高頻開關電源原理

-.z.高頻開關電源〔電源技術講座四〕1：高頻開關電源的組成與分類開關電源具有體積小、效率高等一系列優(yōu)點，在各類電子產(chǎn)品中得到廣泛的應用。但由于開關電源的控制電路比擬復雜、輸出紋波電壓較高，所以開關電源的應用也受到一定的限制。電子裝置小型輕量化的關鍵是供電電源的小型化，因此需要盡可能地降低電源電路中的損耗。開關電源中的調(diào)整管工作于開關狀態(tài)，必然存在開關損耗，而且損耗的大小隨開關頻率的提高而增加。另一方面，開關電源中的變壓器、電抗器等磁性元件及電容元件的損耗，也隨頻率的提高而增加。目前市場上開關電源中功率管多采用雙極型晶體管，開關頻率可達幾十kHz；采用MOSFET的開關電源轉(zhuǎn)換頻率可達幾百kHz。為提高開關頻率必須采用高速開關器件。對于兆赫以上開關頻率的電源可利用諧振電路，這種工作方式稱為諧振開關方式。它可以極提高開關速度，原理上開關損耗為零，噪聲也很小，這是提高開關電源工作頻率的一種方式。采用諧振開關方式的兆赫級變換器已經(jīng)實用化。開關電源的集成化與小型化已成為現(xiàn)實。然而，把功率開關管與控制電路都集成在同一芯片上，必須解決電隔離和熱絕緣的問題。1．1開關電源的根本構成開關電源采用功率半導體器件作為開關器件，通過周期性連續(xù)工作，控制開關器件的占空比來調(diào)整輸出電壓。開關電源的根本構成如圖1所示，其中DC/DC變換器進展功率轉(zhuǎn)換，它是開關電源的核心局部，此外還有起動、過流與過壓保護、噪聲濾波等電路。輸出采樣電路〔R1、R2〕檢測輸出電壓變化，與基準電壓Ur比擬，誤差電壓經(jīng)過放大及脈寬調(diào)制〔PWM〕電路，再經(jīng)過驅(qū)動電路控制功率器件的占空比，從而到達調(diào)整輸出電壓大小的目的。圖2是一種電路實現(xiàn)形式。DC/DC變換器有多種電路形式，常用的有工作波形為方波的PWM變換器以及工作波形為準正弦波的諧振型變換器。圖1開關電源的根本構成圖2開關型穩(wěn)壓電源的原理電路對于串聯(lián)線性穩(wěn)壓電源，輸出對輸入的瞬態(tài)響應特性主要由調(diào)整管的頻率特性決定。但對于開關型穩(wěn)壓電源，輸入的瞬態(tài)變化比擬多地表現(xiàn)在輸出端。提高開關頻率的同時，由于反應放大器的頻率特性得到改善，開關電源的瞬態(tài)響應問題也能得到改善。負載變化瞬態(tài)響應主要由輸出端LC濾波器特性決定，所以可以利用提高開關頻率、降低輸出濾波器LC乘積的方法來改善瞬態(tài)響應特性。1．2開關型穩(wěn)壓電源的分類開關型穩(wěn)壓電源的電路構造有多種：〔1〕按驅(qū)動方式分，有自勵式和他勵式?！?〕按DC/DC變換器的工作方式分：①單端正勵式和反勵式、推挽式、半橋式、全橋式等；②降壓型、升壓型和升降壓型等?！?〕按電路組成分，有諧振型和非諧振型。〔4〕按控制方式分：①脈沖寬度調(diào)制(PWM)式；②脈沖頻率調(diào)制(PFM)式；③PWM與PFM混合式?！?〕按電源是否隔離和反應控制信號耦合方式分，有隔離式、非隔離式和變壓器耦合式、光電耦合式等。以上這些方式的組合可構成多種方式的開關型穩(wěn)壓電源。因此設計者需根據(jù)各種方式的特征進展有效地組合，制作出滿足需要的高質(zhì)量開關型穩(wěn)壓電源。2開關電源常用的電路類型2．1PWM變換器脈沖寬度調(diào)制〔PWM〕變換器就是通過重復通/斷開關工作方式把一種直流電壓〔電流〕變換為高頻方波電壓〔電流〕，再經(jīng)過整流平波后變?yōu)榱硪环N直流電壓輸出。PWM變換器有功率開關管、整流二極管及濾波電路等元器件組成。輸入輸出間需要進展電氣隔離時，可采用變壓器進展隔離和升降壓。PWM變換器的工作原理如圖3所示。由于開關工作頻率的提高，濾波電感L，變壓器T等磁性元件以及濾波電容C等都可以小型化。對于PWM變換器，加在開關管S兩端的電壓us及通過S的電流is的波形近似為方波，如圖4所示。占空比D定義為式中：Ts——開關工作周期；ton——一個開關周期導通時間；toff——一個開關周期斷開時間；對于這種變換器，有兩種工作方式。一種是保持開關工作周期Ts不變，控制開關導通時間ton的脈沖寬度調(diào)制〔PWM〕方式，另一種是保持導通時間ton不變，改變開關工作周期Ts的脈沖頻率調(diào)制〔PFM〕方式。圖3PWM變換器的根本工作原理圖4變換器開關工作的波形2．2隔離型變換器DC/DC變換器用于開關電源時，很多情況下要求輸入與輸出間進展電隔離。這時必須采用變壓器進展隔離，稱為隔離變換器。這類變換器把直流電壓或電流變換為高頻方波電壓或電流，經(jīng)變壓器升壓或降壓后，再經(jīng)整流平滑濾波變?yōu)橹绷麟妷夯螂娏?。因此，這類變換器又稱為逆變整流型變換器?！?〕推挽型變換器與半橋型變換器推挽型變換器與半橋型變換器是典型的逆變整流型變換器，電路構造和工作波形如圖5所示。加在變壓器一次繞阻上的電壓幅度為輸入電壓UI，寬度為開關導通時間ton的脈沖波形，變壓器二次電壓經(jīng)二極管V1、V2全波整流為直流。圖5〔a〕表示推挽型變換器的電路構造和工作波形，圖5(b)表示半橋型變換器的電路構造和工作波形。如只從輸出側(cè)濾波器來看，工作原理和降壓型變換器完全一樣，二次側(cè)濾波電感用于存儲能量。如以圖中所示的占空比來表示時，電壓變換比m與降壓型變換器相類似，即m=D/n式中n——變壓器的匝數(shù)比，n=N1/N2；N1——為一次繞組的匝數(shù)；N2——為二次繞組的匝數(shù)。〔a〕推挽型

(b)半橋型圖5推挽型與半橋型變換電路〔2〕正激型變換器正激型變換器電路如圖6所示，它是采用變壓器耦合的降壓型變換器電路。與推挽型變換器一樣，加在變壓器一次側(cè)〔一半〕上的電壓振幅為輸入電壓UI，寬度為開關導通時間ton的脈沖波形，變壓器二次電壓經(jīng)二極管全波整流變?yōu)橹绷鳌ｋ妷鹤儞Q比為m=D/n對于這種變換器，開關導通時變壓器存儲能量，一次繞組中的勵磁電流到達：式中：IM1為繞組N1的勵磁電感。圖6正激型變換電路開關斷開時，變壓器釋放能量，二極管V3和繞組N3就是為此而設，能量通過它們反應到輸入側(cè)。開關一斷開，繞組N1中存儲的能量轉(zhuǎn)移到繞組N3中，繞組N3的勵磁電流為式中：N1、N2、N3為繞組N1、N2和N3的匝數(shù)。反應二極管V3為導通狀態(tài)時，變壓器去磁。繞組N3的勵磁電感LM3與繞組N1電感LM1的關系為LM3釋放能量所需要的時間可由下式求出：為防止變壓器飽和，在開關斷開期間變壓器必須全部消磁，則tre≤(1－D)Ts。(3)隔離型CuK變換器隔離型CuK變換器電路如圖7所示。開關斷開時，電感L1的電流IL1對電容C11充電，充電電荷量為ΔQoff=IL1·toff圖7隔離型Cuk變換電路同時C12也充電(二極管V導通)，開關S導通時，二極管V變?yōu)榻刂範顟B(tài),C12通過L2向負載放電,放電電荷為這時C11也處于放電狀態(tài)。穩(wěn)定狀態(tài)時，電容C11充放電電荷量相等，則電壓變換比為式中：n為變壓器匝數(shù)比，n=N1/N2〔4〕電流變換器電流變換器電路如圖8所示，它是逆變整流型變換器。圖8〔a〕是能量回饋方式，開關S導通時[S1、S2導通時刻見圖8〔a〕]，電感器L的一次側(cè)電壓為UI－nTUO(nT=N1/N2),電感L勵磁并儲存能量；S斷開時，儲存在電感L中的能量通過二極管V3反應到輸入側(cè)。假設采用圖示的占空比，則電壓變換比為：式中：nL為反應繞組的匝數(shù)比，nL=N3/N4對于圖8〔b〕所示的變換器，兩只開關同時導通時，加在電感L上的電壓為UI，電感L勵磁并儲存能量。任意一只開關斷開時，反向電壓〔nTUO－UI〕加到電感L上，電感L釋放能量。其工作原理與升壓型變換器類似，電壓變換比為〔5〕全橋型變換器〔a〕能量回饋式(b)升壓式圖8電流變換電路全橋型變換器如圖9如示，S1、S3及S2、S4是兩對開關，重復交互通斷。但兩對開關導通有時間差。所以變壓器一次側(cè)加的電壓UAB為脈沖寬度等于其時間差的方形波電壓。變壓器二次側(cè)的二極管將此電壓整流變?yōu)榉讲ā睻F〕，再經(jīng)濾波器變?yōu)槠交绷麟姽撦d。圖9全橋型變換電路電壓變換比為m=D/n2．3準諧振型變換器在PWM電路中接入電感和電容的諧振電路，流經(jīng)開關的電流以及加在開關兩端的電壓波形為準正弦波，這種電路被稱為準諧振型變換器。圖10表示出電流諧振開關和電壓諧振開關的根本電路以及工作波形。圖10〔a〕是電流諧振開關，諧振用電感Lr和開關S串聯(lián)，流經(jīng)開關的電流為正弦波的一局部。當開關導通時，電流is從0以正弦波形狀上升，上升到電流峰值后，又以正弦波形狀減小到零，電流變?yōu)榱阒?，開關斷開，見圖〔a〕波形。開關再次導通時，重復以上過程。由此可見，開關在零電流時通斷，這樣動作的開關叫做零電流開關〔Zero－CurrentSwitch〕,簡稱為ZCS。在零電流開關中，開關通斷時與電壓重疊的電流非常小，從而可以降低開關損耗。采用電流諧振開關時，寄生電感可作為諧振電路元件的一局部，這樣可以降低開關斷開時產(chǎn)生的浪涌電壓?！瞐〕電流諧振式(b)電壓諧振型圖10準諧振開關電路圖10〔b〕所示電路為電壓諧振開關，諧振電容Cr與開關并聯(lián)，加在開關兩端的電壓波形為正弦波的一局部。開關斷開時，開關兩端電壓從0以正弦波形狀上升，上升到峰值后又以正弦波形狀下降為零。電壓變?yōu)榱阒螅_關導通，見圖〔b〕波形。開關再斷開時，重復以上過程。可見開關在零電壓處通斷，這樣動作的開關叫做零電壓開關〔Zero－VoltageSwitch〕，簡稱ZVS。在零電壓開關中，開關通斷時與電流重疊的電壓非常小，從而可以降低開關損耗。這種開關中寄生電感與電容作為諧振元件的一局部，可以消除開關導通時的電流浪涌與斷開時的電壓浪涌。電流諧振開關中開關導通時電流脈沖寬度ton由諧振電路決定，為了進展脈沖控制，需要保持導通時間不變，改變開關的斷開時間。對于電壓諧振開關，開關斷開時的電壓脈沖寬度toff由諧振電路決定，為了進展脈沖控制，需要保持開關的斷開時間不變，改變開關的導通時間。在以上兩種情況下，改變開關工作周期，則諧振變換器就由改變開關工作頻率進展控制。在圖10所示電路中，開關電壓或電流的波形為半波，但也可以為全波，因此諧波開關又可分為半波諧振開關和全波諧振開關兩種。3功率電路主要元器件的選擇與保護目前，在高頻開關電源中應用最廣泛的功率半導體器件有兩類：雙極型功率晶體管和功率金屬氧化物場效應管。3．1功率晶體管的選擇選擇晶體管時，必須注意兩個根本參數(shù)：第一個參數(shù)是晶體管截止時的耐壓值，第二個參數(shù)是晶體管在導通時能承受的電流值。這兩個參數(shù)的選擇是由開關電源的類型決定的。〔1〕單端反激式變換器中開關晶體管的選擇對圖11所示的單端反激式變換器，晶體管的集電極與發(fā)射極之間最大耐壓值式中：UI——加到晶體管集電極的直流電壓；Dma*——最大工作占空比。為了限制晶體管的集電極電壓，工作占空比值應取低一些，一般應低于50％，即Dma*〔a〕原理圖(b)波形圖圖11隔離單端反激式變換器電路晶體管飽和時的集電極電流可按下式計算Ic=I/n式中：I——變壓器二次繞組的峰值電流；n——變壓器一、二次繞組匝數(shù)比。Ic也可以用輸出功率Po來表示。假定變換器的效率為0.8，最大占空間比Dma*為0.4,則Ic=6.2Po/UI(2)推挽式變換器電路中開關晶體管的選擇對圖12所示推挽式變換器電路,它實際上是由兩個單端正激變換器電路構成。所以，在開關晶體管截止時，每只開關管上承受的電壓限制在2UI以，利用輸出功率、效率、最大占空比，可推導出晶體管集電極工作電流的表達式如下：假定變換器的η=0.8，Dma*=0.8，則集電極工作電流為〔a〕原理圖(b)波形圖圖12推挽式變換器電路〔3〕半橋式變換器電路開關晶體管的選擇圖13所示半橋式變換器中，變壓器的一次側(cè)在整個周期中都流過電流，磁心得到充分利用，對功率開關管的耐壓要求較低，決不會超過線路峰值電壓。與推挽式電路相比，假設輸出一樣的功率，則開關晶體管必須流過2倍的電流。在半橋式變換器電路中，因為變壓器的電壓已減少到UI/2，為了獲得一樣的功率，晶體管的工作電流將加倍。假定變換器的效率η=0.8，最大占空比Dma*=0.8，則晶體管的工作電流為:半橋式變換器的另一個優(yōu)點是:它可以自動校正變壓器磁心偏磁,防止變壓器磁心飽和。圖13半橋式變換器電路在設計開關電源時，還應考慮的是使用雙極型晶體管還是MOSFET管，這兩種晶體管各有優(yōu)缺點。二者相比擬，雙極型晶體管價格較低，而MOSFET管由于驅(qū)動電路簡單，所以整個電路設計也比擬簡單。雙極型晶體管有一個缺點，就是工作截止頻率較低，一般在幾十kHz左右，而MOSFET管的開關工作頻率可達幾百kHz。開關電源工作頻率高就意味著設計出來的開關電源體積較小。提高開關電源的工作頻率，這是當前開關電源設計的一個趨勢。3．2功率晶體管的保護功率晶體管的保護有抗飽和、二次擊穿等問題，這里重點介紹二次擊穿的防止及RC吸收回路元件參數(shù)的選擇方法。〔1〕正偏壓的二次擊穿要設計出一個工作穩(wěn)定、可靠的開關電源，必須防止開關晶體管出現(xiàn)正向偏置狀態(tài)下的二次擊穿現(xiàn)象。圖14表示晶體管集電極電流Ic與Uce間的關系圖，曲線的軌跡代表的是晶體管可以工作的最大限度圍。在晶體管導通期間，落入平安區(qū)正向偏置的負載曲線認為是平安的，工作時不能超過廠家所提供的器件熱限度和平安工作區(qū)。圖14雙極型晶體管平安工作區(qū)正向偏置的二次擊穿現(xiàn)象是由假設干個發(fā)熱點引起的。這些發(fā)熱點是由于晶體管在高壓下電流的不均衡而造成的。它們分布在功率晶體管工作面上的許多地方，由于晶體管的基極－發(fā)射極結(jié)間是負溫度系數(shù)，這些發(fā)熱點就增加了局部電流流動，電流越大，則產(chǎn)生功率越大，進而使得*一發(fā)熱點的溫度更高。由于集電極對發(fā)射極的擊穿電壓也是負溫度系數(shù)，所以與上述結(jié)果一樣。由此可見，如果加在晶體管上的電壓不消失，電流就不會終止，集電極－發(fā)射極結(jié)就會被擊穿，而晶體管會由于無法抗拒高溫而損壞。有一種防止正向偏壓二次擊穿的新方法：在制造晶體管時增加了發(fā)射極平衡技術，使用這種技術制造的晶體管可以工作在它本身允許的最大功率和最大集電極電壓的條件下，而不必擔憂會產(chǎn)生二次擊穿。應用這種技術的器件如圖15所示。具體實現(xiàn)方法是在功率開關晶體管的基極再串接一個結(jié)型場效應管，場效應管起著基極平衡電阻的作用，其阻值隨集電極對基極電壓的變化而變化。當集電極電壓變化時，能夠維持恒定的功耗。圖15防止二次擊穿的措施〔2〕反偏壓的二次擊穿當晶體管用作開關器件使用時，存儲時間和開關損耗是兩個重要的參數(shù)。如果不能有效地減少存儲時間，變壓器就會產(chǎn)生飽和，而且開關電源的調(diào)整圍就會受到限制。同時，對開關損耗必須進展控制，因為它影響著整個電源系統(tǒng)的工作效率。實際應用中，晶體管的反向偏置平安工作區(qū)〔RBSOA〕很有實用意義，如圖16所示。圖16反向偏置時平安工作區(qū)RBSOA曲線表示，對于Uce低于Uceo的情況，只受晶體管集電極電流Ic的限制。對Uce高于Uceo情況，集電極電流必須隨所加的方向偏置電壓的增加而減少。很明顯，反向偏置電壓Ueb是非常重要的，它對RBSOA的影響非常大。在開關晶體管加反向偏壓時，因為關斷時間會減少，應防止基極－發(fā)射極結(jié)的雪崩現(xiàn)象發(fā)生。設計時可采用有箝位二極管的RC吸收回路以防止雪崩現(xiàn)象的發(fā)生?！?〕開關晶體管的RC吸收回路由上面的討論可見，開關晶體管工作在截止狀態(tài)的瞬間，為了把存儲時間減少到最低限度，一般采用加大反向基極電流的方法。但是如果Ib過大，會造成發(fā)射結(jié)的雪崩，而損壞晶體管。為了防止這種情況的發(fā)生，可采用RC吸收回路，RC吸收回路并聯(lián)在開關晶體管的集電極－發(fā)射極之間，在功率開關晶體管截止時給開關晶體管集電極電流分流，見圖17。當晶體管V1截止時，電容C通過二極管V2被充電到工作電源電壓E＋，當晶體管V1導通時，電容C經(jīng)過電阻R放電。實際上，吸收回路消耗了一定量的功率，減輕了開關管的負擔。如果沒有吸收回路，這一局部功率必須由開關管承當。圖17晶體管截止電流吸收網(wǎng)絡在實際設計電路時，可用下面的公式進展估算。在晶體管截止時，其能量可用下式表示：式中：Ic——最大集電極電流〔A〕Uce——最大集電極－發(fā)射極電壓〔V〕tr——集電極電壓最大上升時間〔s〕tf——集電極電流最大下降時間(s)由電容的定義可求出由圖17可知，電容C上的電壓可以寫成下式：式中：ton是晶體管導通時間〔這時C經(jīng)過R放電〕選取RC回路的值要保證以下兩條：一是在開關晶體管截止期間〔toff〕必須能使電容C充電到接近Uce電壓，二是在晶體管導通期間〔ton〕，必須使電容C上的電荷經(jīng)電阻R放完，所以應使表達式的值接近于1。當ton=3RC時，e－3=0.05，即可以認為經(jīng)過3RC的延遲,電容C已根本上把電荷放完,這樣R的取值可由下式?jīng)Q定:R=ton/3C同時還應檢驗在晶體管導通時，電容C通過開關管放電的電流Idis,應把它限制在0.25Ic以下,可用下式計算:Idis=Uce/R[例]在一半橋變換器中使用開關晶體管,Uce=200V，tf=2μs，tr=0.5μs，變換器的工作頻率f=20kHz,開關晶體管的集電極工作電流Ic=2A,試計算RC吸收回路的R、C值。解取C=22nF，假定ton是總周期1/f的40％，則由R=ton/3C有取R=300Ω，再核對放電電流這個值大于Ic〔2A〕的25％，需再計算R的值取R=430Ω。3.3MOSFET的選擇和保護功率場效應管(PowerMOSFET)是近些年開展起來的半導體器件，在高頻開關電源中得到了廣泛的應用。它具有幾個明顯的優(yōu)點：工作頻率高達200kHz以上，從而可進一步減小開關電源的體積和重量；同時它還具有工作速度快、功率大、耐壓高、增益高，幾乎不存在存儲時間，沒有熱擊穿等優(yōu)點。MOSFET是電壓型控制器件。為了在漏極D得到一個較大的電流，必須在MOSFET的柵極和源極S之間加一個控制電壓。為了驅(qū)動MOSFET導通，需要在柵極和源極間參加電壓脈沖。為了提高MOSFET管的開關速度，驅(qū)動電壓源的阻抗Rg必須非常低。當MOSFET管關閉時，在漏極和源極之間就會出現(xiàn)很高的阻抗，從而抑制了電流的流動。當功率MOSFET用作開關器件時，漏源極間電壓降與漏極電流成正比。也就是說，功率MOSFET工作在恒定電阻區(qū)，因此它實際上象電阻一樣起作用。所以功率MOSFET漏源極間的導通電阻Rdson就成為一個十分重要的參數(shù)，它與雙極型三極管的集電極－發(fā)射極間飽和壓降的重要性一樣。當Ugs到達門限電壓時〔一般是2～4V〕，漏極電流Id開場流動。當Ugs超過門限電壓之后，漏極電流和柵極電壓的比值呈線性增長，這樣漏極電流對柵極電壓的變化率〔稱為跨導gfs〕在漏極電流