基于dsp的三相pwm整流控制方法

基于dsp的三相pwm整流控制方法

1雙向dm特性隨著電力電子儀器的繼續(xù)用于不同的領(lǐng)域，大量使用的無控制沉默和相位濾波設(shè)備對電網(wǎng)的聲波污染非常嚴(yán)重。應(yīng)用三相PWM整流技術(shù)不僅減少了電流波形的畸變，提高了功率因數(shù)，還能實現(xiàn)能量回饋。在三相PWM整流的控制技術(shù)中，較常見的控制方法有：幅值相位控制、平均電流控制和滯環(huán)電流控制。幅值相位控制的功率因數(shù)高低依賴于對主電路阻抗測量的準(zhǔn)確度，其動態(tài)特性較差。平均電流控制和滯環(huán)電流控制都屬于直接電流控制，它們的區(qū)別在于電流環(huán)的設(shè)計不同，前者基于PI調(diào)節(jié)，后者基于BangBang控制。應(yīng)用瞬時功率控制方法的PWM整流器，因其內(nèi)部省去了電流環(huán)，減少了參數(shù)調(diào)試，提高了動態(tài)響應(yīng)速度，在實現(xiàn)數(shù)字化時無需dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換。2系統(tǒng)的組成、戰(zhàn)略的執(zhí)行和改進(jìn)2.1電容功率和負(fù)載rl圖1示出系統(tǒng)主電路。它屬于Boost型電路拓?fù)?，由輸入電感L、電感內(nèi)阻R、IPM功率模塊、輸出端電容C和負(fù)載RL構(gòu)成。IPM模塊采用三菱公司的PM75CSAl20，它集成了6個橋臂的IGBT管和過流、驅(qū)動、欠壓等保護(hù)電路，最高工作頻率達(dá)20kHz。2.2fpga控制器為滿足系統(tǒng)與變頻調(diào)速系統(tǒng)功能的結(jié)合，實現(xiàn)單CPU控制AC/DC/AC，要求CPU有較高的計算速度。為此，選用TI公司的TMS320LF2407處理器。該款DSP芯片與240型號的芯片相比，有更快的CPU計算速度(最高33ns/指令)。該芯片內(nèi)部集成了16通道高速A/D模塊(最少500ns);12路全比較PWM輸出通道，適合控制雙IPM模塊結(jié)構(gòu)的系統(tǒng)。同時，芯片內(nèi)帶32K的FLASH程序存儲器，544字的雙口RAM,4個定時器，這些資源能簡化DSP外圍電路的擴(kuò)展。該系統(tǒng)傳感器的種類有：2個霍耳電流傳感器，2個交流電壓互感器，1個直流電壓隔離放大器。采用二階有源濾波電路，僅對電壓互感器輸出的模擬信號進(jìn)行處理，以提高系統(tǒng)的抗干擾能力。2.3橋臂開關(guān)情況表征定義開關(guān)函數(shù)Sa,Sb,Sc。Sa=1代表A相上橋臂導(dǎo)通，Sa=0代表A相下橋臂導(dǎo)通。同理，Sb,Sc分別代表B相和C相橋臂的開關(guān)情況。若電網(wǎng)電壓對稱，整流器數(shù)學(xué)模型為：2.4整流器的仿真?zhèn)鹘y(tǒng)的有功功率、無功功率都是定義在平均值基礎(chǔ)上的，它們只適用于電壓、電流為正弦波的情況；而瞬時功率的概念對正弦、非正弦電壓和電流的情況都適用。瞬時有功功率p和瞬時功功率q表示為：θu，θi———電壓、電流矢量與α軸的夾角根據(jù)α，β坐標(biāo)系和三相靜止坐標(biāo)系之間的轉(zhuǎn)換關(guān)系，三相靜止坐標(biāo)系下的瞬時有功功率、無功功率如下：圖2示出瞬時功率控制系統(tǒng)圖。因為期望得到整流器的功率因數(shù)為1，所以設(shè)定參考無功功率qref=0。式中pref,qref———參考有功功率和參考無功功率若Δp>0，則期望IPM開關(guān)動作能使p增加，反之Δp<0，則期望能使p減少。若Δq>0，則期望開關(guān)動作能使q增加，反之Δq<0，則期望使q減少。令Sp=1，代表Δp>0;Sp=0，代表h<Δp<0;Sp=-1，代表Δp<h。令Sq=1，代表Δq>0;Sq=0，代表Δq<0，其中h為功率帶寬。三相PWM整流器有6個有效空間電壓矢量(V1～V6)和兩個零矢量(V0,V7)。圖3示出空間電壓矢量與α，β坐標(biāo)系的相對關(guān)系。參照矢量的位置分為12個工作區(qū)間。結(jié)合圖3和開關(guān)狀態(tài)表，在每個采樣周期Ts可確定一個電壓矢量Vx，作為DSP的輸出信號。表1示出傳統(tǒng)開關(guān)狀態(tài)表在θ1，θ2兩個區(qū)間中選擇電壓矢量的方法。圖4a通過仿真得到表1作用下電網(wǎng)側(cè)電流的波形，電流含有明顯的低次諧波的成分。為改善交流電流波形，專門設(shè)計了一種新型的開關(guān)狀態(tài)表。表2示出新型開關(guān)表的一部分，給出了θl，θ2兩個區(qū)間的電壓欠量分配情況，θ3～θ12區(qū)間的開關(guān)狀態(tài)可依次類推。圖4b為新型開關(guān)狀態(tài)表作用下的電流仿真波形，可見，采用新狀態(tài)表后電流的諧波含量明顯減少。2.5突加負(fù)載時的動態(tài)響應(yīng)快速的動態(tài)響應(yīng)可減少直流電壓的波動量，選用容量更小的直流濾波電容，可節(jié)約成本和體積。圖5示出突加負(fù)載時的動態(tài)響應(yīng)曲線?？梢?，瞬時功率控制PWM整流所提供的動態(tài)性能良好。仿真參數(shù)：線電壓峰值Um=537V，直流電壓參考值Uref=560V,C=2000μF,L=12mH,R=0.1Ω，采樣周期Ts=30μs，負(fù)載RL從280Ω突變到140Ω。2.6合成電壓矢量初始位置a設(shè)電網(wǎng)三相平衡，且只考慮基波分量：電網(wǎng)電壓空間矢量表示如下：以uab由負(fù)到正的過零點為參考點，而相電壓ua的相位落后uab為30°，所以在參考點處有ωt=-30°。由式(8)得合成電壓矢量初始位置落后a(下轉(zhuǎn)第44頁）軸120°。確定參考位置后，合成矢量位置的區(qū)間號θ，由12nTs/T+1取整得到，其中，n為采樣次數(shù)，Ts為采樣周期，T為電網(wǎng)電壓周期。2.7區(qū)間的判斷是否影響區(qū)間的判斷近似認(rèn)為，電網(wǎng)頻率在小范圍內(nèi)波動對工作區(qū)間的判斷沒有影響。當(dāng)波動量比較大時，可實時調(diào)整每個工作區(qū)間的長度，從而保證每個電網(wǎng)周期T被等分為12個工作區(qū)間。2.8缺相發(fā)生的情況每個周期有兩次出現(xiàn)│uab│<H(H為接近零的正數(shù))，若在這兩個時間段內(nèi)讀取的ubc=0，則認(rèn)為有缺相發(fā)生；或│ubc│<H時，讀取的uab=0，也同樣認(rèn)為有缺相發(fā)生。3a/d轉(zhuǎn)換芯片設(shè)置A/D采樣頻率fs=30kHz，直流電壓參考值Uref=150V，交流線電壓峰值Um=128V。圖6示出A相穩(wěn)態(tài)電流、電壓波形，電流波形接近正弦，并且電流、電壓相位保持一致。圖中電流波形峰值附近的高頻毛刺量比較明顯，主要原因：(1)對電流的控制存在一定的滯后時間；(2)每個中斷周期只能選擇單一的電壓矢量。減少A/D轉(zhuǎn)換的滯后時間和縮短中斷周期可降低高頻毛刺含量；采用12位A/D轉(zhuǎn)換芯片能減少量化誤差引起的功率波動，改善控制效果。但是從限制IPM的最高開關(guān)頻率，簡化硬件電路的角度考慮，選擇了30kHz的中斷頻率和自帶DSP的10位A/D轉(zhuǎn)換模塊。4新型開關(guān)狀態(tài)表的試驗