基于復化積分法的電力系統(tǒng)結構檢測方法

基于復化積分法的電力系統(tǒng)結構檢測方法

1諧波電流的檢測方法去年，源能源濾波器是一種新型的能源資源電子裝置，用于抑制和補償波形，并對無法事件的電流進行補償。通過將相當于波形和立功大小的電流注入電網，并以相反的方向抑制和補償負載帶來的波形和障礙。其中,有關APF的動態(tài)響應問題一直被廣為關注,而諧波檢測環(huán)節(jié)的好壞直接影響APF的補償特性,尤其是其動態(tài)響應特性。目前,已有各種用于三相電路系統(tǒng)的諧波和無功電流檢測方法?？焖俑盗⑷~變換能計算基波無功、有功及各次諧波分量,但運算至少需要一個工頻周期的延時;同步信號檢測法需要先檢測出基波電壓正序分量,才能檢測基波正序電流分量,且只能檢測基波無功和諧波電流分量的總和;基于空間矢量檢測法需要根據帶通濾波器的特性及所檢測的基波或諧波次數選擇相應的旋轉角,以改善低通濾波器的檢測精度,不具有通用性;基于自適應的諧波電流檢測技術,能實時跟隨諧波變化而調整濾波參數,魯棒性好,對諧波變化不敏感,但運算環(huán)節(jié)多,只能檢測基波或某一諧波分量?；谒矔r無功功率理論的諧波電流檢測方法應用最為廣泛,但主要是用模擬電路實現,缺乏靈活性。以數字信號處理器(DSP—DigitalSignalProcessor)為核心的數字信號處理電路具有運行速度快、計算精度高、算法應用靈活、程序修改方便等特點。本文根據DSP處理數字信號的特點,以瞬時無功功率理論為基礎,提出一種諧波電流的離散檢測新方法,用具有滑動時窗的復化積分濾波方法取代傳統(tǒng)的低通濾波方法,具有截止頻率特性好,檢測結果穩(wěn)定,易于在DSP編程實現等特點。在對三相全橋負載的諧波電流檢測中,該方法的動態(tài)響應時間是1/6的工頻周期。實驗結果表明該方法能正確地檢測基波及各次諧波的正序或負序分量。2基波和k次諧波電流的復化積分濾波在三相三線的電路系統(tǒng)中,若諧波電流的采樣輸入用ia(n)、ib(n)和ic(n)表示,根據對稱分量法有式中N為一個工頻周期的采樣點數,n對應為采樣點的計數值(n=0,1,…N-1);I+k、I-k、φ+k、φ-k分別表示基波(k=1)及k次諧波電流的正序和負序分量有效值和初相角。根據瞬時無功功率理論,k次諧波電流的正序分量檢測原理如圖1示,圖中各物理量意義見文獻。取k=k′時k≠k′時k′為待檢測的基波正序(k′=1)或諧波正序分量,式(3)對應為要檢測的直流分量,式(4)則是要濾除的波動分量。取二列能分別存放N個數據的緩沖區(qū),并在每一工頻周期按計數值n依次更新并存放i+k′p(n)、i+k′q(n)。若式(4)有最小公共周期Tc,取N1=NTc/T(T為工頻周期),將當前計數值n對應的單元記為l=N1-1,與此對應的前第N1個單元記為l=0,有此即復化積分的濾波方法。對應采樣計數值n的電流指令為根據上述推導,可得如下結論:1.變換陣C中的正弦函數起始變換點n0可以任意選取,不影響基波(k′=1)及k′次諧波電流指令檢測。2.利用式(5),可分別計算基波(k′=1)和k′次諧波電流的正序及負序分量有效值,當正弦函數起始變換點取n0=0時,相角的計算結果即為初相角。3.根據圖1,每一工頻周期的電流采樣根據a相電壓的零相位同步啟動時,取n0=0?iˉ+1p(n)n0=0?iˉ+1p(n)、iˉiˉ+1q(n)將分別對應基波有功及無功分量。4.不檢測電流的無功分量時,式(2)～(6)的推導過程與三相電路電壓無關,檢測結果不受電壓波動或畸變的影響。3fir數字低通濾波器特性以三相全橋整流電路為例,用MATLAB動態(tài)仿真軟件Simulink建立仿真模型,分析不同濾波方法的動態(tài)響應速度。圖2(a)是3階Elliptic數字低通濾波器,fcutoff=45Hz,響應時間是3/2工頻周期。式(4)中的i+1p(n)、i+1q(n)波動分量的最小公共周期近似為工頻周期的1/6,取120階FIR數字低通濾波器,圖2(b)是fpass=5Hz,fstop=190Hz,響應時間是1/2工頻周期。取N=240,N1=40,圖2(c)是采用式(5)復化積分算法,響應時間是1/6工頻周期。IIR數字低通濾波器為遞歸型結構,一階或二階響應速度快,但計算偏差大,五階以上不僅響應速度慢,且幅頻特性衰減大,都不宜采用,最適合式(2)濾波是3階Elliptic濾波器。FIR是一種非遞歸型結構的濾波器,卷積運算量大,截止頻率特性差,需用較高的階數才能達到設計指標。式(5)的復化積分算法不受截止頻率及階數選擇的影響,截止頻率特性好,計算結果穩(wěn)定,響應速度快,特別適合在DSP上編程實現,運算量多于IIR少于FIR。4復化積分濾波仿真實驗電路如圖3,負載為三相全橋整流電路。以具有浮點運算能力的數字信號處理器TMS320C32(以下簡稱:C32)為核心,構成并聯APF的控制電路,多路模數轉換器AD7862在一個工頻周期內采樣輸入240點,C32處理后,通過多路數模轉換器,MAX547將數字信號模擬輸出,利用電流跟蹤控制電路輸出補償電流指令,驅動主電路向負載端注入補償電流,抑制負載產生的諧波電流。取N=240,N1=120,讀取C32中RAM的數據,用MATLAB繪出如圖4的實驗波形。圖4(a)是a相負載的諧波電流;圖4(b)是補償除基波正序電流分量外的所有諧波電流;圖4(c)是只補償a相的5次諧波電流負序及7次諧波電流正序分量。5結論采用DSP實現的基于瞬時無功功率的諧波電流檢測方法,在一個采樣周期內完成諧波電流檢測,為APF的實時電流補償提供了保障。本文提出的復化積分濾波方法不受截止頻率及階數選擇的影響,特別適合在DSP上編程實現,運算量介于FIR和IIR之間,較好地改善了APF的動態(tài)響應特性。在不需要對諧波電流的無功分量進行檢測時,該方法不受電壓