檢測系統(tǒng)電子電路基礎(chǔ) 課件【ch08】AD轉(zhuǎn)化器

檢測系統(tǒng)電子電路基礎(chǔ)A/D轉(zhuǎn)換器第八章新工科建設(shè)電子信息類精品教材01概述A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換的原理人們常常用天平測量某物體質(zhì)量的過程去比擬逐次逼近技術(shù)，在這里，假設(shè)砝碼的質(zhì)量分檔是按2"g劃分的。砝碼按二進制碼編碼如圖8-1所示。稱量邏輯操作過程如表8-1所示，完成6步操作之后，得出被稱物體的質(zhì)量為概述02逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換的原理由于砝碼的質(zhì)量分檔恰好按二進制權(quán)分布，因此，可以用二進制碼011011來代替碼計數(shù)逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換的原理逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)框圖如圖8-2所示。假設(shè)D/A轉(zhuǎn)換器的傳遞特性為逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換的原理第一次試探。在時鐘驅(qū)動下，環(huán)形計數(shù)器對數(shù)據(jù)存器的最高有效位(MSB)加碼，建立100··0碼。幾乎與此同時，D/A轉(zhuǎn)換器即把它轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的模擬電壓V=1/2V，反饋到比較器的比較端。經(jīng)短時間間隔(一般為T/2或者17后，去碼/留碼電路對比較的結(jié)果做出去碼或留碼的判斷與操作。如果7V，那么應(yīng)留碼;如果V<V，那么應(yīng)去碼。第二次試探。在第二個時鐘脈沖驅(qū)動下，環(huán)形計數(shù)器《移位寄存器)右移1位，并使數(shù)據(jù)寄存器次高位加碼，建立X100··0碼，此碼的最高位X是1還是0，取決于前一次試探結(jié)果是K還是V<V第二次試探D/A轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的量化電壓V可能是3/4V(對應(yīng)>1/2V。試探碼為1100··0)，或者是1/4(對應(yīng)<1/2Y，試探碼為0100...0)。同樣在T2或者17之后對V和V比較結(jié)果做出判斷與去碼/留碼操作。如果VV，那么次高位留碼;如果VV，那么次高位去碼。第三次試探。類似于第一次和第二次試探，所不同的是加碼和去碼/留碼邏輯發(fā)生在數(shù)據(jù)寄存器的第三高位上。逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換的原理逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換的結(jié)果可以從數(shù)據(jù)寄存器的并行輸出端上取得在完成最低位比較邏輯之后，由邏輯電路發(fā)出一個鎖存信號，將此數(shù)據(jù)并行送入輸出數(shù)據(jù)鎖存器中，以供后續(xù)的計算機系統(tǒng)或顯示系統(tǒng)取用。另外，它也可以以審行的方式向外發(fā)送數(shù)據(jù)。因為各次去碼/留碼判別后的邏輯電平信號正好對應(yīng)著輸出數(shù)據(jù)由高到低的各位數(shù)碼(見表8-2)，所以由此輸出的申行碼也可供后續(xù)系統(tǒng)使用A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換的原理圖8-2所示的逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器中可能存在1LSB的最大量化誤差它的傳遞特性如圖8-4(a所示，當輸入相對電壓V/V略小于1/2時，理應(yīng)得出000-·01的輸出數(shù)據(jù)可是由于對最后一位加碼后比較結(jié)果是去碼，所以實際得出的輸出數(shù)據(jù)是000···00造成了接近于-1LSB的誤差。如果改變逐次逼近邏輯，如將試探碼改為0111-.1-x011.1-xx01-xxx0方式那么還有可能得到圖8-4(b)所示的包含+1LSB最大量化誤差的傳遞特性A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換的原理為了減小量化誤差的影響，可以在逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器電路中增加1/2LSB偏置電路，使圖8-4(a)特性左移半格(1/2LSB)，實現(xiàn)這種左移偏置的電路如圖8-5(a)所示。此時，暫且不考慮圖中R支路，只看R支路的作用。由圖8-5可知，V經(jīng)R-2048R加在A的同相端，相當于在輸入端疊加了一個固定電壓(F/2"R)R=V2"它相當于1/2LSB。如果V=V/2”那么兩者的疊加就等于V;/2，這樣就可使最后一次去碼/留碼操作按留碼處理，得出輸出數(shù)據(jù)為0000000001的結(jié)果這就是特性左移了半格的解釋，如圖8-5(b)所示。左移了1/2LSB的這種A/D轉(zhuǎn)換器，其量化誤差不大于1/2LSB，如果A/D轉(zhuǎn)換器的特性是圖8-4(b)所示的類型，那么減小量化誤差的措施應(yīng)改為使特性右移1/2LSB。A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換的原理如果在逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器電路中加入半量程偏置，如圖8-5(a)中的R;支路，那么傳遞特性將左移1/2LSB，如圖8-5(c)所示，使AD轉(zhuǎn)換器變成可接收雙極性電壓輸入的電路由圖可知，當逐次逼近到最后一位之后，比較器A的同相端電位已接近于0。若不考慮R支路的1/2LSB偏置的作用，則逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器根據(jù)R-R-R-Rs/2=R-10kQ，可得A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換的原理逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器因此，輸出數(shù)據(jù)對應(yīng)偏置二進制碼，當輸入電壓V=0時，輸出數(shù)據(jù)ddd;d=100·0;當輸入電壓V=-V/2時輸出數(shù)據(jù)ddd;d-000·0當輸入電壓V=V/2-V/1024時輸出數(shù)據(jù)didad;dio-111··1。所以這種A/D轉(zhuǎn)換器的量程為V/2，分辨率仍為(1/21V。A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換的原理值得指出的是，在逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換過程中，輸入電壓不應(yīng)有脈動變化，否則有可能出現(xiàn)嚴重超差。以表8-2和圖8-3轉(zhuǎn)換過程為例，假設(shè)在第一次試探碼過程中受到了干擾而使輸入電壓暫時下降到5.12V以下，導(dǎo)致了去碼的操作。此后，即使輸入電壓恢復(fù)到8.30V，輸出數(shù)據(jù)也頂多只能達到01111111，即以后的各次試探比較結(jié)果均為留碼。它所對應(yīng)的輸入電壓為5.08V。這種現(xiàn)象也說明了逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換易受干擾影響。為了防止發(fā)生上述的這種差錯，一般在逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器之前加接一個采樣/保持器，以保證在AD轉(zhuǎn)換進行期間，輸入電壓不變化。逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器ADC0801~0805型8位CMOS單片集成化逐次通近式A/D轉(zhuǎn)換器該集成A/D轉(zhuǎn)換器是美國NationalSemiconductor公司的產(chǎn)品，國內(nèi)同類產(chǎn)品為5G0801。它是當代最流行的中速廉價型A/D轉(zhuǎn)換器的品種之一。它的芯片內(nèi)設(shè)有三態(tài)輸出數(shù)據(jù)鎖存器，與微機系統(tǒng)兼容;輸入方式為單通道，轉(zhuǎn)換時間約為100s;精度最高的是ADCO801，非線性誤差為t1/4LSB;精度最差的是ADC0804和ADCO805，非線性誤差為+1LSB;電源電壓為單電源+5V。同類產(chǎn)品還有ADC1001型10位A/D轉(zhuǎn)換器。ADC0801~0805的典型外部接線圖如圖8-6所示被轉(zhuǎn)換的電壓信號從7(+)和-)兩端輸入，允許此信號是差動的或者不共地的電壓信號模擬地“一”與數(shù)字地“一”分別設(shè)置引入端，以便滿足數(shù)字電路的地電流不影響模擬信號回路的要求，防止產(chǎn)生寄生耦合造成的干擾。電路要求的+5V單電源從VCC端引入。參考電壓VReF/2可以由外部電路供給，從“VrF/2”端直接輸入。A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器ADC0808/0809型8位CMOS單片集成化逐次通近式AD轉(zhuǎn)換器該逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器是美國NationalSemiconductor公司的產(chǎn)品。ADC0808/0809的內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖8-8所示。片內(nèi)設(shè)置了一個八選一多路模擬開關(guān)，在通道地址鎖存與譯碼器的支持下，可分時采集8路中任一路模擬量輸入，在圖8-8中的右部是三態(tài)輸出數(shù)據(jù)鎖存器，它使這種A/D轉(zhuǎn)換器可直接與多種uC系統(tǒng)的總線接口。芯片的核心部分是8位逐次通近式A/D轉(zhuǎn)換器它同樣由電壓比較器、D/A轉(zhuǎn)換器和SAR組成。D/A轉(zhuǎn)換器電路采用了256R(2R)電阻分壓器和樹狀CMOS模擬開關(guān)陣列譯碼器的方案(見第7章第7.2節(jié)。雖然電阻和開關(guān)數(shù)量很多，但因功耗極微，仍只占用很小的芯片面積。電壓比較器和SAR等電路均屬CMOS電路，在單電源+5V支持下，消耗的電流僅為3mA(功耗為15mw)。A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器ADC0801~0805型8位CMOS單片集成化逐次通近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器如果進行比值測量，那么傳感器的供電應(yīng)該與參考電壓源相統(tǒng)一，這樣可消除由于參考電壓源誤差帶來的影響。ADC0808/0809可與多種微機系統(tǒng)接口。圖8-10所示為ADC0808與單片機系統(tǒng)的典型接法。當單片機系統(tǒng)要求ADC0808對某模擬通道進行一次A/D轉(zhuǎn)換時，地址總線上應(yīng)出現(xiàn)該A/D轉(zhuǎn)換端口地址和模擬通道代碼。這時由端口地址譯碼器輸出低電平，使G門開放在接到WR命令后，ADC0808隨即開始接通對應(yīng)摸擬通道(由通道代碼CBA決定)啟動AD轉(zhuǎn)換。經(jīng)過大約70個CLK脈沖周期之后，EOC端出現(xiàn)高電平，這就表示轉(zhuǎn)換已經(jīng)結(jié)束。EOC輸出可經(jīng)過一個反相器變成單片機要求的中斷請求信號INT，以便用中斷方式傳輸數(shù)據(jù)ADC0808/0809數(shù)據(jù)輸出端上要出現(xiàn)數(shù)據(jù)，需要在OE端(引腳9)上外一高電平。A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器與ADC0808/0809同屬一類的還有ADC0816/0817。后者與前者的差別僅在于模擬量輸入通道數(shù)由8個增加到16個，引腳數(shù)量相應(yīng)增加到40個，原理與性能方面兩者基本相同。另一種典型的集成化逐次通近式A/D轉(zhuǎn)換器是AD574A。這是美國AnaogDevices公司生產(chǎn)的一種高速12位AD轉(zhuǎn)換器，廣泛用于微機控制的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)和智能儀器中。A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器AD574A內(nèi)部電路組成框圖如圖8-11所示。它由兩片雙極型器件集成電路組成采用28腳雙列直插式標準封裝。電路中的D/A轉(zhuǎn)換器部分引用了該公司的AD565A型高速12位單片集成D/A轉(zhuǎn)換器成品，并增加了高精度的內(nèi)部參考電壓源和必要的內(nèi)部電阻。由于AD565A采用了先進的薄膜電阻制造工藝，成品的電阻比值精度高，溫度跟蹤性能好，使A/D轉(zhuǎn)換器的精度在全溫度范圍內(nèi)(民品級0~+70C、軍品級-55~+125C)達到了1/2LSB或+ILSB的水平另一個芯片包括高性能電壓比較器和全部數(shù)字邏輯電路。A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器由圖8-11可知，由于電壓比較器輸入電路接有可改變量程的電阻(Sk2或者5k2+5k2)和雙極性偏置電阻(10k2)因此，AD574A的輸入模擬電壓量程有0~+10V、0~+20V、-5~+5V及-10~+10V4種量程。在單極性電壓輸入時，輸出為原碼，在雙極性電壓輸入時，輸出為偏置二進制碼。AD574A輸入電路與參考電壓源電路的外部接法如圖8-12所示。其中圖8-12(a)對應(yīng)單極性輸入的情況，圖8-12(b)對應(yīng)雙極性輸入的情況，無論是+5V量程還是+0V量程偏置電流均為1mA，滿足半量程偏置的要求。值得指出的是，AD574A模擬輸入口等效電陽只有數(shù)千歐量級，輸入電壓達到滿量程時，輸入電流為2mA。如果在信號源內(nèi)阻較高或者負載能力較差的情況下，那么應(yīng)考慮它的影響問題，必要時應(yīng)增加輸入緩沖放大器。A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器ADC0801~0805型8位CMOS單片集成化逐次通近式A/D轉(zhuǎn)換器邏輯控制電路和三態(tài)輸出數(shù)據(jù)鎖存器部分能滿足與微機總線系統(tǒng)相接的要求。通過對CE、CS、R/C、12/8、4端的控制，可實現(xiàn)對AD574A的轉(zhuǎn)換啟停、轉(zhuǎn)換位數(shù)、數(shù)據(jù)讀出方式的控制。AD574A的邏輯控制真值表如表8-3所示其中CE和CS是芯選控制只有當CE=1和CS0同時滿足時，才能對ADS74A進行啟動、數(shù)據(jù)讀出的操作。R/C是工作狀態(tài)控制端，R/C=0為啟動轉(zhuǎn)換命令，R/C=1為數(shù)據(jù)讀出命令。12/8是讀出數(shù)據(jù)字長控制，一般由硬布線確定。12/8接+5V，輸出數(shù)據(jù)按一次讀出12位方式輸出:12/8接0V，則分高、低字節(jié)兩次讀出(數(shù)據(jù)有效位仍為12位)，并接收A(可以接最低位地址線)若A0則DBDB輸出高8位數(shù)據(jù)若4=1則DB,~DB輸出低4位數(shù)據(jù)DB~DB星高阻態(tài)另外在控制A/D轉(zhuǎn)換啟動(R/C-0)時，A還起到控制轉(zhuǎn)換位數(shù)的作用。A-0，啟動12位轉(zhuǎn)換:A-1，啟動8位轉(zhuǎn)換。啟動8位轉(zhuǎn)換自然就降低了A/D轉(zhuǎn)換的分辨率，A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器ADC0801~0805型8位CMOS單片集成化逐次通近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器ADC0801~0805型8位CMOS單片集成化逐次通近式A/D轉(zhuǎn)換器AD574A與8031微機系統(tǒng)的典型接法如圖8-13所示。此時AD574A可當作一般的并行I/0接口來處理8031微機系統(tǒng)向AD574A發(fā)送一個虛擬的數(shù)據(jù)，使CS=0CE=l、A=R/C=1，啟動A/D轉(zhuǎn)換。STS送出的下跳沿作為8031的一個外部中斷INT，表明A/D轉(zhuǎn)換結(jié)束，允許采集數(shù)據(jù)，通過P口分兩次讀取高8位和低4位數(shù)據(jù)。03雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器03雙積分式A/D轉(zhuǎn)換的原理與特性第一階段7，模擬開關(guān)S導(dǎo)通，其余各模擬開關(guān)斷開，此階段可稱為對輸入電壓積分采樣的階段。通常，在進入此階段之前，積分器的輸出已被復(fù)零。所以，當輸入電壓以為正時，積分器輸出向負漸增:當輸入7為負時，積分器輸出向正漸增。雙積分器輸出電壓波形如圖8-15所示。積分器輸出電壓的變化速率與輸入電壓成正比:A/D轉(zhuǎn)換器03雙積分式A/D轉(zhuǎn)換的原理與特性第二階段7:(T2-t)，模擬開關(guān)S或S導(dǎo)通，其余開關(guān)斷開。此階可稱為對參考電壓的回積階段。如果采樣階段萬中V0，那么階S導(dǎo)通S斷開，使積分器之輸出從一開始的-VT/RC回積到0。反之，如果萬階段中V<0，那么萬階段S;導(dǎo)通、S斷開使積分器之輸出從一開始的+網(wǎng)T/RC回積到0。在T階段的波形如圖8-15所示。由于階段積分器對固定的參考電壓積分，所以Vn的斜率不變。根據(jù)回積過程，T階段的時間長度取決于:A/D轉(zhuǎn)換器03雙積分式A/D轉(zhuǎn)換的原理與特性第三階段T，模擬開關(guān)S和S導(dǎo)通，其余斷開。此階段可稱為復(fù)零與準備階段。這是個輔助階段，它要為本次轉(zhuǎn)換做結(jié)束工作，為下次轉(zhuǎn)換做好準備工作。在此期間，邏輯控制電路將進行一系列邏輯操作。例如，從工結(jié)束瞬時開始，可能需要暫時休止控制門的開放，把計數(shù)器所累計的數(shù)N送到數(shù)據(jù)鎖存器寄存，以供顯示或數(shù)據(jù)輸出;N被鎖存之后計數(shù)器要復(fù)零，以便為下一次轉(zhuǎn)換做好準備:控制S和S導(dǎo)通，積分器被充分放電而復(fù)零等。具有自動復(fù)零功能的雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器中，還在這一階段中安排儲存運算放大器失調(diào)與誤差電壓。A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器另一種辦法是更換積分器輸入電路。它被使用在MC14433型3-字位單片集成雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器中。如圖8-17(a)所示，在極性判別電路對模擬開關(guān)的控制下，當輸入電壓V0時，采樣階段S2、S4導(dǎo)通，S、SS斷開，從積分器同相端輸入，回積階段S、S導(dǎo)通，積分器的輸出電樂波形如圖8-17()所示，圖8-17中的積分器輸出電壓有兩次突跳(0-A和BC)以用運算放大器的虛短性質(zhì)解釋，它的正常積分區(qū)段AB與反相端輸入積分器的輸出關(guān)系相似當輸入電壓V0時，采樣階段SS導(dǎo)通SSS開。積階段S、S導(dǎo)通SSS新開，工作原理與圖8-14一致，積分器輸出電壓波形如圖8-17(c)所示。不難理解，若極性不同但幅值一樣，則AB//0C//OE(階段VN斜率一樣)與T對應(yīng)的轉(zhuǎn)換結(jié)果亦必相同，實現(xiàn)了與飛極性無關(guān)的轉(zhuǎn)換。A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器的一個重要特性是組成電路中需要的精密元器件數(shù)量很少。在推導(dǎo)式(8-5)和式(8-6)過程中可以得知，無論是積分器電阻R和電容C，還是時鐘頻率，都被約掉，最終的結(jié)果都與它們無關(guān)。這就是說，只要在一次轉(zhuǎn)換的短時間過程中，它們沒有變化，就不會對轉(zhuǎn)換結(jié)果發(fā)生影響。雖然雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換速率比較低，如2~3次/，但在不到1s的時間內(nèi)，要求R、C，以及保持不變，是不難做到的。即使用最普通的金屬膜電阻和滌綸電容等元器件，也可以實現(xiàn)0.01%~0.1%的轉(zhuǎn)換精度。至于電路中的運算放大器和電壓比較器的失調(diào)、漂移影響，通常可采用電容記憶動態(tài)校零或者寄存器記憶數(shù)字校零的補償辦法，將它抑制到很低的程度，從集成電路制造工藝上考慮，這種電路也易于實現(xiàn)CMOS單片集成化，生產(chǎn)出性價比很高的單片集成A/D轉(zhuǎn)換器。雙積分式A/D轉(zhuǎn)換的特性與參數(shù)選擇A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器在實際電路中，時鐘頻率往往由多諧振蕩器或石英晶體振蕩器產(chǎn)生，由它所產(chǎn)生的時鐘頻率住往不能嚴格地保持萬與工頻周期的整數(shù)倍比值關(guān)系，這就會降低對工頻交流干擾的抑制能力。如果對抑制工頻干擾有更高的要求，那么一般可采用以下兩種技術(shù)。一種是過零同步觸發(fā)。仔細比較圖8-18(a)和8-18(b)可知，如果工頻周期有變化，末的積分終值(A點電壓)受交流分量的影響，那么8-18(a)的情況就比8-18(b)的情況影響要小些其理由是圖8-18(a)中的正弦分量的積分是余弦值，4點附近dV/dt0而圖8-18(b)中的余弦分量的積分是正弦值4點附近dV/dt為最大，對終值的影響較大。因此，可以用交流干擾信號越零瞬時產(chǎn)生一個觸發(fā)脈沖去啟動雙積分式A/D轉(zhuǎn)換的辦法實現(xiàn)圖8-18(a)的轉(zhuǎn)換方案另一種是采用倍頻電路由鎖相倍頻器產(chǎn)生50Hz整數(shù)倍的時鐘頻率提供給雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器。鎖相環(huán)路能自動跟蹤工頻交流的頻率，即使工頻有變化，也能精確地實現(xiàn)T與工頻周期呈整數(shù)倍的關(guān)系。雙積分式A/D轉(zhuǎn)換的特性與參數(shù)選擇A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器對集成化雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器來說，積分電阻R和積分電容CT往往是外接元器件，其數(shù)值也需要按具體的工作條件計算確定。導(dǎo)出計算公式的基本原則是充分利用積分放大器的線性動態(tài)范圍。即在滿量程輸入Vmx時，使積分放大器的輸出達到可利用的線性區(qū)的限值VNTx。例如，對應(yīng)圖8-15特性的A/D轉(zhuǎn)換電路來說，應(yīng)滿足下列關(guān)系:雙積分式A/D轉(zhuǎn)換的特性與參數(shù)選擇A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器@ICL7106/7107/7126(美國Intersil公司產(chǎn)品)這是一族3-字位單片CMOS集成雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器，其輸出方式為靜態(tài)七段碼，可直接驅(qū)動液晶顯示器或LED數(shù)碼管，很適合組成各類單板式數(shù)字儀表和袖珍式數(shù)字儀表。它能自動極性轉(zhuǎn)換，只要求單參考電壓源，滿量程輸入為-200~+200mV。芯片內(nèi)采取了自動校零措施，可保證長期零點穩(wěn)定。相同產(chǎn)品有TSC7106/7107/7126(美國Teledyne公司產(chǎn)品)。集成化雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器@MC14433(美國Motorola公司產(chǎn)品)這也是一種3-字位單片CMOS集成雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器。其輸出方式為BCD碼動態(tài)掃描輸出，它既可用于組成數(shù)字儀表，又可方便地與微機系統(tǒng)接口，芯片內(nèi)采取了模擬與數(shù)字自動校零技術(shù)，可保證長期零點穩(wěn)定。它同樣能自動極性轉(zhuǎn)換A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器ICL7109(美國Intersil公司產(chǎn)品)。它的基本電路與性能類同于ICL7106系列。它的輸出數(shù)據(jù)改為12位二進制碼加符號位和過量程標志位，且具有三態(tài)輸出特性，可很方便地與微機系統(tǒng)接口。其內(nèi)部設(shè)有參考電壓源，提供穩(wěn)定的2.8V電壓(可外接電位器來調(diào)整到要求值)，最高轉(zhuǎn)換速率為30次/s。集成化雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器GICL7135(美國Intersil公司產(chǎn)品)。它是一種4-字位BCD碼動態(tài)掃描輸出的單片集成雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器。滿量程輸入為-2~+2V，自動轉(zhuǎn)換極性，只要求單參考電壓源，自動校零同類產(chǎn)品有5G7135(上海無線電五廠產(chǎn)品)。AD7550/7552/7555(美國AnalogDevices公司產(chǎn)品)它以四斜積分式(雙積分原理的改進)工作原理為基礎(chǔ)。其中AD7550以13位2補碼方式輸出AD7552以12位二進制碼加符號位方式輸出。這兩種型號適合與計算機系統(tǒng)接口。A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器自校零階段。S和S導(dǎo)通，其余斷開自校零階段等效電路圖如圖8-20所示圖中AAV、A代表3個運算放大器AA和A的調(diào)與漂移之綜合偏差。在這里C和CN儲存了失調(diào)誤差的補償電壓。這兩個電壓將在后面的工作階段中起抵消運算放大器失調(diào)誤差的作用。自動校零的實質(zhì)就是這種補償作用。A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器積分器回零階段。S與S導(dǎo)通，其余斷開，積分器回零階段等效電路如圖8-22所示這個大閉環(huán)回路是個深度負反饋回路。它使積分電容CNT迅速放電復(fù)零。其實，在正常工作狀態(tài)下，即使不設(shè)置此階段也沒有關(guān)系。因為回積結(jié)束時，積分器輸出已經(jīng)回到了零點。但是，當輪入過量程時，邏輯控制系統(tǒng)會迫使回積階段在計數(shù)器計滿20001個時鐘脈沖時結(jié)束。當然，此時積分器輸出可能遠偏離于馨點。A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器ICL7135的數(shù)字部分電路結(jié)構(gòu)如圖8-23所示。就它的邏輯功能來說，與前面所討論過的雙積分式A/D轉(zhuǎn)換邏輯控制系統(tǒng)相對照，并沒有很大的區(qū)別。其中主要的職能包括:判別回積階段比較器跳變的過零檢測:自動極性判別;各模擬開關(guān)的定時邏輯控制;鎖存信號形成等。為了減少引線數(shù)量，ICL7135采用動態(tài)字位掃描BCD碼輸出的方式，也就是說，萬、千、百、十、個各字位的BCD碼輪流地在B、B、BB端上出現(xiàn)，并在DD各端上同步出現(xiàn)字位選通脈沖，這就要求電路中增設(shè)一組數(shù)字多路選通開關(guān)電路，使各對應(yīng)字位的鎖存器輸出數(shù)據(jù)分時選通BB、BB各端，并將五路分配器的輸出作為字位同步信號D~D。每個字位占200個時鐘周期所1000/=125Hz。另外，ICL7135還設(shè)置了一些起輔助邏輯作用的電路，如以，數(shù)據(jù)刷新速率為過量程與欠量程判別電路、串行字位同步脈沖形成電路、啟/停控制電路等，使A/D轉(zhuǎn)換器能滿足更實用的要求，還可以簡化外部電路的設(shè)計。A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器ICL7135單片集成A/D轉(zhuǎn)換器采用28腳雙列直插式封裝ICL7135的引腳排列如圖8-24所示，所用的引出端代號仍按原產(chǎn)品所示的說明ICL7135的電源采用雙電源+5V、-5V(極限值+6V.6V)，分別由引腳11和引腳1引入。電源的公共端接至DGND(引腳24)。將所有的模擬信號地與AGND(引腳3)相連接，并用一根連線與DGND相接。采用模擬地與數(shù)字地分開，并以-點相通，可避免由于連接線的寄生耦合作用引起誤差或者跳字。參考電壓隊正端從引腳2引入負端接AGND。參考電壓儲存電容C;一般選取1F，接在引腳7、引腳8兩端。差動輸入模擬信號從引腳9、引腳10引入。如果允許模擬信號源的公共端與A/D轉(zhuǎn)換器電源公共端相通，那么此端可與AGND相接積分電阻RT、積分電容CT及校零電壓存儲電容CA的接法應(yīng)滿足圖8-19的電路組成要求。系統(tǒng)所需要的時鐘信號從引腳22輸入，如果確定采樣階段T-80ms，那么=125kHz，以滿足對50H工干信號有較大的抑制能力的要求(注意:美國市電頻率是60Hz，為保證T-83.33ms，可選/=120kHz)集成化雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器集成化雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)輸出電路的接法可以有多種形式。這里僅以一種4-字位單量程數(shù)字電壓表(單板表)電路為例說明它的組成法。4-字位單量程數(shù)字電壓表的主要組成電路如圖8-26所示。ICL7135的BBa、BB各端送出的BCD碼經(jīng)過7447BCD碼/七段碼譯碼器轉(zhuǎn)換成控制共陽極LED數(shù)碼管發(fā)光的信號。這5個數(shù)字管的各對應(yīng)筆段(發(fā)光二極管的陰極)皆并聯(lián)相接，也就是說，集成化雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器除了以上這些主要的輸入、輸出端，ICL7135還設(shè)置了過量程信號輸出端OR(引腳27)和欠量程信號輸出端UR(引腳28)有這兩個信號的輸出可以更方便地組成自動量程控制電路，使數(shù)字電壓表的自動化程度更高。當量程合適時，即顯示數(shù)在1800與20000之間，OR端和UR端均輸出不變化的0電平。當輸入模擬量超過或者低于合適量程時，即220000或者<1800時OR端或者UR端就會出現(xiàn)圖8-27(a)或圖8-27(b)所示的波形。在過量程情況下，還同時發(fā)生顯示數(shù)自動閃光報警的情況。BUSY端(引腳21)輸出與INT+DE兩階段等時寬的正脈沖信號，它不僅表示轉(zhuǎn)換系統(tǒng)正處于工作階段，而且還可以看作以脈沖寬度表示的轉(zhuǎn)換結(jié)果，便于遠距離傳輸。R端(引腳25為自動轉(zhuǎn)換/停頓控制，懸空狀態(tài)電路自行產(chǎn)生1電平，按自動轉(zhuǎn)換方式工作。R萬端外接0電平時，在本次轉(zhuǎn)換完成后系統(tǒng)即轉(zhuǎn)入停頓狀態(tài)，集成化雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器集成化雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器MC14433是另一種常用的CMOS單片集成雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器。它的輸入電壓范圍為土1.999V或+199.9mV轉(zhuǎn)換結(jié)果以3-字位BCD碼掃描輸出要求正的單參考電壓(與量程相對應(yīng)2V或200mV)轉(zhuǎn)換精度為+0.05%1字最高轉(zhuǎn)換速率為25次/s。雙電源供電電壓范圍為土(4.5~8.0)V在5V供電下功耗僅為8.0mW。它是一種性價比較高的A/D轉(zhuǎn)換器較適用于低速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)或智能儀器。MC14433型雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器考電壓Y應(yīng)根據(jù)輸入電壓范圍來選擇，可用如下公式計算MC14433型雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器時鐘頻率和R的確定。為抑制5H工頻干擾時鐘率宜選用(由式(8-8)得出)A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器03逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器在選定/&之后，一般可采用先由查表方法粗選后，再用實測方法來確定R(振蕩器的定時電阻)。典型的時鐘頻率眾與電阻R的關(guān)系如圖8-33所示。MC14433型雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器積分電容C和積分電阻R的選定。積分電容通常可選定為0.uF。如果采樣階段時間超過100ms，可適當增加C容量，如取用0.2F或0.47uF那么在選定C之后R應(yīng)根據(jù)積分放大器在最大輸入電壓之下，采樣階段末不發(fā)生飽和為原則來選定，具體的計算公式為A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08逐次逼近式A/D轉(zhuǎn)換器MC14433的位掃描信號DS(最高字位DSDSDS最低字位)是逐位順次地發(fā)出的，掃描重復(fù)周期為807。每位信號高電平持續(xù)時間為18T。字位選通信號的時序波形圖如圖8-36所示。MC14433型雙積分式A/D轉(zhuǎn)換器04電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器典型的電荷平衡式V/f轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)圖如圖8-38所示運算放大器A和RC組成一個積分器，始終對輸入電壓進行積分，使C受到恒流充電。A,為零電壓比較器。電荷平衡式V/f轉(zhuǎn)換工作原理A/D轉(zhuǎn)換器08電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器根據(jù)反充電電荷與充電電荷量相等的電荷平衡原理，可得電荷平衡式V/f轉(zhuǎn)換工作原理式中，T是振蕩周期。因此，輸出振蕩頻率為即輸出頻率廣與輸入模擬電壓7成正比。顯然，要精確地實現(xiàn)7f轉(zhuǎn)換，就要求、R及動必須準確而且穩(wěn)定。一般選積分電阻R或者作為調(diào)整刻度系數(shù)的環(huán)節(jié)，以滿足Vf的標準傳遞關(guān)系A(chǔ)/D轉(zhuǎn)換器08電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器圖8-38所示的電路是一種自由振蕩器，不僅振蕩頻率隨隊的變化而變化，而且積分器輸出鋸齒波的幅值大小和形狀也跟著變化，表現(xiàn)出振蕩波形變化的多樣性。積分器輸出電壓幅值可用下式計算:電荷平衡式V/f轉(zhuǎn)換工作原理A/D轉(zhuǎn)換器08電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器ADVFC32是一種通用型單片集成Vf轉(zhuǎn)換器(美國AnalogDevices公司產(chǎn)品)ADVFC32作為Vf轉(zhuǎn)換器時的外部接線圖如圖8-40所示與圖8-38比較，兩者基本一致。該電路的元器件參數(shù)選擇根據(jù)手冊給出，使用如下公式估算:集成化VIf轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器LM131/231/331的內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)與外部電路典型接法如圖8-41所示如果對它做進一步簡化那么可變成圖8-42(a)所示的電路。每當單穩(wěn)態(tài)定時器觸發(fā)產(chǎn)生一個等寬度脈沖n時，S導(dǎo)通使電容G充電。h結(jié)束后，S斷開，G對R放電，直至R上的電壓V等于時，再次觸發(fā)單穩(wěn)態(tài)定時器··..··如此反復(fù)循環(huán)，構(gòu)成了自激振蕩。內(nèi)部電路從引腳1流出的電流雖是恒定的但C充電電流卻隨著的增加而減小。若在某一段時間內(nèi)計算其充電電荷平均值更，則集成化VIf轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器集成化VIf轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器與振蕩波形根電荷平衡式V/f轉(zhuǎn)換工作原理實際上該電路的V在很小的區(qū)域(大約10mV)內(nèi)波動它的平均值7，若將式(8-22)中之V以防代入，則可得A/D轉(zhuǎn)換器08電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器式中，由內(nèi)部基準電壓源供給的1.90V參考電壓和外接電阻R決定-1.90V/R。取值范圍為10~500uA，通常取100~150uA。變更R值可調(diào)整轉(zhuǎn)換增益。由單穩(wěn)態(tài)定時器的外接電阻R和電容C決定，t=l1RC，典型工作狀態(tài)下，R-68k2，C=0.01uF，t-7.5us。通常LM131/231/331輸入電壓為0~10V，對應(yīng)輸出頻率為1Hz~10kHz，最高工作頻率可調(diào)到100kHz，線性度為0.01%。電源電壓極限范圍為4.5~40V。LM331為民品級，工作溫度范圍為0~+70C，LM131為軍品級，工作溫度范圍為-55~+125C。A級品全溫度范圍內(nèi)漂移<+50ppm/C。電荷平衡式V/f轉(zhuǎn)換工作原理A/D轉(zhuǎn)換器08電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器A和外部電路組成了一個低通濾波器。V轉(zhuǎn)換工作原理如圖8-44所示。在開關(guān)S導(dǎo)通(單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)產(chǎn)生的定寬脈沖)期間，1mA電流對C充電在開關(guān)S斷開期間，C對R一R緩慢放電，相當于保持狀態(tài)。顯然，輸出電壓的平均值與開關(guān)S導(dǎo)通的頻度相關(guān)，開關(guān)S導(dǎo)通頻次越密集，輸出電壓V越大，且開關(guān)S導(dǎo)通的頻率與輸出電壓有線性關(guān)系。因此，輸出電壓平均值與輸入頻率f成正比，實現(xiàn)了7的轉(zhuǎn)換。電荷平衡式V/f轉(zhuǎn)換工作原理A/D轉(zhuǎn)換器08電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器LM331也可用作/V轉(zhuǎn)換器。LM331用作/V轉(zhuǎn)換器時的外部接線圖如圖8-5所示。外來的輸入頻率每次觸發(fā)R-S觸發(fā)器，都會造成電流開關(guān)一次導(dǎo)通。導(dǎo)通時間是定長的，且取決于R和G。開關(guān)S導(dǎo)通時，從引腳1輸出恒定電流。運算放大器A與有關(guān)阻容元器件組成一個二階有源低通濾彼器，對進行積分平均濾波，使輸出電壓7與平均值成正比，因此，同樣實現(xiàn)了V轉(zhuǎn)換。改變Rs阻值，可調(diào)整的大小，從而可調(diào)節(jié)V轉(zhuǎn)換系數(shù)。據(jù)該公司的手冊介紹電荷平衡式V/f轉(zhuǎn)換工作原理05并行式A/D轉(zhuǎn)換器A/D轉(zhuǎn)換器08電壓/頻率轉(zhuǎn)換式A/D轉(zhuǎn)換器(1)TDC1007J，美國TRW公司產(chǎn)品，分辨率為8位轉(zhuǎn)換速率為20Msps(每秒采樣兆次數(shù))，使用溫度范圍為-30~+125C。(2)TDC1019J，美國TRW公司產(chǎn)品，分辨率為9位，轉(zhuǎn)換速率為15Msps(3)TDC1029J，美國TRW公司產(chǎn)品，分辨率為6位，轉(zhuǎn)換速率為100MspsA/D轉(zhuǎn)換器08Z-A型A/D轉(zhuǎn)換器設(shè)輸入帶寬有限的模擬信號x()的最高頻率為調(diào)制器以非常高的采集頻率對x()進行采樣，后比通常的奈奎斯特頻率/(/-2/)高許多倍，常取-26/A調(diào)整器的輸出()為1位數(shù)字信號，這種高采樣頻率的1位數(shù)字信號經(jīng)過數(shù)字抽取波器進行抽取和濾波，轉(zhuǎn)換成采樣頻率等于奈奎斯特采樣率的高分辨率(如N-20位)數(shù)字信號，從而實現(xiàn)高分辨率A/D轉(zhuǎn)換結(jié)果。下面將詳細說明Z-A調(diào)制器和數(shù)字抽取濾波的原理。A型A/D轉(zhuǎn)換原理A/D轉(zhuǎn)換器08Z-A型A/D轉(zhuǎn)換器Z-A調(diào)制器是一種改進的增量調(diào)制器，與傳統(tǒng)的A/D轉(zhuǎn)換器的量化過程不同，其量化對象不是信號采樣點的幅值，而是相鄰的兩個采樣點的幅值之間的差值，并把值編碼為1位的數(shù)字信號輸出。圖8-48所示為增量調(diào)制器量化原理。圖中()代表輸入模擬信號，時間軸按采樣間隔A1分成相等的小段，每一個A1中，階梯信號x(增加或者減小。只要t足夠小，或者x不過快，階梯信號x()就可以跟蹤x()的變化，或者說階梯信號x()就可以用來代替X()。因為x0)在Af間隔內(nèi)幅值變化總是4，此變化量稱為“增量”Z-A調(diào)制器量化原理A/D轉(zhuǎn)換器08Z-A型A/D轉(zhuǎn)換器圖8-49所示為增量調(diào)制器的原理圖。圖中x(0)信號經(jīng)1位D/A轉(zhuǎn)換而獲得，4的上升或下降由差值信號e(t)大于或小于零來決定，e()由x()與x()經(jīng)比較器得出，并由量化編碼器在采樣頻率控制下進行量化編碼。Z-A調(diào)制器量化原理A/D轉(zhuǎn)換器08Z-A型A/D轉(zhuǎn)換器在使用工A型A/D轉(zhuǎn)換器采集信號時，同樣要滿足采樣定理，也就是A/D轉(zhuǎn)換器對信號的轉(zhuǎn)換處理頻率要大于信號最高頻率的兩倍。而-A型A/D轉(zhuǎn)換器又在每一次轉(zhuǎn)換時間內(nèi)進行了高速采樣和Z-A調(diào)制，并把轉(zhuǎn)換結(jié)果作為一次A/D轉(zhuǎn)換的結(jié)果在一次A/D轉(zhuǎn)換過程中進行的高速采樣就是所謂的“過采樣”。Z-A調(diào)制器量化原理A/D轉(zhuǎn)換器08Z-A型A/D轉(zhuǎn)換器普通幅值A(chǔ)/D轉(zhuǎn)換器的量化噪聲是由A/D轉(zhuǎn)換器的位數(shù)來決定的，其量化噪聲功率譜密度N為白噪聲。量化噪聲A/D轉(zhuǎn)換器08Z-A型A/D轉(zhuǎn)換器為了方便分析，