第3章-整流電路2課件

1第3章整流電路

3.1單相可控整流電路

3.2三相可控整流電路

3.3變壓器漏感對整流電路的影響

3.4電容濾波的不可控整流電路

3.5整流電路的諧波和功率因數(shù)

3.6大功率可控整流電路

3.7整流電路的有源逆變工作狀態(tài)

3.8

整流電路相位控制的實現(xiàn)1第3章整流電路323.5整流電路的諧波和功率因數(shù)·引言隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，其應(yīng)用日益廣泛，由此帶來的諧波(harmonics)和無功(reactivepower)問題日益嚴(yán)重，引起了關(guān)注。無功的危害：導(dǎo)致設(shè)備容量增加。使設(shè)備和線路的損耗增加。線路壓降增大，沖擊性負(fù)載使電壓劇烈波動。諧波的危害：降低設(shè)備的效率。影響用電設(shè)備的正常工作。引起電網(wǎng)局部的諧振，使諧波放大，加劇危害。導(dǎo)致繼電保護(hù)和自動裝置的誤動作。對通信系統(tǒng)造成干擾。23.5整流電路的諧波和功率因31）諧波

◆正弦波電壓可表示為

式中U為電壓有效值；

u為初相角；

為角頻率，

=2

f=2

/T；f為頻率；T為周期?！舴钦译妷簎(

t)分解為如下形式的傅里葉級數(shù)

3.5.1諧波和無功功率分析基礎(chǔ)式中n=1,2,3…(3-54)(3-55)31）諧波3.5.1諧波和無功43.5.1諧波和無功功率分析基礎(chǔ)◆基波（fundamental）：頻率與工頻相同的分量。

諧波：頻率為基波頻率大于1整數(shù)倍的分量。

諧波次數(shù)：諧波頻率和基波頻率的整數(shù)比。

◆n次諧波電流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示◆電流諧波總畸變率THDi（TotalHarmonicdistortion）分別定義為（Ih為總諧波電流有效值）(3-57)(3-58)43.5.1諧波和無功功率分析53.5.1

諧波和無功功率分析基礎(chǔ)2）功率因數(shù)正弦電路中的情況（3-59）視在功率為電壓、電流有效值的乘積，即S=UI

（3-60）無功功率定義為：Q=UIsinj

（3-61）功率因數(shù)l定義為有功功率P和視在功率S的比值：（3-62）

此時無功功率Q與有功功率P、視在功率S之間有如下關(guān)系：（3-63）功率因數(shù)是由電壓和電流的相位差j決定的：l=cosj（2-64）53.5.1諧波和無功功率分63.5.1

諧波和無功功率分析基礎(chǔ)非正弦電路中的情況不考慮電壓畸變，研究電壓為正弦波、電流為非正弦波的情況有很大的實際意義。非正弦電路的有功功率：P=UI1

cosj1

（3-65）功率因數(shù)為：（3-66）

基波因數(shù)——

=I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比位移因數(shù)（基波功率因數(shù)）——cosj1功率因數(shù)由基波電流相移和電流波形畸變這兩個因素共同決定的。63.5.1諧波和無功功率分73.5.1

諧波和無功功率分析基礎(chǔ)非正弦電路的無功功率定義很多，但尚無被廣泛接受的科學(xué)而權(quán)威的定義。一種簡單的定義是仿照式（3-63）給出的：（3-67）無功功率Q反映了能量的流動和交換，目前被較廣泛的接受。也可仿照式（3-61）定義無功功率，為和式（3-67）區(qū)別，采用符號Qf，忽略電壓中的諧波時有：Qf=UI1

sinj

1(3-68）在非正弦情況下，，因此引入畸變功率D，使得：（3-69）Qf為由基波電流所產(chǎn)生的無功功率，D是諧波電流產(chǎn)生的無功功率。73.5.1諧波和無功功率分83.6

大功率可控整流電路3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路3.6.2多重化整流電路83.6大功率可控整流電93.6

大功率可控整流電路·引言帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路的特點：適用于低電壓、大電流的場合。多重化整流電路的特點：在采用相同器件時可達(dá)到更大的功率?？蓽p少交流側(cè)輸入電流的諧波或提高功率因數(shù)，從而減小對供電電網(wǎng)的干擾。93.6大功率可控整流電103.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路電路結(jié)構(gòu)的特點圖3-35

帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路二次側(cè)為兩組匝數(shù)相同極性相反的繞阻，分別接成兩組三相半波電路。二次側(cè)兩繞組的極性相反可消除鐵芯的直流磁化。平衡電抗器是為保證兩組三相半波整流電路能同時導(dǎo)電。與三相橋式電路相比，雙反星形電路的輸出電流可大一倍。103.6.1帶平衡電抗器的雙反113.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路接平衡電抗器的原因：兩組整流電壓平均值相等，但瞬時值不等。保證兩組三相半波整流電路能同時導(dǎo)電,電流平均分配。twwtud1uaubuciaud2ia'uc'ua'ub'uc'OwtOOwtOId12Id16Id12Id16113.6.1帶平衡電抗器的雙反123.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路平衡電抗器使得兩組三相半波整流電路同時導(dǎo)電的原理分析：圖3-37

平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形

upud1,ud2OO60°360°

t1

ttb)uaubucuc'ua'ub'ub'

時，ub′>ua，VT6導(dǎo)通，此電流在流經(jīng)LP時，LP上要感應(yīng)一電動勢up，其方向是要阻止電流增大:123.6.1帶平衡電抗器的雙反133.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路（3-97）（3-98）圖3-38

平衡電抗器作用下兩個晶閘管同時導(dǎo)電的情況雖然，但由于Lp的平衡作用，使得晶閘管VT6和VT1同時導(dǎo)通。133.6.1帶平衡電抗器的雙反143.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路原理分析(續(xù))：圖3-37

平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形時間推遲至ub′與ua的交點時，

ub′=ua

，。之后ub′<ua

，則流經(jīng)ub′相的電流要減小，但Lp有阻止此電流減小的作用，up的極性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6繼續(xù)導(dǎo)電。

直到uc′>ub′

，電流才從VT6換至VT2。此時VT1、VT2同時導(dǎo)電。每一組中的每一個晶閘管仍按三相半波的導(dǎo)電規(guī)律而各輪流導(dǎo)電。

upud1,ud2OO60°360°

t1

tta)uaubucuc'ua'ub'ub'143.6.1帶平衡電抗器的雙反153.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路由上述分析可得：圖3-37

平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形平衡電抗器中點作為整流電壓輸出的負(fù)端:。（3-98）諧波分析分析詳見P78。ud中的諧波分量比直流分量要小得多，且最低次諧波為六次諧波。直流平均電壓為：u,u

upd1d2OO60°360°

t1

ttb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'153.6.1帶平衡電抗器的雙反163.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

=30

、

=60

和

=90

時輸出電壓的波形分析圖3-39當(dāng)

=30

、60、90時，雙反星形電路的輸出電壓波形

分析輸出波形時，可先求出ud1和ud2波形，然后根據(jù)式（3-98）做出波形(ud1+ud2)/2。輸出電壓波形與三相半波電路比較，脈動頻率加大一倍，f=300Hz。電感負(fù)載情況下，移相范圍是90

。電阻負(fù)載情況下，移相范圍為120

。。90=a。60=a。30=audududwtOwtOwtOuaubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'163.6.1帶平衡電抗器的雙反173.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路整流電壓平均值與三相半波整流電路相等，為:

Ud=1.17U2cos

將雙反星形電路與三相橋式電路進(jìn)行比較可得出以下結(jié)論：三相橋為兩組三相半波串聯(lián)，而雙反星形為兩組三相半波并聯(lián)，且后者需用平衡電抗器。當(dāng)U2相等時，雙反星形的Ud是三相橋的1/2，而Id是三相半波電路的2倍。兩種電路中，晶閘管的導(dǎo)通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣，ud和id的波形形狀一樣。173.6.1帶平衡電抗器的雙反183.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路雙反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為六相半波整流電路：只能有一個晶閘管導(dǎo)電，其余五管均阻斷，每管最大導(dǎo)通角為60o，平均電流為Id/6。當(dāng)α=0o

時，Ud為1.35U2，比三相半波時的1.17U2略大些。因晶閘管導(dǎo)電時間短，變壓器利用率低，極少采用。平衡電抗器的作用：使得兩組三相半波整流電路同時導(dǎo)電。183.6.1帶平衡電抗器的雙反193.6.2

多重化整流電路概述：

整流裝置功率進(jìn)一步加大時，所產(chǎn)生的諧波、無功功率等對電網(wǎng)的干擾也隨之加大，為減輕干擾，可采用多重化整流電路。原理：

按照一定的規(guī)律將兩個或更多的相同結(jié)構(gòu)的整流電路進(jìn)行組合得到。193.6.2多重化整流203.6.2

多重化整流電路1)移相多重聯(lián)結(jié)圖3-40

并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的12脈波整流電路有并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)和串聯(lián)多重聯(lián)結(jié)?？蓽p少輸入電流諧波，減小輸出電壓中的諧波并提高紋波頻率，因而可減小平波電抗器。使用平衡電抗器來平衡2組整流器的電流。2個三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路。203.6.2多重化整流213.6.2

多重化整流電路移相30

構(gòu)成的串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路圖3-41

移相30

串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路

圖3-42

移相30

串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路電流波形整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構(gòu)成相位相差30

、大小相等的兩組電壓。該電路為12脈波整流電路。星形三角形0a)b)c)d)ia1Id180°360°ia2iab2'iAIdiab2wtwtwtwt000Id2333Id33IdId323(1+)Id323(1+)Id33Id13213.6.2多重化整流223.6.2

多重化整流電路利用變壓器二次繞阻接法的不同，互相錯開20

，可將三組橋構(gòu)成串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)電路：整流變壓器采用星形三角形組合無法移相20

，需采用曲折接法。整流電壓ud在每個電源周期內(nèi)脈動18次，故此電路為18脈波整流電路。交流側(cè)輸入電流諧波更少，為18k±1次（k=1,2,3…），ud的脈動也更小。輸入位移因數(shù)和功率因數(shù)分別為：cosj1=cosa

=0.9949cosa223.6.2多重化整流233.6.2

多重化整流電路將整流變壓器的二次繞組移相15

，可構(gòu)成串聯(lián)4重聯(lián)結(jié)電路：

為24脈波整流電路。其交流側(cè)輸入電流諧波次為24k±1，k=1，2，3…。輸入位移因數(shù)功率因數(shù)分別為：cosj1=cosa

=0.9971cosa采用多重聯(lián)結(jié)的方法并不能提高位移因數(shù)，但可使輸入電流諧波大幅減小，從而也可以在一定程度上提高功率因數(shù)。233.6.2多重化整流243.6.2

多重化整流電路2)多重聯(lián)結(jié)電路的順序控制只對一個橋的

角進(jìn)行控制，其余各橋的工作狀態(tài)則根據(jù)需要輸出的整流電壓而定。

或者不工作而使該橋輸出直流電壓為零。或者

=0而使該橋輸出電壓最大。根據(jù)所需總直流輸出電壓從低到高的變化，按順序依次對各橋進(jìn)行控制，因而被稱為順序控制。不能降低輸入電流諧波，但是總功率因數(shù)可以提高。我國電氣機(jī)車的整流器大多為這種方式。243.6.2多重化整流253.7

整流電路的有源逆變工作狀態(tài)3.7.1逆變的概念3.7.2三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)3.7.3逆變失敗與最小逆變角的限制253.7整流電路的有源逆變263.7.1

逆變的概念1)什么是逆變？為什么要逆變？逆變（Invertion）——把直流電轉(zhuǎn)變成交流電，整流的逆過程。逆變電路——把直流電逆變成交流電的電路。有源逆變電路——交流側(cè)和電網(wǎng)連結(jié)。

應(yīng)用：交流繞線轉(zhuǎn)子異步電動機(jī)串級調(diào)速、可再生能源發(fā)電以及高壓直流輸電等。無源逆變電路——變流電路的交流側(cè)不與電網(wǎng)聯(lián)接，而直接接到負(fù)載。對于可控整流電路，滿足一定條件就可工作于有源逆變，其電路形式未變，只是電路工作條件轉(zhuǎn)變。既工作在整流狀態(tài)又工作在逆變狀態(tài)，稱為變流電路。263.7.1逆變的概念1273.7.1

逆變的概念2)直流發(fā)電機(jī)—電動機(jī)系統(tǒng)電能的流轉(zhuǎn)圖3-44直流發(fā)電機(jī)—電動機(jī)之間電能的流轉(zhuǎn)a）兩電動勢同極性EG

>EM

b）兩電動勢同極性EM>EG

c）兩電動勢反極性，形成短路電路過程分析。兩個電動勢同極性相接時，電流總是從電動勢高的流向低的，回路電阻小，可在兩個電動勢間交換很大的功率。273.7.1逆變的概念2283.7.1

逆變的概念3)逆變產(chǎn)生的條件單相全波電路代替上述發(fā)電機(jī)圖3-45

單相全波電路的整流和逆變交流電網(wǎng)輸出電功率電動機(jī)輸出電功率a)b)u10udu20u10aOOwtwtIdidUd>EMu10udu20u10OOwtwtIdidUd<EMaiVT1iVT2iVT2id=iVT+iVT12id=iVT+iVT12iVT1iVT2iVT1283.7.1逆變的概念3293.7.1

逆變的概念從上述分析中，可以歸納出產(chǎn)生逆變的條件有二：外部條件：有直流電動勢，其極性和晶閘管導(dǎo)通方向一致，其值大于變流器直流側(cè)平均電壓。內(nèi)部條件：晶閘管的控制角

>

/2，使Ud為負(fù)值。半控橋或有續(xù)流二極管的電路，因其整流電壓ud不能出現(xiàn)負(fù)值，也不允許直流側(cè)出現(xiàn)負(fù)極性的電動勢，故不能實現(xiàn)有源逆變。欲實現(xiàn)有源逆變，只能采用全控電路。293.7.1逆變的概念從303.7.1

逆變的概念逆變和整流的區(qū)別：控制角

不同

0<

<p

/2時，電路工作在整流狀態(tài)。

p

/2<

<

p時，電路工作在逆變狀態(tài)?？裳赜谜鞯霓k法來處理逆變時有關(guān)波形與參數(shù)計算等各項問題。把a(bǔ)>p/2時的控制角用p-

=b表示，b稱為逆變角。逆變角b和控制角a的計量方向相反，其大小自b=0的起始點向左方計量。303.7.1逆變的概念逆313.7.2三相半波整流電路的有源逆變工作狀態(tài)電動機(jī)電動勢E的極性符合有源逆變的條件，晶閘管VT1、VT3、VT5的控制角α必須大于90°，即β＜90°，當(dāng)｜E｜＞｜Ud｜時，電路可工作在有源逆變狀態(tài)。313.7.2三相半波整流電路的323.7.2三相半波整流電路的有源逆變工作狀態(tài)以β＝30°為例分析其工作過程。當(dāng)β＝30°時，給VT1觸發(fā)脈沖，此時U相電壓UA＝0，但是整個電路中，VT1晶閘管承受正向電壓E，滿足晶閘管導(dǎo)通條件，VT1導(dǎo)通。+-323.7.2三相半波整流電路的333.7.2三相半波整流電路的有源逆變工作狀態(tài)逆變時晶閘管兩端電壓波形的畫法與整流時一樣。在一個周期內(nèi)導(dǎo)通120°，由波形可見，逆變時總是正面積大于負(fù)面積，當(dāng)β=0°時正面積最大；而整流時晶閘管兩端的電壓波形總是負(fù)面積大于正面積；只有當(dāng)β=α?xí)r，正負(fù)面積才相等。晶閘管可能承受的最大正反向電壓也為。333.7.2三相半波整流電路的343.7.2三相半波整流電路的有源逆變工作狀態(tài)變流器輸出的直流電壓為Ud=Udocosα=-Udocosβ=-1.17U2cosβ

輸出直流電流平均值的計算公式為

式中R∑—回路的總電阻。

343.7.2三相半波整流電路的353.7.3三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)右圖為三相全控橋帶電動機(jī)負(fù)載的電路，當(dāng)α＜

90°時，電路工作在整流狀態(tài)；當(dāng)α＞

90°時，電路工作在逆變狀態(tài)。晶閘管的控制過程與三相全控橋整流電路原理相同。

353.7.3三相橋整流電路的有363.7.3三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)三相橋式電路工作于有源逆變狀態(tài)，不同逆變角時的輸出電壓波形如圖3-46所示。圖3-46

三相橋式整流電路工作于有源逆變狀態(tài)時的電壓波形uabuacubcubaucaucbuabuacubcubaucaucbuabuacubcubaucaucbuabuacubcuaubucuaubucuaubucuaubu2udwtOwtOb=p4b=p3b=p6b=p4b=p3b=p6wt1wt3wt2363.7.3三相橋整流電路的有373.7.3三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)有源逆變狀態(tài)時各電量的計算：輸出直流電流的平均值亦可用整流的公式，即（3-105）每個晶閘管導(dǎo)通2p/3，故流過晶閘管的電流有效值為：（3-106）373.7.3三相橋整流電路的383.7.2三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)從交流電源送到直流側(cè)負(fù)載的有功功率為：（3-107）當(dāng)逆變工作時，由于EM為負(fù)值，故Pd一般為負(fù)值.（3-108）在三相橋式電路中，變壓器二次側(cè)線電流的有效值為：變壓器副邊容量為：S2=383.7.2三相橋整流電路的有393.7.3

逆變失敗與最小逆變角的限制逆變失?。孀冾嵏玻?/p>

逆變時，一旦換相失敗，外接直流電源就會通過晶閘管電路短路，或使變流器的輸出平均電壓和直流電動勢變成順向串聯(lián)，形成很大短路電流。393.7.3逆變失敗與最小403.7.3

逆變失敗與最小逆變角的限制觸發(fā)電路工作不可靠，不能適時、準(zhǔn)確地給各晶閘管分配脈沖，如脈沖丟失、脈沖延時等，致使晶閘管不能正常換相。晶閘管發(fā)生故障，該斷時不斷，或該通時不通。交流電源缺相或突然消失。換相的裕量角不足，引起換相失敗。1)逆變失敗的原因403.7.3逆變失敗與最小413.7.3

逆變失敗與最小逆變角的限制換相重疊角的影響：圖3-47交流側(cè)電抗對逆變換相過程的影響當(dāng)b>g時，換相結(jié)束時，晶閘管能承受反壓而關(guān)斷。如果b<g時（從圖3-47右下角的波形中可清楚地看到），該通的晶閘管（VT1）會關(guān)斷，而應(yīng)關(guān)斷的晶閘管（VT3)不能關(guān)斷，最終導(dǎo)致逆變失敗。udOOidwtwtuaubucuaubpbgb<gagbb>giVT1iVTiVT3iVTiVT322413.7.3逆變失敗與最小423.7.3

逆變失敗與最小逆變角的限制2)確定最小逆變角bmin的依據(jù)逆變時允許采用的最小逆變角b應(yīng)等于bmin=d+g+q′（3-109）d——晶閘管的關(guān)斷時間tq折合的電角度g——

換相重疊角q′——安全裕量角tq大的可達(dá)200~300

s，折算到電角度約4

~5

。隨直流平均電流和換相電抗的增加而增大。主要針對脈沖不對稱程度（一般可達(dá)5

）。值約取為10

。423.7.3逆變失敗與最小433.7.3

逆變失敗與最小逆變角的限制g——

換相重疊角的確定：查閱有關(guān)手冊

整流電壓整流電流變壓器容量短路電壓比Uk%g220V800A240kV。A5%15

~20°參照整流時g的計算方法（3-110）（3-111）根據(jù)逆變工作時，并設(shè)，上式可改寫成這樣，bmin一般取30

~35

。433.7.3逆變失敗與最小443.8整流電路相位控制的實現(xiàn)3.8.1同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路3.8.2集成觸發(fā)器3.8.3觸發(fā)電路的定相443.8整流電路相位控制453.8整流電路相位控制的實現(xiàn)：引言相位控制：晶閘管可控整流電路，通過控制觸發(fā)角a的大小，即控制觸發(fā)脈沖起始相位來控制輸出電壓大小。相控電路的驅(qū)動控制為保證相控電路正常工作，很重要的是應(yīng)保證按觸發(fā)角a的大小在正確的時刻向電路中的晶閘管施加有效的觸發(fā)脈沖。大、中功率的變流器廣泛應(yīng)用的是晶體管觸發(fā)電路，其中以同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路應(yīng)用最多。453.8整流電路相位控制的實現(xiàn)46同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路結(jié)構(gòu)電網(wǎng)電壓同步環(huán)節(jié)鋸齒波形成脈沖形成雙窄脈沖放大控制信號3.8.1同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路46同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路結(jié)473.8.1

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路輸出可為雙窄脈沖（適用于有兩個晶閘管同時導(dǎo)通的電路），也可為單窄脈沖。三個基本環(huán)節(jié)：脈沖的形成與放大、鋸齒波的形成和脈沖移相、同步環(huán)節(jié)。此外，還有強(qiáng)觸發(fā)和雙窄脈沖形成環(huán)節(jié)。圖3-50同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路473.8.1同步信號為鋸齒483.8.1

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路1)脈沖形成環(huán)節(jié)V4、V5—脈沖形成V7、V8—脈沖放大控制電壓uco加在V4基極上脈沖前沿由V4導(dǎo)通時刻確定，脈沖寬度與反向充電回路時間常數(shù)R11C3有關(guān)。電路的觸發(fā)脈沖由脈沖變壓器TP二次側(cè)輸出，其一次繞組接在V8集電極電路中。483.8.1同步信號為鋸齒493.8.1

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路鋸齒波電壓形成采用恒流源電路。恒流源電路方案，由V1、V2、V3和C2等元件組成

V1、VS、RP2和R3為一恒流源電路圖3-50

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路2)鋸齒波的形成和脈沖移相環(huán)節(jié)493.8.1同步信號為鋸齒503.8.1同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路■鋸齒波的形成和脈沖移相環(huán)節(jié)

◆鋸齒波電壓形成的方案較多，如采用自舉式電路、恒流源電路等，本電路采用恒流源電路。

◆恒流源電路方案由V1、V2、V3和C2等元件組成，其中V1、VS、RP2和R3為一恒流源電路圖3-50同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路503.8.1同步信號為鋸齒波513.8.1同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路◆鋸齒波是由開關(guān)V2管來控制的

?V2開關(guān)的頻率就是鋸齒波的頻率——由同步變壓器所接的交流電壓決定。

?V2由導(dǎo)通變截止期間產(chǎn)生鋸齒波——鋸齒波起點基本就是同步電壓由正變負(fù)的過零點。

?V2截止?fàn)顟B(tài)持續(xù)的時間就是鋸齒波的寬度——取決于充電時間常數(shù)R1C1。圖3-50同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路513.8.1同步信號為鋸齒波523.8.1

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路3)同步環(huán)節(jié)同步——要求觸發(fā)脈沖的頻率與主電路電源的頻率相同且相位關(guān)系確定。鋸齒波是由開關(guān)V2管來控制的。V2開關(guān)的頻率就是鋸齒波的頻率——由同步變壓器所接的交流電壓決定。V2由導(dǎo)通變截止期間產(chǎn)生鋸齒波——鋸齒波起點基本就是同步電壓由正變負(fù)的過零點。V2截止?fàn)顟B(tài)持續(xù)的時間就是鋸齒波的寬度——取決于充電時間常數(shù)R1C1。523.8.1同步信號為鋸齒533.8.1

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路4)雙窄脈沖形成環(huán)節(jié)

內(nèi)雙脈沖電路

V5、V6構(gòu)成“或”門當(dāng)V5、V6都導(dǎo)通時，V7、V8都截止，沒有脈沖輸出。只要V5、V6有一個截止，都會使V7、V8導(dǎo)通，有脈沖輸出。第一個脈沖由本相觸發(fā)單元的uco對應(yīng)的控制角

產(chǎn)生。隔60

的第二個脈沖是由滯后60

相位的后一相觸發(fā)單元產(chǎn)生（通過V6）。533.8.1同步信號為鋸齒543.8.1

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路在三相橋式全控整流電路中，器件的導(dǎo)通次序為VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6，彼此間隔60

，相鄰器件成雙接通，所以某個器件導(dǎo)通的同時，觸發(fā)單元需要給前一個導(dǎo)通的器件補(bǔ)送一個脈沖。

543.8.1同步信號為鋸齒55正弦波同步的觸發(fā)電路55正弦波同步的觸發(fā)電路563.8.2

集成觸發(fā)器可靠性高，技術(shù)性能好，體積小，功耗低，調(diào)試方便。晶閘管觸發(fā)電路的集成化已逐漸普及，已逐步取代分立式電路。圖3-52KJ004電路原理圖KJ004

與分立元件的鋸齒波移相觸發(fā)電路相似,分為同步、鋸齒波形成、移相、脈沖形成、脈沖分選及脈沖放大幾個環(huán)節(jié)。563.8.2集成觸發(fā)573.8.2

集成觸發(fā)器完整的三相全控橋觸發(fā)電路

3個KJ004集成塊和1個KJ041集成塊，可形成六路雙脈沖，再由六個晶體管進(jìn)行脈沖放大即可。

圖3-53

三相全控橋整流電路的集成觸發(fā)電路KJ041內(nèi)部是由12個二極管構(gòu)成的6個或門。573.8.2集成觸發(fā)583.8.2

集成觸發(fā)器模擬與數(shù)字觸發(fā)電路以上觸發(fā)電路為模擬的，優(yōu)點：結(jié)構(gòu)簡單、可靠；缺點：易受電網(wǎng)電壓影響，觸發(fā)脈沖不對稱度較高，可達(dá)3

~4

，精度低。數(shù)字觸發(fā)電路：脈沖對稱度很好，如基于8位單片機(jī)的數(shù)字觸發(fā)器精度可達(dá)0.7

~1.5。583.8.2集成觸發(fā)593.8.3

觸發(fā)電路的定相

觸發(fā)電路的定相——觸發(fā)電路應(yīng)保證每個晶閘管觸發(fā)脈沖與施加于晶閘管的交流電壓保持固定、正確的相位關(guān)系。措施：同步變壓器原邊接入為主電路供電的電網(wǎng)，保證頻率一致。觸發(fā)電路定相的關(guān)鍵是確定同步信號與晶閘管陽極電壓的關(guān)系。圖3-54

三相全控橋中同步電壓與主電路電壓關(guān)系示意圖O

t

t1

t2uaubucu2ua-593.8.3觸發(fā)電路603.8.3觸發(fā)電路的定相O

t

t1

t2uaubucu2ua-圖3-54三相全控橋中同步電壓與主電路電壓關(guān)系示意圖◆分析三相全控橋

?VT1所接主電路電壓為+ua，VT1的觸發(fā)脈沖從0

至180

的范圍為

t1~

t2。

?鋸齒波的上升段為240

，上升段起始的30

和終了的30

線性度不好，舍去不用，使用中間的180

，鋸齒波的中點與同步信號的300

位置對應(yīng)。603.8.3觸發(fā)電路的定相O613.8.3觸發(fā)電路的定相

?將

=90

確定為鋸齒波的中點，鋸齒波向前向后各有90

的移相范圍。于是

=90

與同步電壓的300

對應(yīng)。

?

=0

對應(yīng)于ua的30

的位置，則同步信號的180

與ua的0

對應(yīng)，說明VT1的同步電壓應(yīng)滯后于ua180

。?對于其他5個晶閘管，也存在同樣的對應(yīng)關(guān)系。O

t

t1

t2uaubucu2ua-圖3-54