三相電壓型脈寬調(diào)制整流器直接功率控制

三相電壓型脈寬調(diào)制整流器直接功率控制

0準定頻直接功率控制方法全波器是實現(xiàn)四個距離的變流器。它具有直側(cè)電壓控制和單位矩陣等優(yōu)點。靜態(tài)同步補償裝置（statcom）、源動力濾波裝置（apf）、交流電氣傳動等應(yīng)用廣泛。PWM整流器分為電壓型和電流型兩種,由于效率的原因,目前應(yīng)用場合主要使用電壓型PWM整流器。傳統(tǒng)的電壓型PWM整流器控制策略主要是實現(xiàn)對電壓(幅值、相位)或電流的控制。20世紀90年代初,學(xué)者TokuoOhnishi利用瞬時功率理論,提出一種將PWM整流器的有功、無功進行直接控制的新型控制策略,后來稱之為直接功率控制(directpowercontrol,DPC)。直接功率控制具有結(jié)構(gòu)簡單、動態(tài)響應(yīng)性能好、高效和應(yīng)用領(lǐng)域廣泛等優(yōu)點,提出以后得到國內(nèi)外學(xué)者的關(guān)注和研究[5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17]。傳統(tǒng)的直接功率控制策略通過有功無功功率滯環(huán)去選擇開關(guān)表,進而去控制PWM整流器的瞬時功率。文獻對PWM控制方法進行了總結(jié),對比分析了基于電壓定向控制(voltageorientedcontrol,VOC)和基于虛擬磁鏈定向控制(virtualfluxorientedcontrol,VFOC)的各種方法。文獻[10-17]對直接功率在不同應(yīng)用場合下進行了研究,優(yōu)化了開關(guān)表。其中,文獻針對功率、直流電壓波動,提出有功開關(guān)表、無功開關(guān)表雙開關(guān)表的控制方式,提高了系統(tǒng)的動靜態(tài)性能。以上控制方法主要采用功率滯環(huán)來選擇開關(guān)表,從而導(dǎo)致開關(guān)頻率不固定,變化的開關(guān)頻率不利于交流側(cè)電抗濾波器設(shè)計;另外,由于采樣周期較高,如文獻采樣周期為60kHz,文獻采樣周期為50和80kHz,需要高速的A/D轉(zhuǎn)換器和處理器進行數(shù)據(jù)采集和算法處理,不便于系統(tǒng)實現(xiàn)。針對以上直接功率控制中的問題,目前采取的主要辦法是在傳統(tǒng)直接功率控制基礎(chǔ)上開關(guān)信號采用空間矢量調(diào)制(spacevectormodulation,SVM)的控制方法,一般稱之為DPC-SVM方法,從而獲得固定的PWM開關(guān)頻率,以實現(xiàn)定頻直接功率控制。文獻[18-19]采用此DPC-SVM方法,信號采樣周期和PWM開關(guān)頻率為10kHz。文獻在定頻直接功率控制的基礎(chǔ)上增加了對電流的控制,獲得了較好的實驗結(jié)果,但需要較高的開關(guān)頻率(15kHz)和采樣周期(110kHz)。不同于以上方法,本文提出一種功率外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的準定頻直接功率控制策略:首先建立PWM整流器的數(shù)學(xué)模型,根據(jù)瞬時功率理論和直接功率控制策略,分析采用SVM定頻直接功率控制的機理;然后,提出電流內(nèi)環(huán)的準定頻直接功率控制框圖。仿真和實驗結(jié)果驗證了本文方法的正確性和有效性。1tm整流器數(shù)學(xué)模型三相電壓型PWM整流器的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中,ua、ub、uc為三相對稱電源相電壓;ia、ib、ic為網(wǎng)側(cè)相電流;udc為直流側(cè)電壓;L和R為濾波電抗器的電感和電阻;idc為直流側(cè)電流;iL為負載電流。記Sk=Sk+-Sk-,k=a,b,c。其中,Sk=1表示上開關(guān)管導(dǎo)通,下開關(guān)管截止;Sk=0表示下開關(guān)管導(dǎo)通,上開關(guān)管截止。不計開關(guān)損耗,并考慮電網(wǎng)及PWM電路為三相對稱系統(tǒng),對于交流側(cè),由基爾霍夫電壓定律可得:另外,對于直流側(cè),由基爾霍夫電流定律可得:式中idc=Saia+Sbib+Scic。式(1)、(2)為三相電壓型PWM整流器在abc坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。采用正交變換,可得PWM整流器在αβ坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型:式中:在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為式中:udN=Sdudc;uqN=Squdc。2直接功率控制原理2.1功率滯環(huán)比較器寬度sp、sq傳統(tǒng)直接功率控制策略如圖2所示,θn為由網(wǎng)側(cè)電壓信號得到的扇區(qū)信號;SP、SQ反映實際有功、無功功率偏離給定值的狀態(tài),其值變化與功率滯環(huán)比較器寬度有關(guān)。由值SP、SQ、θn即可根據(jù)開關(guān)表選擇相應(yīng)的關(guān)斷狀態(tài)信號Sa、Sb、Sc去驅(qū)動功率開關(guān)器件。2.2相鄰電壓信號的調(diào)節(jié)針對采用開關(guān)表而帶來開關(guān)頻率變化問題,目前普遍采用空間矢量調(diào)制方法,如圖3所示。SVM算法是根據(jù)PWM整流器交流側(cè)所需的電壓空間矢量,采用所在扇區(qū)相鄰兩個電壓矢量不同作用時間合成的辦法得到,本質(zhì)上是對電壓的控制,如圖4所示。通過計算PWM整流器交流側(cè)的電壓空間矢量扇區(qū)確定扇區(qū)相鄰兩個電壓矢量開關(guān)管的導(dǎo)通時間T1和T2;由PWM原理,采用對稱插法和利用零空間矢量,分配各相橋臂開關(guān)管的導(dǎo)通時間,最后產(chǎn)生SVPWM波。3新標(biāo)準頻率直接功率控制策略3.1dm整流器輸出電流的確定為實現(xiàn)對三相電壓型PWM整流器功率的快速調(diào)節(jié),基于正弦穩(wěn)態(tài)的平均功率計算方法已經(jīng)不適用,應(yīng)采用瞬時功率來進行計算。通過對瞬時有功、無功功率的實時控制,從而實現(xiàn)能量的雙向流動,使PWM整流器獲得良好的動、靜態(tài)性能。PWM整流器的瞬時復(fù)功率s表示為式中:u為PWM整流器三相瞬時相電壓矢量;i*為三相瞬時相電流矢量;p為瞬時有功功率;q為瞬時無功功率。三相坐標(biāo)系下,p、q表示為假設(shè)電網(wǎng)電壓三相對稱:則可得式中id、iq為旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的有功電流和無功電流,由式(10)可知,它們正好反映了有功功率和無功功率的大小。由式(10)同時可得由式(11)可知,三相PWM整流器的輸出電流由瞬時有功和無功功率確定。當(dāng)實現(xiàn)單位功率因數(shù)時,電流與電壓同相位,q=0。式(11)可簡化為不考慮濾波電抗器的電阻R和PWM整流器開關(guān)損耗,根據(jù)功率平衡,由式(2)得:穩(wěn)態(tài)時,udc=Udc+Δudc,由于Δudc<<Udc,電容電壓維持不變,負載電流值可由直流側(cè)電壓調(diào)節(jié)得到。3.2dm整流器空間矢量調(diào)制方法根據(jù)3.1節(jié)推導(dǎo)的PWM整流器瞬時功率理論,控制PWM整流器的瞬時有功和無功功率,也就控制了其輸出電流。而控制瞬時有功和無功功率,可通過直接控制其有功電流和無功電流實現(xiàn)。由此,本文提出了如圖5所示的新型準定頻直接功率控制策略框圖。其中,外環(huán)采用功率環(huán),通過對瞬時有功和無功的給定,以實現(xiàn)對PWM整流器功率的直接控制;內(nèi)環(huán)采用電流環(huán),以實現(xiàn)電流的快速跟蹤。控制電路由電壓、電流檢測電路,電壓、功率估算器,坐標(biāo)變換,電壓調(diào)節(jié)器,功率調(diào)節(jié)器和電流調(diào)節(jié)器組成。給定有功功率由直流側(cè)電壓調(diào)節(jié)器輸出與實測電壓相乘得到,無功給定直接設(shè)為零,以實現(xiàn)PWM整流器單位功率因數(shù)狀態(tài)運行。瞬時有功功率p和無功功率q根據(jù)實時檢測得到的網(wǎng)側(cè)交流電壓ua、ub、uc和輸出電流ia、ib、ic進行估算。其中,電網(wǎng)相位信號由電壓信號經(jīng)3s/2s變換(即三相靜止坐標(biāo)到兩相靜止坐標(biāo)變換)得到;電流信號經(jīng)dq變換后得到有功電流id和無功電流iq,與功率調(diào)節(jié)器輸出進行電流調(diào)節(jié),最后經(jīng)dq反變換得到所需要的PWM指令信號。傳統(tǒng)直接功率控制由于采用SP、SQ信號去控制開關(guān)表,由文獻可知,當(dāng)有功和無功的變化方向與所選擇的矢量不一致的時候,只能選擇一個調(diào)節(jié)矢量(傳統(tǒng)開關(guān)表大多數(shù)選擇有功調(diào)節(jié)),從而出現(xiàn)無法同時調(diào)節(jié)有功和無功。本方法與傳統(tǒng)的直接功率控制相比,沒有采用開關(guān)表控制,而是引入電流控制,因此本文的方法對有功和無功的控制更加靈活。與常規(guī)的定頻直接功率控制方法相比,沒有采用電壓空間矢量進行調(diào)節(jié)。由前述可知,實現(xiàn)空間矢量調(diào)制需要進行大量的數(shù)學(xué)運算,花費在CPU上的時間較多。相比之下,本文直接對電流的偏差進行調(diào)節(jié),使得系統(tǒng)的響應(yīng)性能得到進一步提高。文獻采用的是一種準直接功率控制策略,并沒有對功率進行直接控制,而只是用于電流指令的計算。內(nèi)環(huán)引入的電流控制其控制量為變化量,從而導(dǎo)致控制復(fù)雜。與文獻相比,本文所提出的控制策略實現(xiàn)了對功率的直接控制,且控制量穩(wěn)態(tài)時全部為直流量,簡化了控制環(huán)節(jié),更便于實現(xiàn)無靜態(tài)誤差控制。3.3vm控制設(shè)計為實現(xiàn)對電流的快速跟蹤控制,引入電流無差拍控制方法。將式(1)用開關(guān)函數(shù)表示,可得由于PWM采樣頻率遠大于電網(wǎng)頻率,在一個采樣周期Ts內(nèi),三相PWM占空比dk可用開關(guān)函數(shù)Sk等效表示。則式(14)改寫為假設(shè)三相網(wǎng)側(cè)輸出電流在一個采樣周期內(nèi)實現(xiàn)指令電流跟蹤,達到無差拍控制效果,則有式中:i*k為T時刻給定的指令電流;ik(T+1)為T+1時刻的電流值。將式(16)代入式(15),整理得到由此可實現(xiàn)PWM控制?？紤]到PWM控制延時,在進行坐標(biāo)變換時對該延時進行補償,將ωt加上Δθ=2πfTs(f為電網(wǎng)頻率),從而提高電流的控制精度。3.4等效時間常數(shù)tp的開環(huán)控制方式本節(jié)進行控制器參數(shù)設(shè)計,以提高系統(tǒng)的動靜態(tài)響應(yīng)性能。本文以有功電流為例進行設(shè)計,由于有功電流和無功電流有相同的結(jié)構(gòu),設(shè)計方法適用,故參數(shù)一致,所以設(shè)計結(jié)果適用于無功電流。有功電流的控制模型可由圖6表示,其中Kc為PWM整流器增益,t0為整流器死區(qū)時間,TIT為PWM整流器由于采樣、程序計算和PWM控制周期帶來的延時。不計功耗,得Kc=1、t0=0,同時考慮R很小,可得其開環(huán)傳遞函數(shù)為式中:KPI為電流PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù);TII為積分時間常數(shù);TRL=L/R為連接電抗時間常數(shù);KRL=1/R為其增益。取中頻寬h=4,按三階最佳系統(tǒng)控制器進行參數(shù)設(shè)計,可得將電流環(huán)用等效時間常數(shù)TI的一階慣性環(huán)節(jié)表示,可得功率環(huán)的控制框圖如圖7所示。由圖7可得功率開環(huán)傳遞函數(shù)為式中:Um為網(wǎng)側(cè)相電壓幅值;KPP為功率PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù);TIP為積分時間常數(shù);TPT為功率環(huán)延時總時間常數(shù)。按上述設(shè)計方法可得將功率環(huán)用等效時間常數(shù)TP的慣性環(huán)節(jié)表示,可得直流側(cè)電壓環(huán)控制方框圖,如圖8所示。圖8中,TU為電壓濾波時間常數(shù),將其合并入功率環(huán)時間常數(shù),則得直流側(cè)控制開環(huán)傳遞函數(shù):式中:KPU為電壓PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù);TIU為積分時間常數(shù);TUT=TU+TP為電壓環(huán)延時總時間常數(shù)。同理可得電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù):4實驗的模擬和結(jié)果4.1直流側(cè)輸出電壓的仿真分析為驗證本文所提出的控制方法,首先在Matlab/Simulink平臺下進行計算機離線仿真。實驗參數(shù):電抗為1.3mH,直流側(cè)電容為5mF,負載電阻為10Ω,電網(wǎng)輸入相電壓為220V,控制直流側(cè)輸出電壓為600V,開關(guān)頻率設(shè)置為10kHz。由理論分析,計算得到KPI=4.3,TII=0.0006,KPP=0.0023,TIP=0.003?？紤]直流側(cè)的阻容時間常數(shù)通常很大,所以此處不采取理論計算辦法,由實際運行經(jīng)驗,電壓環(huán)的PI參數(shù)設(shè)為KPU=3,TIU=2。圖9為仿真結(jié)果。從圖中可見,輸入電流與輸入電壓相位同相,實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行。4.2測試測試4.2.1實驗裝置及參數(shù)采用智能功率模塊PM300DVA120,設(shè)計了三相電壓型PWM整流器控制實驗平臺來測試本文所提出的算法。實驗平臺如圖10所示。實驗PI參數(shù)與仿真PI參數(shù)一致。實驗主電路主要參數(shù)如下:1)IGBT功率模塊為PM300DVA120;2)交流側(cè)連接電抗為1.3mH/100A;3)直流側(cè)電容為5mF/900V;4)系統(tǒng)電壓為220V/50Hz;5)負載電阻為9.2kW/8.412Ω。實驗中,三相交流電源經(jīng)自耦變壓器T1、隔離變壓器T2接入PWM整流器系統(tǒng)?？刂破鞑捎胐SPACE平臺下的DS1104控制板。實驗連接示意圖如圖11所示。三相PWM脈沖產(chǎn)生直接采用dSPACE平臺自帶的RTI(real-timeinterface)模塊DS1104SL_DSP_PWM3完成。模塊參數(shù)設(shè)置為:開關(guān)頻率為10kHz,死區(qū)時間為5μs。信號采樣頻率為10kHz,為減少器件開關(guān)對輸出的抖動,采用中斷的CPU處理方式,以保證數(shù)據(jù)采集與PWM周期同步。用TDS20144通道示波器對波形進行實時記錄。4.2.2gm整流器的動態(tài)響應(yīng)圖12給出了PWM整流器穩(wěn)態(tài)運行時的B相電網(wǎng)電壓與對應(yīng)的輸入電流波形?？梢钥闯?輸入電流與輸入側(cè)電網(wǎng)電壓相位完全一致,電流諧波含量非常低,波形為較好的正弦波,PWM整流器實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行。圖13為PWM整流器由空載到突加9.2kW電阻負載時的動態(tài)響應(yīng)實驗結(jié)果。從圖13可以看出,PWM整流器輸出電流響應(yīng)僅為數(shù)毫秒,沒有明顯的振蕩調(diào)整過程,反映出本算法對PWM整流器的控制具有良好的動態(tài)性能。4.2.3dpc-svm算法的動態(tài)響應(yīng)將本文算法與DPC-SVM算法在dSPACE平臺下進行測試對比,兩者實驗參數(shù)一致,結(jié)果顯示兩種算法都在一個PWM控制周期(100μs)內(nèi)完成,其中本文算法耗時24.7μs,DPC-SVM算法耗時31.1μs。圖14、15為算法的實驗結(jié)果對比。圖14為PWM整流器由空載到突加9.2kW電阻負載時的動態(tài)響應(yīng)實驗結(jié)果。圖15為PWM整流器由穩(wěn)態(tài)運行到空載時的動態(tài)響應(yīng)實驗結(jié)果。從圖14可以看出,二者的動態(tài)響應(yīng)基本一致,但采用本文算法,在空載時電流更為平穩(wěn),基本為0。從圖15可知,斷開負載時,盡管沒有接入泄放電路,但采用本文提出的控制算法,其動態(tài)響應(yīng)快,系統(tǒng)電流下降迅速;而DPC-SVM算法對電流的控制效