開關(guān)電源基礎(chǔ)與應(yīng)用(第二版)課件：提高電源質(zhì)量的新技術(shù)

提高電源質(zhì)量的新技術(shù)

10.1交錯并聯(lián)技術(shù)10.2多重變換在電源中的應(yīng)用10.3多電平變換器的控制方法

10.1交錯并聯(lián)技術(shù)

10.1.1交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)

交錯運行屬于并聯(lián)運行方式，若N個模塊并聯(lián)交錯運行，要求各模塊同頻率運行，開關(guān)導(dǎo)通時刻依次滯后1/N個開關(guān)周期。這種方式具有并聯(lián)運行變換器的多種優(yōu)點，輸出電流、電壓紋波峰值大為減小，從而減小所需的濾波電感值以及整個變換器的尺寸，提高變換器的功率密度。下面以圖10-1所示的N只Buck變換器并聯(lián)組成的電源系統(tǒng)為例進行

分析。圖10-1N個Buck變換器并聯(lián)組成的電源電路設(shè)圖10-1電路工作于CCM(電流連續(xù))模式，當(dāng)Ti(i?=?1，2，…，N)管導(dǎo)通時，電感電流iLi上升，設(shè)占空比為D，電路工作周期為T，則有(10-1)得到(10-2)當(dāng)Ti管關(guān)斷時，電感電流iLi下降，則(10-3)在一個工作周期中，，得出：(10-4)單Buck電路模塊電感電流的變化率表示為(10-5)由圖10-2電流波形示意圖可見，對于N模塊系統(tǒng)并聯(lián)交錯運行在CCM模式時，有如下結(jié)論：

(1)并聯(lián)交錯的模塊數(shù)量越多，并聯(lián)后總的電流紋波與單一模塊的紋波相比減小得越多，交錯帶來的效果越明顯。

(2)當(dāng)占空比D接近于0或1時，降低紋波幅值的效果不明顯；當(dāng)占空比在0.5附近時，降低紋波幅值的效果明顯。圖10-2電流波形示意圖10.1.2設(shè)計方案

下面以圖10-3交錯并聯(lián)(N?=?2)的電路結(jié)構(gòu)為例，通過分析初級電路開關(guān)與次級電路開關(guān)控制信號的不同組合，了解電路工作原理和開關(guān)控制方法，分析開關(guān)驅(qū)動信號(見圖10-4)與輸出紋波電流波形之間的關(guān)系，了解如何實現(xiàn)減小輸出電流紋波的過程。圖10-3電路結(jié)構(gòu)圖圖10-4開關(guān)控制信號波形此種并聯(lián)DC/DC變換器遵循以下運行規(guī)則：電感以L1→L3→L2→L4的順序依次充電，其余電感處于放電狀態(tài)?？刂崎_關(guān)時間不同，每個電感依次導(dǎo)通充電，時間保持一致；每只電感電流經(jīng)過移相疊加至輸出電容Co，降低了輸出電流紋波。

由圖10-3所示的兩個交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)組成的輸出端，延長了濾波電感L的放電時間。因充電時間不變，放電電流的斜率減小，使得iL1、iL2、iL3、iL4相互抵消，減小了疊加電流紋波。在同樣的紋波電流指標(biāo)條件下，可以減小濾波電感值，降低成本。以上分析表明，采用交錯并聯(lián)DC/DC變換器結(jié)構(gòu)具有以下優(yōu)點：

(1)交錯并聯(lián)控制方式與非交錯并聯(lián)的拓撲結(jié)構(gòu)相比，次級的開關(guān)頻率僅為原來的1/2，開關(guān)損耗亦為原來的1/2。由于變換器的開關(guān)損耗在總損耗中占很大比例，因此交錯并聯(lián)技術(shù)極大地提高了變換器的整機效率。

(2)在頻率保持不變且輸出紋波的峰-峰值不變的條件下，能有效減小濾波電感值。

10.2多重變換在電源中的應(yīng)用

10.2.1多重變換器技術(shù)的優(yōu)點

1．技術(shù)優(yōu)勢

級聯(lián)型逆變器具有以下優(yōu)勢：

(1)多種輸出電平改善輸出波形和控制效果。

(2)低的du?/dt和較低的開關(guān)損耗降低了對開關(guān)器件的要求，使中等功率的開關(guān)器件可用于高電壓場合。

(3)降低了輸入電流的諧波，減小了對環(huán)境的污染。

(4)用于三相感應(yīng)電動機驅(qū)動時，可以減小或消除中性點電平波動。

(5)安全性更高，母線短路的危險性大大降低。

2．技術(shù)特點

除此之外，級聯(lián)型逆變器還有自己獨到的技術(shù)特點：

(1)其結(jié)構(gòu)易于模塊化和擴展。級聯(lián)型逆變器是一種串聯(lián)結(jié)構(gòu)，每個H橋臂結(jié)構(gòu)相同，易于模塊化生產(chǎn)。逆變器拆卸和擴展都很方便，這是其他多電平逆變器所不具有的。

(2)級聯(lián)型逆變器每相某一輸出電壓存在多種級聯(lián)單元的狀態(tài)組合。各級聯(lián)單元的工作是完全獨立的，其輸出只影響輸出總電壓，不會對其他級聯(lián)單元造成影響。

(3)便于實現(xiàn)軟開關(guān)技術(shù)。通過對H橋加入諧振電感、電容，采用適當(dāng)?shù)目刂撇呗?，比較容易實現(xiàn)軟開關(guān)，從而可以去除緩沖電路，減少散熱裝置的體積。

(4)級聯(lián)型逆變器是多電平逆變器中輸出同樣數(shù)量電平而所需器件最少的一種。10.2.2多重級聯(lián)變換器的結(jié)構(gòu)

對于N重相同的H橋臂串聯(lián)的級聯(lián)型變換器，若能輸出M個電平，則該變換器稱為N重M電平級聯(lián)型逆變器，其中，M=2N+1。由此可知，由兩個級聯(lián)單元組成的級聯(lián)型逆變器，可輸出?+2E、E、0、－E、－2E五種電平，由H型全橋逆變電路作為功率單元級聯(lián)而成。例如圖10-5就是一個三重七電平級聯(lián)型逆變器，此種拓撲結(jié)構(gòu)的特點是：

(1)每個功率逆變單元直流側(cè)采用相互獨立的直流電源，不存在電壓不平衡問題，易于實現(xiàn)PWM控制。

(2)每一個功率單元結(jié)構(gòu)相同，給模塊化設(shè)計和制造帶來方便，而且裝配簡單。

(3)系統(tǒng)可靠性高。若某一功率單元發(fā)生故障時可以被旁路掉，其他單元仍可以正常工作，不間斷供電。

(4)由于沒有鉗位二極管或鉗位電容器的限制，這種結(jié)構(gòu)的功率變換器輸出電平數(shù)可以更多，在輸出電壓提高的同時，諧波含量更小。圖10-5級聯(lián)型逆變器的通用結(jié)構(gòu)10.2.3變換電路工作原理及數(shù)學(xué)模型

1．單元級聯(lián)型功率變換電路的工作原理

逆變單元主電路為電壓型單相全橋逆變器，亦稱H橋逆變單元。圖10-6為H橋逆變單元的主電路拓撲結(jié)構(gòu)。

H橋逆變單元的直流電壓源由三相或單相交流電壓整流成脈動的直流電壓，經(jīng)電容濾波后獲得。H橋由VT1、VT2、VT3和VT4四只IGBT及反并聯(lián)二極管組成。每兩個IGBT串聯(lián)構(gòu)成一個橋臂(VT1和VT2串聯(lián)構(gòu)成左橋臂，VT3和VT4串聯(lián)構(gòu)成右橋臂)，兩個橋臂并聯(lián)后連接到直流母線上。通過對逆變橋進行PWM控制，使左、右橋臂的中點(L、R之間)輸出幅值和頻率可變的交流電壓。圖10-6H橋逆變單元的主電路拓撲結(jié)構(gòu)為防止直流母線發(fā)生短路，同一橋臂的兩個IGBT不能同時導(dǎo)通，因而來自控制系統(tǒng)的IGBT的觸發(fā)信號中VT1和VT2觸發(fā)信號反相，VT3和VT4觸發(fā)信號反相。四個IGBT共有四種有效的組合狀態(tài)：當(dāng)VT1和VT4導(dǎo)通而VT2和VT3關(guān)斷時，L、R之間輸出電壓為?+E，即Uo=+E；當(dāng)VT2和VT3導(dǎo)通而VT1和VT4關(guān)斷時，L、R之間輸出電壓為－E，即Uo=

－E；當(dāng)VT1和VT3導(dǎo)通而VT2和VT4關(guān)斷時，或當(dāng)VT2和VT4導(dǎo)通而VT1和VT3關(guān)斷時，L、R之間輸出電壓為0，即Uo=0。因此，根據(jù)四個IGBT不同的狀態(tài)組合，每個逆變功率單元能夠輸出3種不同電平的電壓，+E、0和－E，如圖10-7所示。圖10-7H橋逆變單元輸出電壓

2．單元級聯(lián)型逆變電路

單元級聯(lián)型多電平功率變換器的每一相均由N個結(jié)構(gòu)相同的逆變單元構(gòu)成，逆變單元的輸出為串聯(lián)，疊加后形成多電平功率變換電路的某一相輸出，如A相輸出相電壓UAN為(10-6)多電平功率變換器的每相輸出電壓是N個級聯(lián)的功率單元輸出電壓之和，每一功率單元可以輸出?+E、0和－E三種電壓，故每一相可以輸出M電平：－NE，－(N－1)E，…，－E，0，E，…，(N－1)E，NE。多電平的功率變換電路中輸出電壓的合成方式靈活，每種電平的輸出電壓對應(yīng)多種開關(guān)組合方式。圖10-8(a)為兩單元級聯(lián)功率變換器電路A相電路結(jié)構(gòu)圖，輸出相電壓UAN由不同的開關(guān)組合方式合成五種電平輸出，如圖10-8(b)所示。表10-1列出了A相不同電平輸出對應(yīng)的各種開關(guān)組合及開關(guān)狀態(tài)。其中，“0”代表對應(yīng)的功率元件處于關(guān)斷狀態(tài)，“1”代表對應(yīng)的功率元件處于導(dǎo)通狀態(tài)。圖10-8兩單元級聯(lián)功率變換器A相電路結(jié)構(gòu)圖及輸出電壓波形

3．簡化模型分析

級聯(lián)型逆變器的簡化電路模型如圖10-9所示。該電路中一組相互隔離的直流電源串聯(lián)起來，開關(guān)所處的位置決定直流電源是否參與能量的輸出。當(dāng)S開關(guān)處于左側(cè)，則表明直流電源為總輸出提供了能量，此時級聯(lián)單元處于“輸出”狀態(tài)；當(dāng)S開關(guān)處于右側(cè)，直流電源不參與總輸出，此時級聯(lián)單元處于“續(xù)流”狀態(tài)，僅提供了一個電流回路。圖10-9級聯(lián)型逆變器的簡化電路模型

4．級聯(lián)型逆變器的冗余分析

冗余狀態(tài)指對應(yīng)于某一輸出電壓，存在多種工作模式。級聯(lián)型逆變器由于采用了較多的電源和器件，發(fā)生故障的概率增大了。但和同等容量的單重逆變器相比，故障的危險性大大降低了，這是因為內(nèi)部輸出回路經(jīng)過了多個開關(guān)器件，多個器件同時短路的可能性極小。而對于單個H橋而言，由于輸入直流源的電壓較低，H橋短路的危險性大大降低了。級聯(lián)單元由直流電源和H橋臂組成，因此將冗余狀態(tài)分為直流電源冗余狀態(tài)和H橋臂冗余狀態(tài)。如以級聯(lián)單元為基本單元，則逆變器存在線電壓冗余和相電壓冗余狀態(tài)。

5．線電壓冗余與相電壓冗余

三相多電平逆變器存在線電壓冗余狀態(tài)。以五電平逆變器為例，可輸出電壓2、1、0、－1、－2，則可知當(dāng)(ua,ub,uc)=(1，1，0)與(ua，ub，uc)?=?(2，2，1)，或者(0，0，－1)時，空間矢量是一致的。線電壓冗余存在于各種三相多電平逆變器中。

級聯(lián)型逆變器不僅存在線電壓冗余，還存在相電壓冗余。相電壓冗余是針對單相而言，當(dāng)某相輸出某一電壓時，對應(yīng)于多種級聯(lián)單元的狀態(tài)組合。如對于五電平逆變器，不同輸出電平與級聯(lián)單元的狀態(tài)如表10-2所示。由表可見，當(dāng)輸出E時，有兩種冗余狀態(tài)；而對于零電平，則有三種冗余狀態(tài)；當(dāng)輸出2E時，則對應(yīng)于確切的工作模式。

6．冗余狀態(tài)存在對電路的影響

冗余狀態(tài)和冗余開關(guān)組合是級聯(lián)型逆變器的一個重要特點，其優(yōu)點在于：

(1)降低了對元件的要求。狀態(tài)和開關(guān)組合可交替輪換，避免了某一工作單元長時間工作的情況，從而可降低對元件的要求，并可避免系統(tǒng)工作時局部過熱。

(2)提高了系統(tǒng)的可靠性。在某一元件失效時，系統(tǒng)可通過重組將故障元件旁路，繼續(xù)運行。

冗余狀態(tài)存在所帶來的負面影響在于需要均衡各單元的使用。為使各單元具有相同的壽命周期，提高系統(tǒng)的可靠性和使用壽命，各單元的利用率應(yīng)趨于相同，因此需要引入均衡控制。10.2.4單元級聯(lián)型變換電路的數(shù)學(xué)模型

1．基本功率單元

級聯(lián)型功率變換電路是由基本功率單元組成的，因而基本功率單元的數(shù)學(xué)模型是建立完整功率變換電路數(shù)學(xué)模型的基礎(chǔ)。

對基本功率單元H橋逆變單元，為獲得基本功率單元的數(shù)學(xué)描述，引入開關(guān)變量S，并分別用SL和SR作為控制左、右橋臂的開關(guān)變量。

定義：

(10-9)對于左橋臂，L點對n點的輸出電壓為UL=SLE，左橋臂的電流為IL=SLI；同理，對于右橋臂，R點對n點的輸出電壓為UR=SRE，右橋臂的電流為IR=－SRI。

根據(jù)基爾霍夫電壓和電流定律，有(10-10)式(10-10)即為基本功率單元的數(shù)學(xué)模型。圖10-10三相單元功率變換電路由以上可得圖10-10功率變換電路的狀態(tài)方程：(10-15)10.2.5三相單元級聯(lián)功率變換電路

1．三相單元級聯(lián)功率變換電路

三相單元級聯(lián)功率變換電路如圖10-11所示。圖10-11三相多電平功率變換電路其中：SLai、SLbi、SLci和SRai、SRbi、SRci分別為A、B、C三相第i個級聯(lián)功率單元左橋臂和右橋臂的開關(guān)信號；Uai、Ubi、Uci分別為A、B、C三相第i個級聯(lián)功率單元的輸出電壓；Ieai、Iebi、Ieci分別為A、B、C三相第i個級聯(lián)功率單元電源Ei的輸出電流。

2．狀態(tài)方程的建立

對于圖10-11的n單元級聯(lián)功率變換電路，每相輸出電壓為

(10-17a)(10-17b)(10-17c)建立的上述A、B、C三相所在的三條支路電壓方程式，對于對稱負載中性點不接地的三相系統(tǒng)依然成立。綜合上述分析計算可得功率變換電路的狀態(tài)方程：

LI=AI+BE

(10-18)

其中：

10.3多電平變換器的控制方法

10.3.1基于離散自然采樣法的PWM控制方法

1．離散自然采樣法

級聯(lián)型功率變換器拓撲結(jié)構(gòu)較傳統(tǒng)兩電平結(jié)構(gòu)復(fù)雜，控制繁瑣。級聯(lián)型逆變器由基本功率單元級聯(lián)而成，每一個功率單元為全橋逆變電路左、右兩個橋臂組成，每一橋臂高壓端和低壓端的兩只功率元件不能同時導(dǎo)通?？梢杂靡宦稰WM控制信號和它的反相信號，分別控制同一橋臂的兩只功率元件，這樣每一功率單元需要兩路獨立的PWM信號控制。對于三相N級多電平逆變器，每相由N個功率單元級聯(lián)構(gòu)成，整個逆變器有3N個功率單元，每個功率單元需要2路獨立PWM控制信號，故逆變器的控制器需要6N路PWM控制信號；對于三單元級聯(lián)七電平輸出電壓3?kV逆變器，共有9個功率單元，需要18路獨立PWM控制信號；若對于6?kV六單元級聯(lián)多電平逆變器，功率單元將需要18個，相應(yīng)的獨立PWM控制信號路數(shù)也變?yōu)?6路……?如此數(shù)量龐大的PWM控制信號僅由微控制器中的硬件PWM生成單元采用計數(shù)器加比較單元的規(guī)則采樣法產(chǎn)生，那么每一路PWM控制信號都需要一個獨立的計數(shù)器和一個獨立的比較單元。對于通用的信號處理器，使用硬件生成數(shù)目如此龐大的PWM信號十分困難，且在每個載波周期中都要重新計算6N路PWM控制信號的占空比，這對控制器的CPU是沉重的負擔(dān)，且硬件利用率較低。以三單元級聯(lián)多電平功率變換電路的PSPWM為例，圖10-12給出了生成級聯(lián)三個單元左、右橋臂的PWM控制原理圖。C1、C2、C3為級聯(lián)三個功率單元左橋臂PWM控制三角載波信號，其反相為、、與調(diào)制波比較產(chǎn)生三個功率單元右橋臂的PWM控制信號。圖10-12中給出第一個功率單元左橋臂以自然采樣法生成的PWM控制信號，比較器實時比較調(diào)制波和三角載波的幅值。在t1時刻，調(diào)制波幅值大于載波幅值，輸出高電平；t2時刻后，調(diào)制波幅值小于載波幅值，輸出低電平；t3時刻，調(diào)制波幅值再次大于載波幅值，輸出跳變?yōu)楦唠娖健D10-12自然采樣算法PSPWM原理圖設(shè)同一相級聯(lián)的功率單元的參考波相同，兩個相鄰的功率單元載波有相位差。相位差e由以下公式計算：(10-19)從自然采樣法PWM生成原理可以看出，該算法需要實時跟蹤三角載波和調(diào)制波，由比較器實時比較二者的幅值，按比較規(guī)則確定正確的輸出電平。采用模擬器件生成調(diào)制波和載波，由模擬比較器比較輸出的方法的結(jié)構(gòu)復(fù)雜，受環(huán)境影響大。采用數(shù)字控制器可避免上述缺陷，但自然采樣算法需要求解超越方程，并且含有三角函數(shù)和多次加法、乘法運算，工作量巨大，需離線計算。圖10-13離散自然采樣算法PSPWM原理圖

3．誤差分析

分析該離散自然采樣算法生成PSPWM控制信號的過程表明，獲得高質(zhì)量輸出的關(guān)鍵因素在于時間間隔T應(yīng)足夠小。比較圖10-12和圖10-13，應(yīng)用自然采樣法時，輸出PWM脈沖t1時刻跳變?yōu)楦?；可對于離散自然采樣法，由于t1時刻沒有處于T整數(shù)倍時刻上，所以要經(jīng)過一段延時后，當(dāng)t1=t1'，即T整數(shù)倍時刻，進行幅值比較，獲得輸出。在最不利的情況下，t1與t1'最大誤差為T。

減小誤差的最佳途徑是使得時間間隔T足夠小。為此應(yīng)使用高速數(shù)字信號處理器并采用匯編語言編程，提高代碼運行效率，以期在最短的時間內(nèi)完成調(diào)制波和三角波幅值的運算。若T=0，則離散自然采樣法演變?yōu)樽匀徊蓸臃?。減小誤差的另一個途徑是在進行比較時，不是比較調(diào)制波和載波的幅值是否相等，而是兩者的差在一個小的電壓范圍內(nèi)，即輸出相應(yīng)的電平。在實際應(yīng)用中，將正弦波存儲在波形表中，采用線性插值法以獲得較為準(zhǔn)確的幅值。在T時間間隔內(nèi)，由CPU的算術(shù)邏輯單元對調(diào)制波的幅值與各載波幅值比較，依次生成PWM控制信號。離散自然采樣算法只需使用定時器和算術(shù)邏輯單元等硬件資源，大大減少了對硬件的依賴性。使用這種方法生成PWM信號可以充分利用DSP高速運算的能力，不依賴于硬件的事件管理器生成多路控制信號。

與級聯(lián)多電平逆變器容