z第6章 振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻

第6章振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻6.1振幅調(diào)制

6.2調(diào)幅信號的解調(diào)

6.3混頻

6.4混頻器的干擾

第6章振幅調(diào)制、解調(diào)、混頻

振幅調(diào)制、解調(diào)、混頻電路都屬于頻譜的線性搬移電路。6.1振幅調(diào)制振幅調(diào)制是由調(diào)制信號控制載波振幅，使之按調(diào)制信號的規(guī)律變化（嚴(yán)格講，使高頻振蕩的振幅與調(diào)制信號成線性關(guān)系）其它參數(shù)(頻率和相位)不變。這是使高頻振蕩的振幅載有消息的調(diào)制方式。振幅調(diào)制可分為三種調(diào)制方式：普通的調(diào)幅方式（AM）、抑制載波的雙邊帶調(diào)制（DSB）、抑制載波的單邊帶調(diào)制（SSB）。1、AM波分析

設(shè)載波電壓為

調(diào)制電壓為

通常滿足ωc>>Ω。已調(diào)信號的振幅隨調(diào)制信號uΩ線性變化,故振幅調(diào)制信號振幅Um（t）為Um(t)=UC+ΔUC（t）=UC+kaUΩcosΩt

=UC(1+mcosΩt)

(6-5)稱為調(diào)幅度（調(diào)制度）

1)表示式及波形為了使已調(diào)波不失真，即高頻振蕩波的振幅能真實地反映出調(diào)制信號的變化規(guī)律，調(diào)制度m應(yīng)小于或等于1。圖6-1(c)、(d)分別為m<1、m=1時的已調(diào)波波形;圖6-1(a)、(b)則分別為調(diào)制信號、載波信號的波形。圖6-1(e)為m＞1時的波形，稱為過調(diào)制，此時產(chǎn)生嚴(yán)重的失真，這是應(yīng)該避免的。

ka為比例系數(shù),一般由調(diào)制電路確定,故又稱為調(diào)制靈敏度。故調(diào)幅信號的表達式

uAM(t)=UM(t)cosωct=UC(+mcosΩt)cosωct

上面的分析是在單一正弦信號作為調(diào)制信號的情況下進行的,而一般傳送的信號并非為單一頻率的信號,例如是一連續(xù)頻譜信號f（t）,這時,可用下式來描述調(diào)幅波:

f（t）是均值為零的歸一化調(diào)制信號,|f（t）|max=1若將調(diào)制信號分解式中

如果調(diào)制信號如圖6-2(a)，已調(diào)波波形則如圖6-2(b)所示。圖6-2實際調(diào)制信號的調(diào)幅波形由式(6-5)可以看出，要完成AM調(diào)制，可用圖6-3的原理框圖來完成，其關(guān)鍵在于實現(xiàn)調(diào)制信號和載波的相乘。圖6-3AM信號的產(chǎn)生原理圖

2)調(diào)幅波的頻譜在單一頻率的正弦信號的調(diào)制情況下,用三角公式展開,可得上式表明單頻調(diào)制的調(diào)幅波包含三個頻率分量，頻譜中心分量即為載波分量，與調(diào)制信號無關(guān)，不含消息；兩個邊頻分量ωc+Ω及ωc-Ω則以載頻為中心對稱分布，兩個邊頻幅度相等，并與調(diào)制信號幅度成正比。

圖6―4單音調(diào)制時已調(diào)波的頻譜（a）調(diào)制信號頻譜（b）載波信號頻譜（c）AM信號頻譜圖6―5語音信號及已調(diào)信號頻譜（a）語音頻譜（b）已調(diào)信號頻譜AM調(diào)制是把調(diào)制信號的頻譜搬移到載頻兩側(cè)，在搬移過程中頻譜結(jié)構(gòu)不變。這類調(diào)制方式屬于頻譜線性搬移的調(diào)制方式。

3）調(diào)幅波的功率在負(fù)載電阻RL上消耗的載波功率為在負(fù)載電阻RL上一個載波周期內(nèi)調(diào)幅波消耗的功率為

P是調(diào)制信號的函數(shù),是隨時間變化的。上、下邊頻的平均功率均為AM信號的平均功率

AM波的平均功率為載波功率與兩個邊帶功率之和。邊頻功率載波功率單頻調(diào)制時，調(diào)幅波占用的帶寬BAM＝2F，F(xiàn)=Ω/2π。如調(diào)制信號為一連續(xù)譜信號或多頻信號，其最高頻率為Fmax，則AM信號占用的帶寬BAM=2Fmax。信號帶寬是決定無線電臺頻率間隔的主要因素，如通常廣播電臺規(guī)定的帶寬為9kHz，VHF電臺的帶寬為25kHz。

3)調(diào)幅波的功率平均功率(簡稱功率)是對恒定幅度、恒定頻率的正弦波而言的。調(diào)幅波的幅度是變化的，所以它存在幾種狀態(tài)下的功率，如載波功率、最大功率及最小功率、調(diào)幅波的平均功率等。在負(fù)載電阻RL上消耗的載波功率為(6-9)在負(fù)載電阻RL上，一個載波周期內(nèi)調(diào)幅波消耗的功率為(6-10)上、下邊頻的平均功率均為(6-11)AM信號的平均功率(6-12)由上式可以看出，AM波的平均功率為載波功率與兩個邊帶功率之和。而兩個邊頻功率與載波功率的比值為(6-13)

調(diào)幅波的最大功率和最小功率,分別對應(yīng)調(diào)制信號的最大值和最小值。

在普通AM調(diào)制方式中，載頻與邊帶一起發(fā)送，不攜帶調(diào)制信號分量的載頻占去了2/3以上的功率，而帶有信息的邊頻功率不到總功率的1/3，功率浪費大、效率低；但其解調(diào)簡單，便于接收。

2.雙邊帶信號

在調(diào)制過程中,將載波抑制就形成了抑制載波雙邊帶信號。它可用載波與調(diào)制信號相乘得到,其表示式為在單一正弦信號uΩ=UΩcosΩt調(diào)制時,圖6―6DSB信號波形AM波相比，它有如下特點:(1)包絡(luò)不同。AM波的包絡(luò)正比于調(diào)制信號f(t)的波形DSB波的包絡(luò)則正比于|f(t)|。例如g(t)=kcosΩt，它具有正、負(fù)兩個半周，所形成的DSB信號的包絡(luò)為|cosΩt|。當(dāng)調(diào)制信號為零時，即cosΩt=0，DSB波的幅度也為零。(2)DSB信號的高頻載波相位在調(diào)制電壓零交點處(調(diào)制電壓正負(fù)交替時)要突變180°。在調(diào)制信號正半周內(nèi)，已調(diào)波的高頻與原載頻同相，相差0°在調(diào)制信號負(fù)半周內(nèi)，已調(diào)波的高頻與原載頻反相，相差180°。這就表明，DSB信號的相位反映了調(diào)制信號的極性。因此，嚴(yán)格地講，DSB信號已非單純的振幅調(diào)制信號，而是既調(diào)幅又調(diào)相的信號。

單頻調(diào)制的DSB信號只有ωc+Ω及ωc─Ω兩個頻率分量，其頻譜相當(dāng)于從AM波頻譜中將載頻分量去掉。由于DSB信號不含載波，全部功率為邊帶占有，故發(fā)送的全部功率都載有消息，功率利用率高于AM信號；但兩個邊帶所含消息完全相同，故從消息傳輸角度看，發(fā)送一個邊帶的信號即可（即單邊帶調(diào)制）。

3.單邊帶信號單邊帶（SSB）信號是由DSB信號經(jīng)邊帶濾波器濾除一個邊帶或在調(diào)制過程中,直接將一個邊帶抵消而成。單頻調(diào)制時,uDSB（t）=kuΩuC

當(dāng)取上邊帶時取下邊帶時圖6―7單音調(diào)制的SSB信號波形圖6―8單邊帶調(diào)制時的頻譜搬移SSB調(diào)制方式在傳送信息時，不但功率利用率高，而且它所占用頻帶為BSSB≈Fm，比AM、DSB減少了一半，頻帶利用充分，目前已成為短波通信中一種重要的調(diào)制方式。?

雙音調(diào)制時產(chǎn)生的SSB信號波形為分析方便，設(shè)雙音頻振幅相等,即且Ω2＞Ω1,則可以寫成下式:受uΩ調(diào)制的雙邊帶信號為上邊帶圖6―9雙音調(diào)制時SSB信號的波形和頻譜利用三角公式,可得

uSSB(t)=UcosΩtcosωct-UsinΩtsinωct

和uSSB(t)=UcosΩtcosωct+UsinΩtsinωct

這是SSB信號的另一種表達式,由此可以推出uΩ(t)=f(t),即一般情況下的SSB信號表達式

的希爾伯特（Hilbert）變換即

是下邊帶上邊帶圖6-10希爾伯特變換網(wǎng)絡(luò)及其傳遞函數(shù)圖6―11語音調(diào)制的SSB信號頻譜(a)DSB頻譜(b)上邊帶頻譜(c)下邊帶頻譜

6.1.2振幅調(diào)制電路

AM、DSB及SSB信號都是將調(diào)制信號的頻譜搬移到載頻上（允許取一部分），搬移的過程中，頻譜結(jié)構(gòu)不發(fā)生變化，均屬頻譜的線性搬移即線性調(diào)制。此三種信號都有一個公共項（或以此為基礎(chǔ)）即調(diào)制信號uΩ與載波信號uc的乘積項，即這些調(diào)制的實現(xiàn)須以乘法器為基礎(chǔ)。

AM信號是在此乘積項的基礎(chǔ)上加載波或在uΩ的基礎(chǔ)上加一直流后與uc相乘得到；DSB信號是將調(diào)制信號uΩ與載波信號uc直接相乘得到；SSB信號可在DSB信號的基礎(chǔ)上通過濾波實現(xiàn)。

圖6-12集電極調(diào)幅電路集電極調(diào)幅AM高電平調(diào)制（分為基極調(diào)幅、集電極調(diào)幅

）

基極調(diào)幅由于基極電路電流小，消耗功率小，故所需調(diào)制信號功率很小，調(diào)制信號的放大電路比較簡單，這是基極調(diào)幅的優(yōu)點。但因其工作在欠壓狀態(tài)，集電極效率低是其一大缺點。一般只用于功率不大，對失真要求較低的發(fā)射機中。而集電極調(diào)幅效率較高，適用于較大功率的調(diào)幅發(fā)射機中。

低電平調(diào)制(1)二極管電路輸入信號u1和控制信號（參考信號）u2相加作用在非線性器件二極管上。

設(shè)二極管電路工作在大信號狀態(tài)（即輸入信號電壓振幅大于0.5V）。

u1為輸入信號或要處理的信號；u2為參考信號，且U2>>U1，U2>0.5V。忽略輸出電壓u。對回路的反作用,這樣加在二極管兩端的電壓uD為

二極管伏安持性的折線近似

U2>>U1,而uD＝u1+u2,可進一步認(rèn)為二極管的通斷主要由u2控制,可得Vp較小,有U2>>Vp,可令Vp=0(也可在電路中加一固定偏置電壓以抵消Vp)由于u2＝U2cosω2t,則u2≥0對應(yīng)于2nπ-π/2≤ω2t≤2nπ+π/2,n=0,1,2,…,故有式中g(shù)(t)為時變電導(dǎo)，受u2的控制；K(ω2t)為開關(guān)函數(shù)（單向）。

K（ω2t）是一周期性函數(shù),其周期與控制信號u2的周期相同,可用傅里葉級數(shù)展開,其展開式為則

若u1＝U1cosω1t為單一頻率信號,uD＝u1+u2代入上式有流過二極管的電流iD中的頻率分量有:（1）輸入信號u1和控制信號u2的頻率分量ω1和ω2;（2）控制信號u2的頻率ω2的偶次諧波分量;（3）輸入信號u1的頻率ω1與控制信號u2的奇次諧波分量的組合頻率分量（2n+1）ω2±ω1,n=0,1,2,…。

圖6―16單二極管調(diào)制電路及頻譜輸出濾波器H(jω)對載波ωC調(diào)諧，帶寬為2F；最后輸出的頻率分量為：ωC、ωC±Ω，即AM信號。

單差分對電路

差分對電路的可控通道有兩個:一個為輸入差模電壓,另一個為電流源I0;故可把輸入信號和控制信號分別控制這兩個通道。由于輸出電流i0與I0成線性關(guān)系，故將控制電流源的通道稱為線性通道；輸出電流i0與差模輸入電壓u成非線性關(guān)系，故將差模輸入通道稱為非線性通道。

若將uC加至uA,uΩ加到uB,則有

差分對AM調(diào)制器的輸出波形

式中m=UΩ/Ee,x=UC／VT。若集電極濾波回路的中心頻率為fc,帶寬為2F,諧振阻抗為RL,則經(jīng)濾波后的輸出電壓為

利用模擬乘法器產(chǎn)生AM信號

2.DSB調(diào)制電路1)二極管調(diào)制電路

調(diào)制信號uΩ加至u1處，載波uc加至u2處，且UC>>UΩ，則輸出變壓器次級電流iL為：

iL中包含F(xiàn)分量和(2n+1)fc±F(n=0,1,2,…)分量,若輸出濾波器的中心頻率為fc,帶寬為2F,諧振阻抗為RL,則輸出電壓為

圖6-20二極管平衡調(diào)制器波形圖6―22雙平衡調(diào)制器電路及波形在二極管平衡調(diào)制電路中，調(diào)制信號uΩ與載波uc的注入位置與所要完成的調(diào)制功能密切相關(guān)，調(diào)制信號uΩ加至u1處，載波uc加至u2處，可得到DSB信號；但兩個信號的位置互換后，只能得到AM信號。對于雙平衡電路，uΩ與uc可任意加到兩個輸入端，均可完成DSB調(diào)制。

圖6―23雙橋構(gòu)成的環(huán)形調(diào)制器平衡調(diào)制器的等效電路形式為橋式調(diào)制器；環(huán)形調(diào)制器也可用兩個橋路等效構(gòu)成。載波電壓對兩個橋路是反相的，當(dāng)uc>0時，上橋路導(dǎo)通，下橋路截止；當(dāng)uc<0時，上橋路截止，下橋路導(dǎo)通。調(diào)制電壓反相加于兩橋的另一對角線上。

2)差分對調(diào)制器在單差分電路中,將載波電壓uC加到線性通道,即uB=uC；調(diào)制信號uΩ加到非線性通道,即uA=uΩ,則雙端輸出電流io(t)為式中,I0=Ee/Re,m=UC/Ee,x=UΩ/VT。經(jīng)濾波后的輸出電壓uo(t)為圖6―24差分對DSB調(diào)制器的波形由于uΩ加到非線性通道，故出現(xiàn)了fc±nF(n=3,5…)分量，它們是不易濾除的，即會產(chǎn)生失真；只有當(dāng)UΩ較小時，使β3(x)<<β1(x)，才得到理想DSB信號。

單差分調(diào)制器雖然可得DSB信號，具有相乘器的功能，但并非一理想乘法器：1）信號的注入須是uB=uC,uA=uΩ,uΩ的幅度應(yīng)小，這限制了輸入信號的動態(tài)范圍。2）須加濾波器濾除不必要的分量。3）必須雙端差動輸出，單端輸出時只能得到AM信號。4）當(dāng)輸入信號為零時，輸出并不為零，如uB=0時，則電路為一放大器，仍然有輸出。

采用雙差分調(diào)制器，可近似為一乘法器：

若UΩ、UC均很小,上式可近似為雙差分調(diào)制器克服單差分調(diào)制器的大部分缺點：與信號注入方式無關(guān)；不需加濾波器；單端輸出仍可得DSB信號；輸入信號為零時輸出為零。唯一的要求是輸入信號的幅度受限制。

圖6-25是用于彩色電視發(fā)送機中的雙差分對調(diào)制器的實際電路。圖中，V7、V8組成恒流源電路。V5、V6由復(fù)合管組成。W4用來調(diào)整差分電路的平衡性，使靜態(tài)電流I5=I6，否則即使色差信號(調(diào)制信號)為零，還有副載頻輸出，會造成副載頻泄漏。同理，W2用來調(diào)整V1～V4管的對稱性，如不對稱，即使副載頻為零，仍有色差信號輸出，稱為視頻泄漏。

圖6-25雙差分調(diào)制器實際線路圖6―26濾波法產(chǎn)生SSB信號的框圖

3.SSB調(diào)制電路1)濾波法

圖6―27理想邊帶濾波器的衰減特性濾波法的關(guān)鍵是邊帶濾波器的制作，對邊帶濾波器的要求很高，主要是通帶阻帶間有陡峭的過渡衰減特性。

通常的帶通濾波器是由L、C元件或等效L、C元件（如石英晶體）構(gòu)成，濾波器的相對帶寬Δf/f0隨元件品質(zhì)因數(shù)Q的增加而減小，由于品質(zhì)因數(shù)不能任意大，故濾波器的中心頻率f0就不能很高。因此，用濾波法產(chǎn)生SSB信號，通常不是直接在工作頻率上調(diào)制和濾波，而是先在低于工作頻率的某一固定頻率上進行，然后通過幾次混頻及放大，將SSB信號搬移到工作頻率上。

2)移相法移相法是利用移相網(wǎng)絡(luò),對載波和調(diào)制信號進行適當(dāng)?shù)南嘁?以便在相加過程中將其中的一個邊帶抵消而獲得SSB信號。移相法的優(yōu)點是省去了邊帶濾波器,但要把無用邊帶完全抑制掉,必須滿足下列兩個條件:(1)兩個調(diào)制器輸出的振幅應(yīng)完全相同。(2)移相網(wǎng)絡(luò)必須對載頻及調(diào)制信號均保證精確的π／2相移。

圖6―28移相法SSB信號調(diào)制器移相法的優(yōu)點是省去了邊帶濾波器，但要把無用邊帶完全抑制掉，必須滿足下列兩個條件:(1)兩個調(diào)制器輸出的振幅應(yīng)完全相同;(2)移相網(wǎng)絡(luò)必須對載頻及調(diào)制信號均保證精確的π/2相移。圖6―29移相法的另一種SSB調(diào)制器在如圖所示電路中，調(diào)制信號載波電壓，且，二極管VD1、VD2的伏安特性相同，均為從原點出發(fā)，斜率為的直線，變壓器線圈匝數(shù)比N1:N2=1:1試分析輸出電流的頻率分量，并判斷該電路能否實現(xiàn)雙邊帶調(diào)制（忽略輸出電壓反作用）。

注：單向開關(guān)函數(shù)K（ωt）的傅里葉級數(shù)展開式為：

；

；

由于N1:N2=1:1，故將及代入可得iL中包含F(xiàn)分量和(2n+1)fc±F(n=0,1,2,…)分量，則經(jīng)過中心頻率為fc,帶寬為2F的濾波器即可實現(xiàn)雙邊帶調(diào)制。

6.2調(diào)幅信號的解調(diào)

6.2.1調(diào)幅解調(diào)的方法從高頻已調(diào)信號中恢復(fù)出調(diào)制信號的過程稱為解調(diào)，又稱為檢波。對于振幅調(diào)制信號，解調(diào)實質(zhì)是將高頻信號搬移到低頻端，與調(diào)制的搬移過程相反，屬線性搬移。振幅解調(diào)方法可分為包絡(luò)檢波和同步檢波兩大類。包絡(luò)檢波是指解調(diào)器輸出電壓與輸入已調(diào)波的包絡(luò)成正比的檢波方法。由于AM信號的包絡(luò)與調(diào)制信號成線性關(guān)系,因此包絡(luò)檢波只適用于AM波。包絡(luò)檢波的原理框圖同步解調(diào)器的框圖

同步檢波可以分為乘積型(圖a)和疊加型(圖b)兩類。它們都需要用恢復(fù)的載波信號ur進行解調(diào)。同步檢波器

6.2.2二極管峰值包絡(luò)檢波器1．原理電路及工作原理

二極管峰值包絡(luò)檢波器(a)原理電路(b)二極管導(dǎo)通(c)二極管截止該檢波器工作于大信號狀態(tài)，輸入信號電壓要大于0.5V，通常在1V左右。加入等幅波時檢波器的工作過程

從這個過程可以得出下列幾點:(1)檢波過程就是信號源通過二極管給電容充電與電容對電阻R放電的交替重復(fù)過程。(2)由于RC時間常數(shù)遠(yuǎn)大于輸入電壓載波周期,放電慢,使得二極管負(fù)極永遠(yuǎn)處于正的較高的電位(因為輸出電壓接近于高頻正弦波的峰值,即Uo≈Um)。

(3)二極管電流iD包含平均分量(此種情況為直流分量)Iav及高頻分量。檢波器穩(wěn)態(tài)時的電流電壓波形輸入為AM信號時檢波器的輸出波形圖輸入為AM信號時,檢波器二極管的電壓及電流波形包絡(luò)檢波器的輸出電路二極管電流iD中的高頻分量被C旁通，Idc及調(diào)制分量iΩ流經(jīng)R形成輸出電壓。如果只需輸出調(diào)制頻率電壓，則可在原電路上增加隔直電容Cg和負(fù)載電阻Rg，如圖a所示。若需檢波器提供與載波電壓成正比的直流電壓則可用低通濾波器RφCφ取出直流分量，如圖b所示，Cφ對調(diào)制分量短路。

2．性能分析1)傳輸系數(shù)Kd

檢波器傳輸系數(shù)Kd或稱為檢波系數(shù)、檢波效率,是用來描述檢波器對輸入已調(diào)信號的解調(diào)能力或效率的一個物理量。若輸入載波電壓振幅為Um,輸出直流電壓為Uo,則Kd定義為對AM信號其定義為

由于輸入大信號,檢波器工作在大信號狀態(tài),二極管的伏安特性可用折線近似。在考慮輸入為等幅波,并以通過原點的折線表示二極管特性(忽略二極管的導(dǎo)通電壓VP),則

式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,θ為電流通角,iD是周期性余弦脈沖

式中,α0(θ)、α1(θ)為電流分解系數(shù)。

基頻分量為

平均分量為

由此可見,檢波系數(shù)Kd是檢波器電流iD的通角θ的函數(shù),求出θ后,就可得Kd。

等式兩邊各除以cosθ,可得由以上分析可見：1）當(dāng)電路一定時（管子與R一定），大信號檢波器中θ是恒定的，它與輸入信號大小無關(guān)。其原因為負(fù)載電阻R的反作用，使電路具有自動調(diào)節(jié)作用而維持θ不變（當(dāng)輸入電壓增加時，引起θ增大，導(dǎo)致I0、Uo增大，負(fù)載電壓增大，加在二極管上的反偏電壓增大，致使θ下降）。故檢波器輸出、輸入間是線性關(guān)系（線性檢波）。2）θ越小，Kd越大，并趨向于1。

檢波器的輸入阻抗

2)輸入電阻Ri

輸入電阻是輸入載波電壓的振幅Um與檢波器電流的基頻分量振幅I1之比值,即

輸入電阻是前級的負(fù)載,它直接并入輸入回路,影響著回路的有效Q值及回路阻抗。當(dāng)θ很小,

由此可見，R越大，Ri越大，對前級的影響就越小。

可得

此結(jié)論也可用能量守恒來解釋（以純載波信號為例）。

3．檢波器的失真1)惰性失真在二極管截止期間,電容C兩端電壓下降的速度取決于RC的時間常數(shù)。惰性失真總是起始于輸入電壓的負(fù)斜率包絡(luò)上，調(diào)幅度越大，調(diào)制頻率越高，惰性失真越易出現(xiàn)（此時包絡(luò)斜率的絕對值增大）。

惰性失真的波形

為了避免產(chǎn)生惰性失真,必須在任何一個高頻周期內(nèi),使電容C通過R放電的速度大于或等于包絡(luò)的下降速度,即

如果輸入信號為單音調(diào)制的AM波,在t1時刻其包絡(luò)的變化速度為

二極管停止導(dǎo)通的瞬間,電容兩端電壓uC近似為輸入電壓包絡(luò)值,即uC=Um(1+mcosΩt)。從t1時刻開始通過R放電的速度為可得

不同的t1,U(t)和u0的下降速度不同,為避免產(chǎn)生惰性失真,必須保證A值最大時,仍有Amax≤1。故令dA／dt1=0,得

得出不失真條件如下:

底部切削失真2)底部切削失真

底部切削失真又稱為負(fù)峰切削失真。這種失真是因檢波器的交直流負(fù)載不同引起的。因為Cg較大,在音頻一周內(nèi),其兩端的直流電壓基本不變,其大小約為載波振幅值UC,可以把它看作一直流電源。它在電阻R和Rg上產(chǎn)生分壓，在電阻R上的壓降為

調(diào)幅波的最小幅度為UC(1-m),要避免底部切削失真應(yīng)滿足

減小底部切削失真的電路

為減小檢波器交、直流負(fù)載差別常用兩種措施：一是在檢波器與低放級之間插入高輸入阻抗的射隨器；二是將R分為R1和R2，R==R1+R2，R≈=R1+R2//Rg，當(dāng)R=R1+R2一定時，R1越大，交、直流負(fù)載的差別就越小，然而音頻輸出電壓也越小，為解決這個矛盾，常取R1/R2=0.1~0.2。

并聯(lián)檢波器及波形(a)原理電路(b)波形(c)實際電路

5.二極管并聯(lián)檢波器

根據(jù)能量守恒原理,實際加到并聯(lián)型檢波器中的高頻功率,一部分消耗在R上,一部分轉(zhuǎn)換為輸出平均功率,即當(dāng)Uav≈UC時(UC為載波振幅)有

電容C不能起高頻濾波作用，所以輸出電壓即為二極管兩端的電壓，不僅含有平均分量，還含有高頻分量；因此輸出端還需高頻濾波電容。

6．小信號檢波器小信號檢波是指輸入信號振幅在幾毫伏至幾十毫伏范圍內(nèi)的檢波。二極管的伏安特性可用二次冪級數(shù)近似,即

一般小信號檢波時Kd很小,可以忽略平均電壓負(fù)反饋效應(yīng),認(rèn)為iD的平均分量和高頻基波分量振幅為

若用ΔIav=Iav-a0表示在輸入電壓作用下產(chǎn)生的平均電流增量,則相應(yīng)的Kd和Ri為若輸入信號為單音調(diào)制的AM波,可用包絡(luò)函數(shù)U(t)代替以上各式中的Um

小信號檢波

6.2.3同步檢波1．乘積型設(shè)輸入信號為DSB信號,即us=UscosΩtcosωct,本地恢復(fù)載波ur=Urcos(ωrt+φ),這兩個信號相乘

經(jīng)低通濾波器輸出,且考慮ωr-ωc=Δωc在低通濾波器頻帶內(nèi),有

由上式可以看出,當(dāng)恢復(fù)載波與發(fā)射載波同頻同相時,即ωr=ωc,φ=0,則

uo=UocosΩt

無失真地將調(diào)制信號恢復(fù)出來。若恢復(fù)載波與發(fā)射載頻有一定的頻差,即ωr=ωc+Δωc

uo=UocosΔωctcosΩt

引起振幅失真。若有一定的相差,則

uo=UocosφcosΩt

2.疊加型疊加型同步檢波是將DSB或SSB信號插入恢復(fù)載波,使之成為或近似為AM信號,再利用包絡(luò)檢波器將調(diào)制信號恢復(fù)出來。對DSB信號而言,只要加入的恢復(fù)載波電壓在數(shù)值上滿足一定的關(guān)系,就可得到一個不失真的AM波。

疊加型同步檢波器原理電路

恢復(fù)載波

ur=Urcosωrt=Urcosωct

us+ur=(UscosΩt+Ur)cosωct-UssinΩtsinωct

=Um(t)cos［ωct+φ(t)］式中

設(shè)單頻調(diào)制的單邊帶信號(上邊帶)為

us=Uscos(ωc+Ω)t=UscosΩtcosωct-UssinΩtsinωct

式中,m=Us/Ur。當(dāng)m<<1,即Ur>>Us時,上式可近似為

平衡同步檢波電路上檢波器的輸出

uo1=KdUr(1+mcosΩt)下檢波器的輸出

uo2=KdUr(1-mcosΩt)

則總的輸出uo=uo1-uo2=2KdUr

mcosΩt6.3混頻

1．混頻器的功能混頻器是頻譜線性搬移電路,是一個六端網(wǎng)絡(luò)。兩個輸入電壓：輸入信號us和本地振蕩信號uL,其工作頻率分別為fc和fL；輸出信號為uI,稱為中頻信號,其頻率是fc和fL的差頻或和頻,稱為中頻fI=fL±fc。

混頻器在頻域上起著減（加）法器的作用。

混頻器有兩大類：混頻與變頻。由單獨的振蕩器提供本振電壓的混頻電路稱為混頻器；把產(chǎn)生振蕩和混頻功能由一個非線性器件（用同一晶體管）完成的混頻電路稱為變頻電路。變頻器是四端網(wǎng)絡(luò)，混頻器是六端網(wǎng)絡(luò)。在實際應(yīng)用中，二者?；煊谩?/p>

混頻器的功能示意圖

三種頻譜線性搬移功能(a)調(diào)制(b)解調(diào)(c)混頻

2．混頻器的工作原理

設(shè)輸入到混頻器中的輸入已調(diào)信號us和本振電壓uL分別為us=UscosΩtcosωct

uL=ULcosωLt

這兩個信號的乘積為若中頻fI=fL-fc，經(jīng)帶通濾波器取出中頻電壓為

混頻器的組成框圖

us

3．混頻器的主要性能指標(biāo)1)變頻增益變頻電壓增益定義為變頻器中頻輸出電壓振幅UI與高頻輸入信號電壓振幅Us之比,即

變頻功率增益為輸出中頻信號功率PI與輸入高頻信號功率Ps之比,即變頻增益表征了變頻器把高頻信號變換為輸出中頻信號的能力。增益越大，變換的能力就越強。

2)噪聲系數(shù)混頻器的噪聲系數(shù)NF定義為噪聲系數(shù)描述混頻器對所傳信號的信噪比影響程度。因為混頻級對接收機整機噪聲系數(shù)影響大（特別是接收機中沒有高放級時，影響更大），故