時(shí)片去發(fā)送信號(hào)，相對(duì)來說，信號(hào)的頻譜也就展寬了。圖2-49跳時(shí)系統(tǒng)

(a)組成框圖；(b)跳時(shí)圖例各種混合方式如FH/DS、DS/TH、DS/FH/TH等。采用混合方式在技術(shù)上要復(fù)雜一些，實(shí)現(xiàn)起來也要困難一些。但不同方式結(jié)合起來的優(yōu)點(diǎn)是有時(shí)能得到只用其中一種方式得不到的特性。例如DS/FH系統(tǒng)，就是一種中心頻率在某一頻帶內(nèi)跳變的直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)。其信號(hào)的頻譜如圖2-50所示。圖2-50DS/FH混合擴(kuò)頻示意圖直接序列擴(kuò)頻(DS)原理圖2-51直擴(kuò)通信系統(tǒng)原理(a)系統(tǒng)組成框圖圖2-51直擴(kuò)通信系統(tǒng)原理(b)主要波形或相位4.6.3偽隨機(jī)(PN)序列

1.碼序列的相關(guān)性

1)相關(guān)性概念在信息傳輸中各信號(hào)之間的差異性越大越好，這樣任意兩個(gè)信號(hào)不易發(fā)生干擾，不會(huì)發(fā)生誤判。理想的傳輸信息的信號(hào)形式應(yīng)是類似白噪聲的隨機(jī)信號(hào)，因?yàn)槿∪魏螘r(shí)間上不同的兩段噪聲來比較都不會(huì)完全相似，若能用它們代表兩種信號(hào)，其差別性就最大。偽隨機(jī)碼（PN碼）PN碼序列最重要的特性是它具有近似于隨機(jī)信號(hào)的性能，即具有近似于白噪聲的性能。但真正的隨機(jī)信號(hào)或白噪聲是不能重復(fù)再現(xiàn)和產(chǎn)生的。只能產(chǎn)生一種周期性的脈沖信號(hào)(即碼序列)來逼近它的性能。

PN碼序列PN序列又稱偽隨機(jī)序列(Pseudorandom-Noise)，在一個(gè)周期內(nèi)它的自相關(guān)特性與白噪聲的自相關(guān)特性相似，它是預(yù)先可知的。性質(zhì)在性質(zhì)上與隨機(jī)序列有相同的性質(zhì)。如在一個(gè)周期內(nèi)，序列“0”和“1”的個(gè)數(shù)相同;不同序列段具有很小的相關(guān)性；任意兩個(gè)序列有很小的相關(guān)性等。在數(shù)學(xué)上用自相關(guān)函數(shù)來表示信號(hào)與其自身時(shí)延以后的信號(hào)之間的相似性的。隨機(jī)信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)的定義為

(2-97)圖2-52隨機(jī)噪聲的自相關(guān)函數(shù)

(a)波形；(b)自相關(guān)函數(shù)兩個(gè)不同信號(hào)的相似性用互相關(guān)函數(shù)來表征。兩個(gè)不同信號(hào)波形f(t)與g(t)之間的相似性用互相關(guān)函數(shù)表示為(2-98)互相關(guān)性的概念在碼分多址通信中尤為重要。在碼分多址系統(tǒng)中，不同的用戶應(yīng)選用互相關(guān)性小的信號(hào)作為地址碼。

2)碼序列的自相關(guān)

采用二進(jìn)制的碼序列，長(zhǎng)度(周期)為P的碼序列x的自相關(guān)函數(shù)Rx(τ)為

(2-99)將自相關(guān)函數(shù)歸一化，即用自相關(guān)系數(shù)來表示相關(guān)性。對(duì)式(2-99)進(jìn)行歸一化，則自相關(guān)系數(shù)ρx(τ)為

(2-100)自相關(guān)系數(shù)值最大不超過1。自相關(guān)特性實(shí)例分析n=4碼序列產(chǎn)生器電路起始狀態(tài)為1111表2-3n=4碼序列產(chǎn)生過程該碼序列產(chǎn)生器產(chǎn)生的序列為

111100010011010

其碼序列的周期P=24-1=15。下面分析該碼序列的自相關(guān)系數(shù)

假定原碼序列為A，碼元寬度為Tc，其波形如圖2-54所示。該碼序列位移4比特(即τ=4Tc)的碼序列為B，則A×B如圖中所示，即可求得自相關(guān)系數(shù)為-1/15。圖2-5415位碼序列τ≠0時(shí)的自相關(guān)系數(shù)

(a)τ=4Tc;(b)τ=Tc同理，其他的τ值，τ=nTc(n=±1,n=±2,…,n=±14)，自相關(guān)系數(shù)均為-1/15。只有τ=0時(shí)，即碼序列A與碼序列B完全相同，此時(shí)自相關(guān)系數(shù)達(dá)到最大，即為1，如圖2-55所示。圖2-56n=4,P=15碼序列的自相關(guān)系數(shù)曲線

3)碼序列的互相關(guān)

兩個(gè)不同碼序列之間的相關(guān)性，用互相關(guān)函數(shù)(或互相關(guān)系數(shù))來表征對(duì)于二進(jìn)制碼序列，周期均為P的兩個(gè)碼序列x和y，其相關(guān)函數(shù)稱為互相關(guān)函數(shù)，記作R(x,y)，即(2-102)其互相關(guān)系數(shù)為

(2-103)在碼分多址中，希望采用互相關(guān)小的碼序列，理想情況是希望ρx,y(τ)=0，即兩個(gè)碼序列完全正交。圖2-57碼長(zhǎng)為4的4組正交碼的波形在一個(gè)周期中，兩個(gè)碼之間相同位的與不同位的數(shù)目均相等，即A=D，故ρ=0。

2.m序列

二進(jìn)制的m序列是一種重要的偽隨機(jī)序列，有優(yōu)良的自相關(guān)特性，有時(shí)稱為偽噪聲(PN)序列m序列在擴(kuò)展頻譜及碼分多址技術(shù)中有著廣泛的應(yīng)用，并且在m序列基礎(chǔ)上還能構(gòu)成其它的碼序列。1)m序列的產(chǎn)生(1)m序列的含義m序列是最長(zhǎng)線性移位寄存器序列的簡(jiǎn)稱。即m序列是由多級(jí)移位寄存器或其延遲元件通過線性反饋產(chǎn)生的最長(zhǎng)的碼序列。在二進(jìn)制移位寄存器中，n位移位寄存器共有2n個(gè)狀態(tài)，除去全0狀態(tài)外還剩下2n-1種狀態(tài)，因此它能產(chǎn)生的最大長(zhǎng)度的碼序列為2n-1位。產(chǎn)生m序列的線性反饋移位寄存器稱作最長(zhǎng)線性移位寄存器。(2)m序列產(chǎn)生原理圖2-58n級(jí)循環(huán)序列發(fā)生器的模型表2-4部分m序列反饋系數(shù)表圖2-59n=5,Ci=(45)8的m序列發(fā)生器原理圖表2-6Ci=45不同初始狀態(tài)下的輸出序列

表2-75級(jí)移位寄存器的不同反饋系數(shù)的m序列4.8多載波調(diào)制

4.8.1多載波傳輸系統(tǒng)多載波傳輸首先把一個(gè)高速的數(shù)據(jù)流分解為若干個(gè)低速的子數(shù)據(jù)流（這樣每個(gè)子數(shù)據(jù)流將具有低得多的比特速率），然后，對(duì)每個(gè)子數(shù)據(jù)流進(jìn)行調(diào)制（符號(hào)匹配）和濾波（波形形成），再用這樣的子數(shù)據(jù)流的已調(diào)符號(hào)去調(diào)制相應(yīng)的子載波，從而構(gòu)成多個(gè)并行的已調(diào)信號(hào)，經(jīng)過合成后進(jìn)行傳輸。

圖2-66多載波系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)圖2-67子載波頻率設(shè)置

(a)傳統(tǒng)的頻分復(fù)用；(b)3dB頻分復(fù)用；(c）OFDM1.OFDM的基本原理OFDM信號(hào)由N個(gè)子載波組成，子載波的間隔為Δf（Δf=1/Ts），所有的子載波在Ts內(nèi)是相互正交的。在Ts內(nèi)，第k個(gè)子載波可以用gk(t)來表示，k=0,1,…,N-1。

當(dāng)t∈［0,Ts］時(shí)當(dāng)t

［0,Ts］時(shí)

(2-117)2.8.2正交頻分復(fù)用(OFDM)調(diào)制圖2-68多徑情況下，空閑保護(hù)間隔在子載波間造成的干擾圖2-69子載波的延拓

經(jīng)過延拓后的子載波信號(hào)為

當(dāng)t∈［-TG,Ts］時(shí)當(dāng)t

［-TG,Ts］時(shí)(2-118)其對(duì)應(yīng)的子載波的頻譜函數(shù)為

(2-119)加入保護(hù)時(shí)間后的OFDM的信號(hào)碼元長(zhǎng)度為T=Ts+TG。假定各子載波上的調(diào)制符號(hào)可以用Sn,k來表示（參見圖2-66），n表示OFDM符號(hào)區(qū)間的編號(hào)，k表示第k個(gè)子載波，則第n個(gè)OFDM符號(hào)區(qū)間內(nèi)的信號(hào)可以表示為(2-120)總的時(shí)間連續(xù)的OFDM信號(hào)可以表示為(2-121)根據(jù)式（2-119）和式（2-120）可知，盡管OFDM信號(hào)的子載波的頻譜是相互重疊的，但是在區(qū)間Ts內(nèi)是相互正交的，即有：(2-122)式中,g*l(t)表示gl(t)的共軛，〈〉表示內(nèi)積運(yùn)算。利用該正交性，在接收端就可以恢復(fù)發(fā)送數(shù)據(jù)，如下式所示:

(2-123)在實(shí)際運(yùn)用中，信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)都是采用數(shù)字信號(hào)處理的方法來實(shí)現(xiàn)的，此時(shí)要對(duì)信號(hào)進(jìn)行抽樣，形成離散時(shí)間信號(hào)。由于OFDM信號(hào)的帶寬為B=N·Δf，信號(hào)必須以Δt=1/B=1/(N·Δf)的時(shí)間間隔進(jìn)行采樣。采樣后的信號(hào)用sn,i表示，i=0,1,…,N-1，則有(2-124)發(fā)送信號(hào)s(t)經(jīng)過信道傳輸后，到達(dá)接收端的信號(hào)用r(t)表示，其采樣后的信號(hào)為rn(t)。只要信道的多徑時(shí)延小于碼元的保護(hù)間隔TG，子載波之間的正交性就不會(huì)被破壞。各子載波上傳輸?shù)男盘?hào)可以利用各載波之間的正交性來恢復(fù)，如下式所示:

(2-125)與發(fā)端相類似，上述相關(guān)運(yùn)算可以通過離散傅立葉變換（DFT）或快速傅立葉變換(FFT)來實(shí)現(xiàn)，即：

(2-126)利用離散反傅立葉變換（IDFT）或快速反傅立葉變換(IFFT)實(shí)現(xiàn)的OFDM基帶系統(tǒng)如圖2-70所示。圖中保護(hù)間隔的插入過程如圖2-71所示。為了消除碼間干擾，將IFFT傳輸?shù)哪┪驳臉狱c(diǎn)復(fù)制到保護(hù)間隔。圖2-70OFDM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)框圖圖2-71保護(hù)間隔的插入過程由式（2-120）可得OFDM信號(hào)的功率譜密度為（2-127）根據(jù)OFDM符號(hào)的功率譜密度表達(dá)式（2-127），其帶外功率譜密度衰減比較慢，即帶外輻射功率比較大。隨著子載波數(shù)量N的增加，由于每個(gè)子載波功率譜密度主瓣、旁瓣幅度下降的陡度增加，所以O(shè)FDM符號(hào)功率譜密度的旁瓣下降速度會(huì)逐漸增加，但是即使在N=256個(gè)子載波的情況下，其-40dB帶寬仍然會(huì)是-3dB帶寬的4倍，參見圖2-73。圖2-72OFDM信號(hào)的功率譜密度圖2-73子載波個(gè)數(shù)分別為16、64和256的OFDM系統(tǒng)的功率譜密度(PSD)因此,為了讓帶寬之外的功率譜密度下降得更快，需要對(duì)OFDM符號(hào)進(jìn)行“加窗”處理(Windowing)。對(duì)OFDM符號(hào)“加窗”意味著令符號(hào)周期邊緣的幅度值逐漸過渡到零。通常采用的窗類型就是升余弦函數(shù)，其定義如下：0≤t≤βTs

βTs≤t≤Ts

Ts≤t≤(1+β)Ts

(2-128)其中，β為滾降因子，Ts表示加窗前的符號(hào)長(zhǎng)度，而加窗后符號(hào)的長(zhǎng)度應(yīng)該為(1+β)Ts，從而允許在相鄰符號(hào)之間存在有相互重疊的區(qū)域。經(jīng)過加窗處理的OFDM符號(hào)見圖2-74。圖2-74經(jīng)過加窗處理后的OFDM符號(hào)示意圖圖2-758PSK和16QAM調(diào)制星座分布圖

(a)8PSK的星座分布圖;(b)16QAM的星座分布圖

2.OFDM信號(hào)的特征與性能

1)OFDM信號(hào)峰值功率與平均功率比與單載波系統(tǒng)相比，由于OFDM符號(hào)是由多個(gè)獨(dú)立的經(jīng)過調(diào)制的子載波信號(hào)相加而成的，這樣的合成信號(hào)就有可能產(chǎn)生比較大的峰值功率(PeakPower)，由此會(huì)帶來較大的峰值平均功率比(Peak-to-AverageRatio)，簡(jiǎn)稱峰均比(PAR)。峰均比可以被定義為(2-129)圖2-764比特碼字的OFDM符號(hào)包絡(luò)功率值圖2-773比特?cái)?shù)據(jù)符號(hào)(000到111)的包絡(luò)功率

2)OFDM系統(tǒng)中的同步問題在單載波系統(tǒng)中，載波頻率的偏移只會(huì)對(duì)接收信號(hào)造成一定的幅度衰減和相位旋轉(zhuǎn)。而對(duì)于多載波系統(tǒng)來說，載波頻率的偏移會(huì)導(dǎo)致子信道之間產(chǎn)生干擾。除了要求嚴(yán)格的載波同步外，OFDM系統(tǒng)中還要求樣值同步（發(fā)送端和接收端的抽樣頻率一致）和符號(hào)同步（IFFT和FFT的起止時(shí)刻一致）。圖2-78中說明了OFDM系統(tǒng)中的同步要求，并且大概給出各種同步在系統(tǒng)中所處的位置。圖2-78OFDM系統(tǒng)內(nèi)的同步示意圖

3)OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)無線通信系統(tǒng)的性能主要受到無線信道的制約。無線信道具有很大的隨機(jī)性，導(dǎo)致接收信號(hào)的幅度、相位和頻率失真，這些問題對(duì)接收機(jī)的設(shè)計(jì)提出了很大的挑戰(zhàn)。而在接收機(jī)中，信道估計(jì)器是一個(gè)很重要的組成部分。如果我們能夠知道無線信道的確切特征，將能很好地恢復(fù)接收信號(hào)，改善系統(tǒng)的性能。信道估計(jì)可以定義為描述物理信道對(duì)輸入信號(hào)的影響而進(jìn)行定性研究的過程。如果信道是線性的話，那么信道估計(jì)就是對(duì)系統(tǒng)沖激響應(yīng)進(jìn)行估計(jì)。需要強(qiáng)調(diào)的是，所謂信道估計(jì)，就是信道對(duì)輸入信號(hào)影響的一種數(shù)學(xué)表示。而“好”的信道估計(jì)就是使得某種估計(jì)誤差最小化的估計(jì)算法。如圖2-79所示.圖2-79一般信道估計(jì)的過程基于訓(xùn)練序列的信道估計(jì)方法的基本思想就是利用發(fā)端和收端都已知的序列進(jìn)行信道估計(jì)?；谟?xùn)練序列的信道估計(jì)方法大致可以分為兩類：一類是在頻域內(nèi)進(jìn)行信道估計(jì)，另一類是在時(shí)域內(nèi)進(jìn)行估計(jì)。根據(jù)OFDM的基本構(gòu)成，可以在時(shí)域和頻域內(nèi)進(jìn)行導(dǎo)頻的插入。典型的導(dǎo)頻插入形式有塊狀導(dǎo)頻和梳狀導(dǎo)頻，它們分別對(duì)應(yīng)慢衰落和快衰落的信道情況。塊狀導(dǎo)頻的插入方法如圖2-80所示，塊狀導(dǎo)頻周期性地在時(shí)域內(nèi)插入特定的OFDM符號(hào)“·”在信道中傳輸。這種導(dǎo)頻的插入方式適用于慢衰落的無線信道中，即在一個(gè)OFDM塊中，信道視為準(zhǔn)靜止的。因?yàn)檫@種訓(xùn)練序列包括所有的子載波，不需要在接收端進(jìn)行頻域內(nèi)的插值，所以這種導(dǎo)頻的設(shè)計(jì)方案對(duì)頻率選擇性不是很敏感。梳狀導(dǎo)頻的插入方法如圖2-81所示，梳狀導(dǎo)頻均勻分布于每個(gè)OFDM塊中。圖2-80塊狀導(dǎo)頻下的OFDM符號(hào)結(jié)構(gòu)圖2-81梳狀導(dǎo)頻下的OFDM符號(hào)結(jié)構(gòu)圖2-82混合導(dǎo)頻下的OFDM符號(hào)結(jié)構(gòu)假設(shè)兩種導(dǎo)頻方式的導(dǎo)頻載荷相同，梳狀導(dǎo)頻有更高的重傳率，因此梳狀導(dǎo)頻在快衰落信道下估計(jì)的效果更好。但是在梳狀導(dǎo)頻的情況下，非導(dǎo)頻子載波上的信道特性只有根據(jù)對(duì)導(dǎo)頻子載波上的信道特性的插值才能得到，因此這種導(dǎo)頻方式對(duì)頻率選擇性衰落比較敏感。為了有效對(duì)抗頻率選擇性衰落，子載波間隔要求比信道的相干帶寬小很多。除了上述基本的插入方法外，還可以采用混合導(dǎo)頻方法，如圖2-82所示。為對(duì)付時(shí)間選擇性和頻率選擇性衰落，要求導(dǎo)頻的頻率間隔和時(shí)間間隔滿足下列要求：(2-130)(2-131)

2.6.3正交頻分復(fù)用(OFDM)調(diào)制的應(yīng)用

1.OFDM基本參數(shù)的選擇

OFDM的基本參數(shù)有：帶寬(Bandwidth)、比特率(BitRate)及保護(hù)間隔(GuardInterval)。這些參數(shù)的選擇需要在多項(xiàng)要求中進(jìn)行折中考慮。按照慣例，保護(hù)間隔的時(shí)間長(zhǎng)度應(yīng)該為應(yīng)用移動(dòng)環(huán)境信道的時(shí)延擴(kuò)展均方根值的2～4倍。下面通過一個(gè)實(shí)例，來說明如何確定OFDM系統(tǒng)的參數(shù)，要求設(shè)計(jì)系統(tǒng)滿足如下條件：

·比特率25Mb／s·可容忍的時(shí)延擴(kuò)展200ns·帶寬<18MHz

2.OFDM在無線局域網(wǎng)中的應(yīng)用在美國(guó)的IEEE802.11a/g和歐洲ETSI的HiperLAN／2中，均采用了OFDM技術(shù)。IEEE802.11a工作在5GHz頻帶，IEEE802.11g工作在2.4GHz頻帶，它們采用OFDM調(diào)制技術(shù)，速率可達(dá)54Mb／s。

HiperLAN／2物理層應(yīng)用了OFDM和鏈路自適應(yīng)技術(shù)，媒體接入控制(MAC，MediaAccessContro1)層采用面向連接、集中資源控制的TDMA／TDD方式和無線ATM技術(shù)，最高速率達(dá)54Mb／s，實(shí)際應(yīng)用最低也能保持在20Mb／s左右。這里主要討論IEEE802.11a的物理層。在IEEE802.11a中采用了兩種OFDM的符號(hào)格式，如圖2-83所示。每一種格式都進(jìn)行了加窗處理。其窗函數(shù)的表達(dá)式為(-TTR/2<t<TTR/2)(TTR/2≤t<T-TTR/2)(T-TTR/2≤t<T+TTR/2)(2-132)式中TTR約為100ns。在圖2-83(b)中，將兩個(gè)OFDM的符號(hào)合成一個(gè)長(zhǎng)的符號(hào)，其保護(hù)間隔是正長(zhǎng)符號(hào)的兩倍，在數(shù)據(jù)部分將兩個(gè)OFDM符號(hào)中的數(shù)據(jù)部分直接連在一起傳輸。該長(zhǎng)符號(hào)主要用于信道估計(jì)和頻率的細(xì)同步。圖2-83IEEE802.11a中兩種OFDM的符號(hào)格式

(a)單符號(hào)格式；(b)長(zhǎng)符號(hào)格式

IEEE802.11a中物理層的傳輸格式如圖2-84所示。OFDM的前導(dǎo)訓(xùn)練序列(PreambleTrainingSymbol)包括10個(gè)短訓(xùn)練序列（ShortTrainingSymbol）(t1到t10)，2個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列(LongTrainingSymbol)（T1和T2）。前導(dǎo)訓(xùn)練序列用來作系統(tǒng)的同步、信道估計(jì)、頻差估計(jì)、自動(dòng)增益控制(AGC)等，其中t1到t7用于信號(hào)檢測(cè)、自動(dòng)增益控制(AGC)和分集選擇；t8到t10用于粗頻差估計(jì)和定時(shí)同步；

T1到T2用于信道估計(jì)和細(xì)頻差估計(jì)。前導(dǎo)訓(xùn)練序列后面是信令段，信令段用于指示后面數(shù)據(jù)域的傳輸速率和傳輸長(zhǎng)度。最后面是數(shù)據(jù)(Data)域，數(shù)據(jù)域中的第一個(gè)OFDM符號(hào)中包括業(yè)務(wù)類型域和數(shù)據(jù)。物理層的具體參數(shù)如表2-10所示,所采用的調(diào)制方式如表2-11所示。前導(dǎo)訓(xùn)練序列和信令段采用固定編碼率為1/2的編碼、BPSK符號(hào)調(diào)制。數(shù)據(jù)域根據(jù)信道情況可選擇不同的調(diào)制方式。圖2-84IEEE802.11a中物理層的傳輸格式表2-10IEEE802.11a中物理參數(shù)表2-11IEEE802.11a中的調(diào)制方式OFDM信號(hào)的具體表達(dá)式為式中,Re{}表示取實(shí)部，fc為射頻載波頻率，r(t)為基帶信號(hào)。下面主要討論基帶信號(hào)的表達(dá)式。如圖2-84所示，一個(gè)完整的OFDM分組如下式所示，它分別由前導(dǎo)序列、信令段和數(shù)據(jù)段組成：rPACKET(t)=rPREAMBLE(t)+rSIGNAL(t-tSIGNAL)+rDATA(t-tDATA)（2-133）每一部分的基帶數(shù)據(jù)可以表示為（式中的參數(shù)如表2-