通信原理課件

第0章緒論返回

信息源換能器

發(fā)送設(shè)備

信道受信者換能器

接收設(shè)備噪聲源現(xiàn)代通信系統(tǒng)1．信息源信息源是指需要傳送的原始信息2．輸入換能器將發(fā)信者提供的非電量消息(如聲音、景物等)變換為電信號(hào)3．發(fā)送設(shè)備發(fā)送設(shè)備主要有兩大任務(wù)：一是調(diào)制，二是放大。4．信道

信道是連接發(fā)、收兩端的信號(hào)通道，又稱傳輸媒介。5．接收設(shè)備任務(wù)是從已調(diào)信號(hào)中恢復(fù)出發(fā)送端相一致的基帶信號(hào)6．輸出換能器

將輸出的基帶信號(hào)變換成原來形式的消息返回

第一章緒論返回

第一章緒論返回11.1LC選頻網(wǎng)絡(luò)

1.1.1選頻網(wǎng)絡(luò)的基本特性1.1.2LC選頻回路*1.1.4雙耦合諧振回路及其選頻特性返回1.1.3LC阻抗變換網(wǎng)絡(luò)1.1LC選頻網(wǎng)絡(luò)返回1.1.1選頻網(wǎng)絡(luò)的基本特性返回

要求選頻電路的通頻帶寬度與傳輸信號(hào)有效頻譜寬度相一致。理想的選頻電路通頻帶內(nèi)的幅頻特性fof1f22Δf0.72Δf0.1理想實(shí)際α(f)=H(f)/H(fo)f0.40.60.81.00.20通頻帶外的幅頻特性應(yīng)滿足

理想的幅頻特性應(yīng)是矩形，既是一個(gè)關(guān)于頻率的矩形窗函數(shù)。

矩形窗函數(shù)的選頻電路是一個(gè)物理不可實(shí)現(xiàn)的系統(tǒng)，實(shí)際選頻電路的幅頻特性只能是接近矩形定義矩形系數(shù)K0.1表示選擇性：2Δf0.7稱為通頻帶：顯然，理想選頻電路的矩形系數(shù)K0.1=1，而實(shí)際選頻電路的矩形系數(shù)均大于1。1.1.1選頻網(wǎng)絡(luò)的基本特性返回

另外，為不引入信號(hào)的相位失真，要求在通頻帶范圍內(nèi)選頻電路的相頻特性應(yīng)滿足

即理想條件下信號(hào)有效頻帶寬度內(nèi)的各頻率分量都延遲一個(gè)相同時(shí)間τ，這樣才能保證輸出信號(hào)中各頻率分量之間的相對(duì)關(guān)系與輸入信號(hào)完全相同。φo+π/2φ(f)f-π/20-φofof1f22Δf0．7理想實(shí)際

實(shí)際選頻回路的相頻特性曲線并不是一條直線，所以回路的電流或端電壓對(duì)各個(gè)頻率分量所產(chǎn)生的相移不成線性關(guān)系，這就不可避免地會(huì)產(chǎn)生相位失真，使選頻回路輸出信號(hào)的包絡(luò)波形產(chǎn)生變化RpLCRSiSRLCRSiS1.1.2LC選頻回路返回RLCRSuSRLCRSiS1.1.2LC選頻回路返回ZPRLCRSuSZSRLCRSuSRLCRSiS1.1.2LC選頻回路返回RpLCRSiSRLCRSuSRpLCRSiS1.1.2LC選頻回路+ui-ii返回RLCRSuSRLCRSiS返回RLCRSuSRLCRSiS返回電感性電容性電容性電感性返回RpR仿真2仿真1返回繼續(xù)Q2>Q1Q11OQ2或OQ1Q2或同樣定義并聯(lián)（串聯(lián)）諧振回路端電壓（電流）的相位為1.1.2LC選頻回路返回仿真RpLCRSiSiiiCiRiL+ui-RLCRSuS+uC-+uL-ii+ui-+uR-1.1.2LC選頻回路11返回1.1.2LC選頻回路繼續(xù)返回仿真RpLCRSiSRLRLCRSuSRL1.1.3LC阻抗變換網(wǎng)絡(luò)

BX1RXR1AABX2R2BX1RXR1AABX2R2RL1CRSiSL2RpCRSiSRLN1N2M+u1-+u2-C二變壓器阻抗變換電路RL'

假設(shè)初級(jí)電感線圈的圈數(shù)為N1，次級(jí)圈數(shù)為N2，且初次間全耦合(k=1)，線圈損耗忽略不計(jì)，則等效到初級(jí)回路的電阻RL'上所消耗的功率應(yīng)和次級(jí)負(fù)載RL上所消耗功率相等，即

或變壓器初次級(jí)電壓比u1／u2等于相應(yīng)圈數(shù)比N1／N2，故有

可通過改變比值調(diào)整RL'的大小。三回路抽頭的阻抗變換L2L1CL2L1CRLC2C1LLC2C1RL三回路抽頭的阻抗變換iSRSL1C2C1RLiSRSL2L1C2C1RLabbacdcdL2LCRL'RS'iS'LCRL'RS'iS'ababiSRSL2L1C2C1RLacbdiS'RS'LCRL'ab三回路抽頭的阻抗變換

+ucb-+uab-+udb-+uab-iSRSL2L1C2C1RLacbd4接入系數(shù)（抽頭系數(shù)）

iLiSiCiR返回繼續(xù)iL>>iS；iC>>iRususisis*1.1.4雙耦合諧振回路及其選頻特性

仿真isis1.1.3雙調(diào)諧回路（耦合回路）+u2m-+u2m-1.1.3雙調(diào)諧回路（耦合回路）11.1.3雙調(diào)諧回路（耦合回路）11.1.3雙調(diào)諧回路（耦合回路）1返回繼續(xù)11.2高頻小信號(hào)調(diào)諧放大器概述1.2.1晶體管的高頻小信號(hào)等效模型

1.2.2高頻小信號(hào)調(diào)諧放大器

1.2.3高頻調(diào)諧放大器的穩(wěn)定性1.2高頻小信號(hào)調(diào)諧放大器

（highfrequencysmallsignalamplifiers）1273451.2高頻小信號(hào)調(diào)諧放大器

（highfrequencysmallsignalamplifiers）Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’e1.2.1晶體管的高頻小信號(hào)等效模型127345eb'rcerb'creeCb'eCb'crbb'rb'ecrccbgmub’eyieyoeyreuceyfeube+u1-+u2-i1i2+ube-+uce-ibic127345二

Y參數(shù)等效電路yieyoeyreuceyfeube+ube-+uce-ibic127345yieyoeyreuceyfeube127345CiegiegoeCoe112734545123Rb1Rb2ReyLCbCeCB1B2VTLEc1.2.2高頻小信號(hào)調(diào)諧放大器127345仿真Rb1Rb2ReEc32154B1B2CLyLVT輸入回路輸出回路晶體管32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL+u54-+u31-+u21-32154B1B2CLyLVT32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL二、放大器性能參數(shù)分析：ib+ube-iC+uce-休息1休息2YiiCyfeubeyoe+uce-yoeyfeubeyreuceyieYSyLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSyfeubeyoeyreuceyieYSiC休息1休息2yLYSyieyreuceyfeubeyoeCiS+u54-+u31-+u21-+ube-休息1休息2iCyfeubeyoe+uce-yLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubegoyfeubeyoeYLyLyfeubeyoe+u54-+u31-+u31-休息1休息2p1yfeubep1yfeube+u31-p1yfeubeyLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubego+u31-休息1休息21B休息1休息21繼續(xù)休息1休息2go二、放大器性能參數(shù)分析：+u31-二、放大器性能參數(shù)分析：go+u31-三、多級(jí)單調(diào)諧放大器Au1Au2Aun休息1休息2返回繼續(xù)仿真休息1休息2yieyreuceyfeubeyoeYSyL2.2.4高頻調(diào)諧放大器的穩(wěn)定性

實(shí)際上yre≠0，即輸出電壓可以反饋到輸入端，引起輸入電流的變化，從而可能使放大器工作不穩(wěn)定。如果這個(gè)反饋?zhàn)銐虼螅以谙辔簧蠞M足正反饋條件，則會(huì)出現(xiàn)自激振蕩現(xiàn)象。1.共發(fā)射極放大器的最大穩(wěn)定增益

u'beuce

由于內(nèi)反饋的存在，在放大器的輸入端將產(chǎn)生一個(gè)反饋電壓u'be，定義穩(wěn)定系數(shù)S:S＝ube(jω)／u'be(jω)u'be(jω)=-yreuce/

(YS+yie)=-yreuce/y1uce(jω)=-yfeube/

(yL+yoe)=-yfeube/y2S＝ube(jω)／u'be(jω)=y1y2/yfeyre

當(dāng)S為正實(shí)數(shù)時(shí)，表明ube(jω)／u'be(jω)同相，滿足自激振蕩的相位條件。

當(dāng)|S|>1時(shí)，|ube(jω)|>|u'be(jω)|，不滿足振幅條件，放大器不會(huì)自激；當(dāng)|S|≤1時(shí)，放大器不穩(wěn)定。

為使放大器遠(yuǎn)離自激狀態(tài)而穩(wěn)定地工作，單級(jí)放大器通常選|S|＝5～10。

2.2.4高頻調(diào)諧放大器的穩(wěn)定性

1.共發(fā)射極放大器的最大穩(wěn)定增益

當(dāng)晶體管的工作頻率遠(yuǎn)低于特征頻率fT時(shí):

yfe≈|yfe|≈gm,yre≈jωCb'c，φre＝90o

經(jīng)推導(dǎo)得放大器的電壓增益與穩(wěn)定系數(shù)S的平方根成反比:當(dāng)取S=1時(shí)，稱為臨界穩(wěn)定，其電壓增益稱為臨界穩(wěn)定電壓增益。實(shí)際中常取S=5，此時(shí)電壓增益稱為最大穩(wěn)定增益。即為

2.提高放大器的穩(wěn)定性的方法

一是從晶體管本身想辦法，減小其反向傳輸導(dǎo)納yre的值。

二是從電路上設(shè)法消除晶體管的反向作用，使它單向化，具體方法有中和法與失配法。

中和法通過在晶體管的輸出端與輸入端之間引入一個(gè)附加的外部反饋電路(中和電路)，來抵消晶體管內(nèi)部參數(shù)yre的反饋?zhàn)饔谩?/p>

CNCL2L1VT2VT1ECCL1L2VT1VT2CNCb'ciNif

用一個(gè)電容CN來抵消yre的虛部(反饋電容)的影響，就可達(dá)到中和的目的。

固定的中和電容CN只能在某一個(gè)頻率點(diǎn)起到完全中和的作用，對(duì)其它頻率只能有部分中和作用。中和電路的效果很有限。

2.提高放大器的穩(wěn)定性的方法

失配法通過增大負(fù)載電導(dǎo)YL，進(jìn)而增大總回路電導(dǎo)，使輸出電路嚴(yán)重失配，失配法以犧牲增益來換取電路的穩(wěn)定。

用兩只晶體管按共發(fā)一共基方式連接成一個(gè)復(fù)合管是經(jīng)常采用的一種失配法。

VT1VT2

由于共基電路的輸入導(dǎo)納較大，當(dāng)它和輸出導(dǎo)納較小的共發(fā)電路連接時(shí)，相當(dāng)于增大共發(fā)電路的負(fù)載導(dǎo)納而使之失配，從而使共發(fā)晶體管內(nèi)部反饋減弱，穩(wěn)定性大大提高。

共發(fā)電路在負(fù)載導(dǎo)納很大的情況下，雖然電壓增益減小，但電流增益仍較大；而共基電路雖然電流增益接近1，但電壓增益卻較大。所以二者級(jí)聯(lián)后，互相補(bǔ)償，電壓增益和電流增益都比較大，而且共發(fā)一共基電路的上限頻率很高。

返回繼續(xù)2.1概述：休息1休息2ECICEOuCEiCO??Q???Q休息1休息2?截止區(qū)飽和區(qū)2.2高頻功率放大器的工作原理休息1休息2+ub-RpCL+uCE-icEC-UBB(b)等效電路+uc1--UBBCECL+uS-+ub-(a)原理電路+ub-RpCL+uCE-EC-UBB+uc1-ic2工作原理分析uBEic?-UBB?UBZubic?UbmgC+uBE_休息1休息2仿真2工作原理分析vBEic?-UBB?-UBZvbic?VbmgCIcmax休息1休息2+ub-RpCL+uCE-EC-UBB+uc1-ic+uBE_仿真(1)集電極電流休息1休息2icωtθcθcic1ic2ic3IcoIcmaxiC頻譜(2)集電極輸出電壓LC回路阻抗Rp休息1休息2+ub-RpCL+uCE-EC-UBB+uc1-ic+uBE_仿真icωtθcθcic1ic2ic3IcoIcmaxubUBZUBBIcmaxuBEtibtictuCEuctECUcmUbmuBEic?-UBB?UBZubUbmgC3.高頻功放的功率關(guān)系

返回繼續(xù)休息1休息2θcαoα1α3g11.02.0α2VT1VT2T1LCRLECCC2.2.3D類和E類功率放大器簡(jiǎn)介

1.D類功率放大器的原理分析

D類功率放大器有電壓開關(guān)型和電流開關(guān)型兩種基本電路，電壓開關(guān)型D類功率放大器是已推廣應(yīng)用的電路

uiub1ub2ic1ic2uLuAub1和ub2是由ui通過變壓器T1產(chǎn)生的兩個(gè)極性相反的輸入激勵(lì)電壓

ui正半周時(shí)VT1管飽和導(dǎo)通，VT2管截止，電源EC對(duì)電容C充電，電容上的電壓很快充至（EC-UCES1）值，A點(diǎn)對(duì)地的電壓uA=（EC-UCES1）。

ui負(fù)半周時(shí)VT2管飽和導(dǎo)通，VT1管截止。VT2管的直流電源由電容C上充的電荷供給，uA=UCES2≈0

uA近似為矩形波電壓，幅值為（EC-2UCES）。若L、C和RL串聯(lián)諧振回路調(diào)諧在輸入信號(hào)的角頻率ω上，且回路的Q值足夠高，則通過回路的電流ic1或ic2是角頻率為ω的余弦波，RL上可得相對(duì)輸入信號(hào)不失真的輸出功率。繼續(xù)ECUCESEC-2UCESuAωtic1ωtic2ωtuLωt返回休息1休息2

盡管每管飽和導(dǎo)通時(shí)的電流很大，但相應(yīng)的管壓降很小，這樣，每管的管耗就很小，放大器的效率也就很高

2.輸出功率及效率計(jì)算

uA為矩形方波，用傅里葉級(jí)數(shù)展開后可求得其基波分量的振幅為：

VT1管電流ic1(或VT2管電流ic2)的直流電流為：

ECEC-2UCESuAωtUCESic1ωtic2ωtuLωt返回休息1休息2UA1m≈EC

ID電源供給的直流功率：PD=2EC

ID

放大器的輸出功率Po為；效率η=Po／PD=100％

實(shí)際晶體管的飽和壓降不可能為零，又考慮到管子結(jié)電容、電路分布電容的影響(使管壓降波形uA有一定上升沿和下降沿)，從而使D類功放的效率小于100％，典型值大于90％。

2.2.4丙類倍頻器

休息2休息12.2.4丙類倍頻器仿真休息2休息12.2.4丙類倍頻器iC+uce--Ec+-uc2+iciC1iC2ic頻譜0ICOIC1IC2IC3IC4LC諧振特性iC1iC1iC1iC2iC2iC2休息2休息12.2.4晶體管倍頻器返回繼續(xù)休息2休息12.3高頻功率放大器的動(dòng)態(tài)分析1.動(dòng)態(tài)特性方程2.動(dòng)態(tài)特征曲線的畫法3.高頻功放的工作狀態(tài)2.3.2高頻功率放大器的負(fù)載特性

2.3.3高頻功率放大器的調(diào)制特性

2.3.4高頻功率放大器的放大特性

2.3.5高頻功率放大器的調(diào)諧特性

返回休息1休息22.3.6高頻功放的高頻效應(yīng)

2.3高頻功率放大器的動(dòng)態(tài)分析βo0.5fβfβ0.2fTfT返回uBEicgCUBZ返回+ub-CLEC-UBB+uc1-icRp+uCE-+uBE_2.3.1高頻功率放大器的動(dòng)態(tài)特性

返回uceic2.3.1高頻功率放大器的動(dòng)態(tài)特性

Uo?A?BOEC?QUcmucmingd返回ubemax2.3.2高頻功率放大器的負(fù)載特性

uceicUo?gduBEic?-UBB?UBZubicgCUbm?ubemaxicmaxuceicEC?QuceminUcesgd?ubemax???uceminubemaxgcr?返回EC?QUcesUcm?uBEic?-UBB?UBZubicgCUbm?ubemaxicmaxuceicEC?QuceminUcesgd?ubemax???uceminubemaxgcr?uCEicgcrIcmaxubemax返回icuce2.3.2高頻功率放大器的負(fù)載特性PoRp欠壓區(qū)過壓區(qū)臨界區(qū)Rp欠壓區(qū)過壓區(qū)臨界區(qū)Ic1IcoPDPcubemax返回休息2休息1Uc12.3.3高頻功率放大器的調(diào)制特性

uceicubemax?QEC??QEC?QEC????icEC欠壓區(qū)過壓區(qū)臨界區(qū)EC欠壓區(qū)過壓區(qū)臨界區(qū)Ic1IcoPDPOPC返回休息2休息12.3.3高頻功率放大器的調(diào)制特性

進(jìn)入過壓狀態(tài)后，隨著UBB向正值方向增大，集電極脈沖電流的寬度增加，幅度幾乎不變，但凹陷加深，結(jié)果使Ico、Icml和相應(yīng)的Ucm增大得十分緩慢

返回休息2休息1UcmIcoIcml臨界UBB過壓欠壓O-UBB2uBEicuBEmax1uBEmax2-UBB3ub-UBB1uBEmax3UBZict飽和區(qū)放大區(qū)截止區(qū)

當(dāng)Ubm固定，UBB自負(fù)值向正值方向增大時(shí)，集電極脈沖電流ic的導(dǎo)通角θc增大，從而集電極脈沖電流ic的幅度和寬度均增大，狀態(tài)由欠壓區(qū)進(jìn)入過壓區(qū)。

2.3.4高頻功率放大器的放大特性u(píng)BEicuBEmax1uBEmax2ub-UBBuBEmax3UBZict飽和區(qū)放大區(qū)截止區(qū)UcmIcmlIcoUbm過壓臨界欠壓OOωticOωticUbm增大OωticωtOictUbm線性功率放大器tUcmUbmUcm振幅限幅器UcmtUbmUcm返回休息2休息1

固定UBB、增大Ubm和固定Ubm、增大UBB的情況類似，它們都使基極輸入電壓uBEmax隨之增大，對(duì)應(yīng)的集電極脈沖電流ic的幅度和寬度均增大，放大器的工作狀態(tài)由欠壓進(jìn)入過壓。

當(dāng)諧振功率放大器作為線性功率放大器，為了使輸出信號(hào)振幅Ucm反映輸入信號(hào)振幅Ubm的變化，放大器必須在Ubm變化范圍內(nèi)工作在欠壓狀態(tài)。

當(dāng)諧振功率放大器用作振幅限幅器時(shí)，放大器必須在Ubm變化的范圍內(nèi)工作在過壓狀態(tài)。仿鎮(zhèn)2.3.5高頻功率放大器的調(diào)諧特性

返回休息2休息1

實(shí)際回路在調(diào)諧過程中，其負(fù)載是一阻抗Zp，當(dāng)改變回路的元件數(shù)值，如改變回路的電容C時(shí)，功放的外部電流Ico、Icml和相應(yīng)的Ucm等隨C的變化特性稱為調(diào)諧特性。

設(shè)諧振時(shí)功放工作在弱過壓狀態(tài)，當(dāng)回路失諧后，由于阻抗Zp的模值減小，根據(jù)負(fù)載特性可知，功放的工作狀態(tài)將向臨界及欠壓狀態(tài)變化，此時(shí)Ico和Icml要增大，而Ucm將下降。

應(yīng)該指出，回路失諧時(shí)直流輸入功率PD=IcoEC隨Ico的增加而增加，而輸出功率Po=UcmIcmlcosφ將主要因cosφ因子而下降，因此失諧后集電極功耗PC將迅速增加。這表明高頻功放必須經(jīng)常保持在諧振狀態(tài)。

UcmIcmlIco2.3.6高頻功放的高頻效應(yīng)

ubet-UBBUBZ休息2休息12.4高頻功放的高頻特性u(píng)cef1f2f2>f1返回繼續(xù)休息2休息12.4高頻功率放大器的實(shí)用電路

要使高頻諧振功率放大器正常工作，在其輸入和輸出端還需接有：直流饋電線路：為晶體管各級(jí)提供合適的偏置；交流匹配網(wǎng)絡(luò)：將交流功率信號(hào)有效地傳輸。2.3.5高頻功率放大器的電路組成IcoECIc1CLIcnLCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VT2.3.5高頻功率放大器的電路組成

休息2休息1ICO直流通路ICOECLCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTIC1交流通路Ic1LCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTICn交流通路ICniC頻譜LC回路阻抗特性LCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTCBLBLBLBCERBReVTVTVTCBCBCB1LBLLCCVTVTEBEB2基極饋電線路IBOUBBIBOIeo+UBB-休息2休息1二高頻功放的耦合回路

休息2休息1RiRoR'LR'S功率放大器輸入匹配網(wǎng)絡(luò)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)RLRSuS(1)使負(fù)載阻抗與放大器所需要的最佳阻抗相匹配，以保證放大器傳輸?shù)截?fù)載的功率最大，即它起著匹配網(wǎng)絡(luò)的作用。

(2)抑制工作頻率范圍以外的不需要頻率，即它有良好的濾波作用。

(3)在有幾個(gè)電子器件同時(shí)輸出功率的情況下，保證它們都能有效地傳送功率到公共負(fù)載，同時(shí)又盡可能地使這幾個(gè)電子器件彼此隔離，互不影響。

輸入匹配網(wǎng)絡(luò)或級(jí)間耦合網(wǎng)絡(luò):是用以與下級(jí)放大器的輸入端相連接輸出匹配網(wǎng)絡(luò):是用以輸出功率至天線或其他負(fù)載L1C1C2L2CARAr1IAMr'r1C1L1C1R'pL1IK二高頻功放的耦合回路休息2休息1

介于放大器與天線回路之間的L1C1回路就叫做中介并聯(lián)諧振回路。RA、CA分別代表天線的幅射電阻與等效電容；

L2、C2為天線回路的調(diào)諧元件。它們的作用是使天線回路處于串聯(lián)諧振狀態(tài)，以使天線回路的電流IA達(dá)到最大值，亦即使天線幅射功率達(dá)到最大。

從集電極向右方看去可以等效為一個(gè)并聯(lián)諧振回路,其中Rp為折合到晶體管輸出回路的等效負(fù)載。1.輸出匹配電路

(1)并聯(lián)諧振回路型的匹配電路

RpRp繼續(xù)休息2休息1

當(dāng)天線回路調(diào)諧在串聯(lián)諧振狀態(tài)時(shí)，它反映到L1C1中介回路的等效電阻為

設(shè)初級(jí)回路的接入系數(shù)為p，則晶體管輸出回路的等效負(fù)載為：r'r1C1L1C1R'pL1IKRpL1C1C2L2CARAr1IAMRp繼續(xù)(1)并聯(lián)諧振回路型的匹配電路L1C1中介回路的等效諧振阻抗為

QL為有載品質(zhì)因素，

改變互感系數(shù)M和接入系數(shù)p就可以在不影響回路調(diào)諧的情況下。調(diào)整晶體管的輸出回路的等效負(fù)載電阻Rp，以達(dá)到阻抗匹配的目的。

休息2休息1

由于高頻功率放大器工作在非線性(丙類)工作時(shí)，放大器的內(nèi)阻變動(dòng)劇烈：導(dǎo)通時(shí)，內(nèi)阻很??；截止時(shí)內(nèi)阻近于無窮大。因此輸出電阻不是常數(shù)。所謂線性電路的阻抗匹配(負(fù)載阻抗與電源內(nèi)阻相等)概念也就失去了意義。

ηk：中介回路的傳輸效率。L1C1C2L2CARAr1IAMRp繼續(xù)(1)并聯(lián)諧振回路型的匹配電路如果設(shè)

：

r'r1C1L1C1R'pL1IKRp

要想回路的傳輸效率高，則空載Qo越大越好，有載QL越小越好，也就是說，中介回路本身的損耗越小越好

但從要求回路濾波作用良好來考慮，則QL值又應(yīng)該足夠大。從兼顧這兩方面出發(fā)，QL值一般不應(yīng)小于10。在功率很大的放大器中，QL也有低到10以下的。

休息2休息1在大功率輸出級(jí)，T型、Π型等濾波型的匹配網(wǎng)絡(luò)就得到了廣泛的應(yīng)用。

圖中的R2一般代表終端(負(fù)載)電阻，R1則代表由R2折合到左端的等效電阻，現(xiàn)以(a)為例進(jìn)行計(jì)算公式的推導(dǎo)繼續(xù)(2)濾波器型的匹配網(wǎng)絡(luò)兩種Π型匹配網(wǎng)絡(luò)(a)(b)L1R1C1C1R1L1C2R2R2C2

將并聯(lián)回路R1C1與R2C2變換為串聯(lián)形式，由串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換公式可得L1C1'R1'C2'R2'網(wǎng)絡(luò)匹配時(shí)，R1'=R2'由諧振條件得

:仿真[例]有一個(gè)輸出功率為2W的高頻功率放大器、負(fù)載電阻RL=50Ω，EC=24V，f=50MHz，Q1=10，試求Π型匹配網(wǎng)絡(luò)的元件值。

解

:繼續(xù)(2)濾波器型的匹配網(wǎng)絡(luò)L1R1C1R2=RLC2

R1應(yīng)該是功率放大器所要求的匹配電阻

Rp,即L1C1'R1'C2'R2'網(wǎng)絡(luò)匹配時(shí)，R1'=R2'改寫為：

解之得：

休息2休息1由諧振條件得

:注意，考慮到晶體管的輸出電容Co后，C1應(yīng)減去Co之值，才是所需外加的調(diào)諧電容值。一般，當(dāng)L1確定之后，用C2主要調(diào)匹配，用C1主要調(diào)諧振。

實(shí)際還有其它各種形式的匹配網(wǎng)絡(luò)。分析方法都很類似，即從匹配與諧振兩個(gè)條件出發(fā)，再加上一個(gè)假設(shè)條件(通常都是假定Q1值)，即可求出電路元件的數(shù)值。

2.6.1寬帶高頻功率放大器

以LC諧振回路為輸出電路的功率放大器，由于其相對(duì)通頻帶B/fo只有百分之幾甚至千分之幾，所以又稱為窄帶高頻功率放大器。由于調(diào)諧系統(tǒng)復(fù)雜，窄帶功率放大器的運(yùn)用就受到了很大的限制。

繼續(xù)2.6寬帶高頻功率放大器與功率合成電路

近年來一種新穎的，能夠在很寬的波段內(nèi)實(shí)現(xiàn)不調(diào)諧工作的寬頻帶功率放大器得到了迅速的推廣。

休息2休息1

寬帶功率放大器，實(shí)際上就是一種以非調(diào)諧單元作為輸出匹配電路的功率放大器。它是以頻率特性很寬的傳輸線變壓器，代替了電阻、電容或電感線圈作為其輸出電路

。

寬頻帶功率放大器沒有選頻作用。因此諧波的抑制成了一個(gè)重要的問題。為此，放大管的工作狀態(tài)就只能選在非線性畸變比較小的甲類或甲乙類狀態(tài)，效率較低，也就是說寬頻帶放大器是以犧牲效率作為代價(jià)來換取寬頻帶輸出的

。

1.普通變壓器不能在較寬頻內(nèi)工作的原因

繼續(xù)2.6.1寬帶高頻功率放大器休息2休息1

圖

(b)中L、Ls1、r1是變壓器初級(jí)繞組的電感、漏感和損耗電阻；Ls2、r2

是折合到初級(jí)后，次級(jí)繞組的漏感和損耗電阻；C是變壓器各分布電容折合到初級(jí)后的總和；R‘L是折合到初級(jí)后的等效負(fù)載電阻。

在高頻端由于初級(jí)繞組電感的感抗很強(qiáng)，因此在高頻端等效電路中可以認(rèn)為電感L是開路，如圖(c)。在低頻端，由于頻率較低，各漏感和損耗電阻很小，也可略去不計(jì)，可以認(rèn)為電容C開路，如圖

(d)；(a)原理電路(b)等效電路(c)高頻端等效電路(d)低頻端等效電路(e)頻率響應(yīng)曲線usRsRLuoRsRsRsusususr1Ls1LLs2r2CR'LrLsLCR'LR'Lfsfuo一般變壓器的等效電路

可見工作頻率越低，電感L的旁路作用就越大，于是輸出電壓將隨著工作頻率的降低而下將。在高頻端負(fù)載R'L接在Ls和C組成的串聯(lián)諧振回路容抗元件的兩端，在串聯(lián)諧振頻率fs的附近，負(fù)載兩端的電壓急劇增加，并在fs上達(dá)到最大值。但是，偏離諧振頻率fs，電壓將急劇減小繼續(xù)2.寬頻帶傳輸線變壓器的工作原理休息2休息1

傳輸線變壓器是將兩根等長(zhǎng)的導(dǎo)線緊靠在一起，并繞在高導(dǎo)磁率低損耗的磁芯上構(gòu)成的。最高工作頻率可擴(kuò)展到幾百兆赫甚至上千兆赫。

傳輸線變壓器與普通變壓器在傳輸能量的方式上是不相同的，傳輸線變壓器負(fù)載兩端的電壓不是次級(jí)感應(yīng)電壓，而是傳輸線的終端電壓。

兩根導(dǎo)線緊靠在一起，所以導(dǎo)線任意長(zhǎng)度處的線間電容很大，且在整個(gè)線上均勻分布。其次，兩根等長(zhǎng)導(dǎo)線同時(shí)繞在高μ磁芯上，所以導(dǎo)線上均勻分布的電感量也很大，這種電路通常又叫分布參數(shù)電路。

usususRLRLRLRsRsRs(a)結(jié)構(gòu)示意圖(c)普通變壓器的原理電路(b)原理電路圖u1u2u1u2u1u2

在傳輸線變壓器中，線間的分布電容不影響高頻能量的傳輸，電磁波以電磁能交換的形式在導(dǎo)線間介質(zhì)中傳播的。

(1)1：1傳輸線變壓器

繼續(xù)3.常用傳輸線變壓器分析休息2休息1

1：1傳輸線變壓器，又叫倒相變壓器。當(dāng)傳輸線無損時(shí)，可以認(rèn)為u1=u2和i1=i2。usRLRsu1u2i1i2如果傳輸線的特性阻抗：

傳輸線輸出端的等效阻抗為：輸入端（1、3端）的等效阻抗為：為了實(shí)現(xiàn)傳輸線變壓器與負(fù)載的匹配，要求：

為了實(shí)現(xiàn)信號(hào)源與傳輸線變壓器的匹配，要求：

1：1傳輸線變壓器，最佳匹配狀態(tài)應(yīng)該滿足：滿足最佳功率傳輸條件的傳輸線特性阻抗為：1：1傳輸線變壓器具有最大的功率輸出。但實(shí)際上，在各種放大電路中RL正好等于信號(hào)源內(nèi)阻的情況是很少的。因此，1：1傳輸線變壓器很少用作阻抗匹配元件，而更多的是用來作為倒相器，或進(jìn)行不平衡-平衡以及平衡-不平衡轉(zhuǎn)換。

第三章正弦波振蕩器休息1休息23．2反饋振蕩器原理休息1休息2

放大器

A（s）

反饋網(wǎng)絡(luò)

F（s）Σ二正弦波反饋振蕩器的電路組成

電源

有源器件

選頻網(wǎng)絡(luò)

反饋網(wǎng)絡(luò)休息1休息23.3振蕩條件的分析

晶體管

反饋網(wǎng)絡(luò)

LC選頻網(wǎng)絡(luò)休息1休息2uiic1uc1uf三振蕩電路分析實(shí)例VTRb1Rb2ReCeCL1LfECCbM主網(wǎng)絡(luò)反饋網(wǎng)絡(luò)+ui-ic-uo++uf-ib休息1休息2uiuoA1/F可見起振初期是一個(gè)增幅的振蕩過程

當(dāng)環(huán)路增益下降到1時(shí)，振幅的增長(zhǎng)過程將停止，振蕩器達(dá)到平衡狀態(tài)，即進(jìn)入等幅振蕩狀態(tài)。

二振蕩器平衡狀態(tài)的穩(wěn)定條件返回休息1休息2

在平衡點(diǎn)Ui=UiA附近，當(dāng)不穩(wěn)定因素使ui的振幅Ui增大時(shí)，環(huán)路增益減小，使反饋電壓振幅Uf減小，從而阻止Ui增大；反之，當(dāng)不穩(wěn)定因素使ui的振幅Ui減小時(shí)，環(huán)路增益增大，使反饋電壓振幅Uf增大，從而阻止Ui減小。

UiO|T(ωo)|

A1UiA?

如果環(huán)路增益特性存在著兩個(gè)平衡點(diǎn)A和B，其中，A點(diǎn)是穩(wěn)定的，而B是不穩(wěn)定點(diǎn)，如右圖所示。二振蕩器平衡狀態(tài)的穩(wěn)定條件返回休息1休息2|T(ωo)|BAUiUiAUiB1

若某種原因使Ui大于UiB，則|T(ωo)|隨之增大，勢(shì)必使Ui進(jìn)一步增大，從而更偏離平衡點(diǎn)B，最后到達(dá)平衡點(diǎn)A；

反之，若某種原因使Ui小于UiB，則|T(ωo)|隨之減小，從而進(jìn)一步加速Ui減小，直到停止振蕩。

通過上述討論可見，要使平衡點(diǎn)穩(wěn)定，|T(ωo)|必須在UiA附近具有負(fù)斜率變化

tui返回繼續(xù)Oωωo3.4LC振蕩電路(LCOscillatorCirCuits)一構(gòu)成LC振蕩器的基本原則二電容反饋三點(diǎn)式振蕩器三電感三點(diǎn)式振蕩器四兩種改進(jìn)型的電容反饋振蕩器返回休息1休息23.4LC振蕩電路(LCOscillatorCirCuits)I返回IIII休息1休息2C1C2LLECRb1Rb2ReCeCbC2C1Lc二電容反饋三點(diǎn)式振蕩器(ColpittsOscillators)返回休息1休息2+uce-+ube-LECRb1Rb2ReCeCbC2C1Lc仿真C1C2L返回休息1休息2C2C1Lgieg'Lgoegmube+uce-+ube-iC1Lgieg'Lgmubegoe+u'be-i+uce-C2+uce-C2LC1g'Lgoegmubek2Fgie+u'be-iC1Lgieg'Lgmubegoe+u'be-i+uce-C2返回休息1休息2ECL1L2CRb1Rb2CbCeReL1L2C三,電感三點(diǎn)式振蕩器(HartlyOscillators)仿真返回休息1休息2L2L1Cg'Lgoegmubek2Fgie+u'be-+uce-+uce-+u'be

-iiLC1C2C3RLBA四,兩種改進(jìn)型的電容反饋振蕩器返回R'L仿真休息1休息2ECRLLC2C3C1Rb1Rb2CbReRcABLC1C2C3C4ABC4LC2C3C1Rb1Rb2CbReRcAB四,兩種改進(jìn)型的電容反饋振蕩器返回仿真休息1休息2EC§3.5振蕩器的頻率穩(wěn)定性休息2休息1§3.5振蕩器的頻率穩(wěn)定性

放大器LC選頻

反饋網(wǎng)絡(luò)uiic1ZLuouf?休息2休息1§3.5振蕩器的頻率穩(wěn)定性??????Q??休息2休息1返回繼續(xù)休息2休息13.6晶體振蕩器(CrystalOscillator)休息2休息1CoCgCoCg5Cg3CgLgLg3Lg5LgRg3.6晶體振蕩器(CrystalOscillator)CoCgLgRg一,晶體諧振器(CrystalResonator)fqfp電容性電容性電感性fXqO國產(chǎn)B451MHz中等精度晶體的等效參數(shù)如下：Lq=4.00H，Cq=0.0063pF，

rq≤100～200Ω，Co=2～3pF。因而晶體的品質(zhì)因數(shù)Qq很大，一般為幾萬至幾百萬

≥（12500～25000）

CLJTC1C2JT二,晶體振蕩器電路(CircuitofCrystalOscillators)ECJTC2C3C1Rb1Rb2CbReLc二,晶體振蕩器電路(CircuitofCrystalOscillators)仿真晶體C1C2JTC3LqCqrqCoC1C2C3gmubegiegmubeC1C3CqLqrqCoC22.振蕩條件的近似分析C1C2JTC3RqXq+u'be—+u'be—仿真LqrqCqCoCLLqCqrqCoC1C2C3gmubeg3ie3電路的諧振頻率的估算:C1CcCeRb1Rb2ReL1LEcJTC2C1C2L1JT二,晶體振蕩器電路(CircuitofCrystalOscillators)休息1休息2C1C2C3JTLRb1Rb2RcReCbCcC1C2C3JTCoLEc二,晶體振蕩器電路(CircuitofCrystalOscillators)休息1休息2二,晶體振蕩器電路(CircuitofCrystalOscillators)??ωq?ω?返回繼續(xù)?休息1休息2ωqω

p電容性電容性電感性fXqORb1Rb2RcReCeCoC1C2LCbEC3.7振蕩器中的幾種現(xiàn)象IE休息1休息2UB+UBE_+UE_Rb1Rb2RcReCeCoC1C2LCbEC2當(dāng)起振后ubieUE休息1休息2+UBE_Rb1Rb2CbRcReCeC1C2C3R2EC二,頻率拖曳現(xiàn)象休息1休息23.7振蕩器中的幾種現(xiàn)象ω01ω01ω

ω02

ω

ω01ω01ω023.7振蕩器中的幾種現(xiàn)象abdcωω01ω01ω023.8RC振蕩器休息1休息2C3C2C1CeR1R2Rb2Rb1ReRcEcRCRC§4.8RC振蕩器U1+Uc-UoU1+UR-UoIIUoIUCU1φφU1UoIUR

仿真休息1休息24.1概述

級(jí)數(shù)展開分析方法

)1e(IiKT/quScBE-=

折線分析法

線性時(shí)變電路分析法

休息1休息24.2非線性元器件的特性描述

休息1休息21.冪級(jí)數(shù)分析法

當(dāng)PN結(jié)二極管的電壓、電流值較小時(shí)，流過二極管的電流id(t)可寫為:

如果加在二極管上的電壓ud=UQ+Usmcosωst，且Usm較小，UQ>>UT。流過二極管的電流為QUdmuDiDOiduS令，。則利用id(t)可以寫為：由二項(xiàng)式定理：進(jìn)一步展開。其中，

利用三角函數(shù)公式：可以將id(t)表達(dá)為：以上分析進(jìn)一步表明：?jiǎn)我活l率的信號(hào)電壓作用于非線性元件時(shí)，在電流中不僅含有輸入信號(hào)的頻率分量ωs，而且還含有各次諧波頻率分量nωs。1.冪級(jí)數(shù)分析法休息1休息2當(dāng)兩個(gè)信號(hào)電壓ud1=Udmlcosωlt

和ud2=Udm2cosω2t同時(shí)作用在非線性元件時(shí)，根據(jù)以上的分析可得簡(jiǎn)化后的id(t)表達(dá)式為：利用三角函數(shù)的積化和差公式：可以推出id(t)中所含有的頻率成份為：其中，（p，q=1，2，3….）。ω1ω2輸入電壓信號(hào)的頻譜ωω電流id(t)的頻譜…ω13ω12ω1……ω22ω2ω2-ω1ω2+ω1ω2+2ω1ω2-2ω12ω2+ω12ω2-ω12ω2+2ω12ω2-2ω1第四章非線性電路，線性時(shí)變參數(shù)電路輸入信號(hào)頻譜輸出電流信號(hào)頻譜休息1休息2us+-+-uoEBECVTCL2.線性時(shí)變電路分析法

休息1休息2ic+ube-yiegmubeic+uce-UB(t)us+-+-uoEBECVTCLUB(t)2.線性時(shí)變電路分析法

休息1休息2uBEic休息1休息2uoS(t)3開關(guān)函數(shù)分析法休息1休息2+-udidididRLrdusuo+-+-開關(guān)頻率ωoRLVDusuo+-+-返回繼續(xù)idid

相乘器

kuxuyuz輸入信號(hào)頻譜輸出信號(hào)頻譜4乘法器電路分析仿真休息1休息2返回繼續(xù)4.3模擬相乘器及基本單元電路等各種技術(shù)領(lǐng)域

模擬乘法器可應(yīng)用于：4.3.1模擬相乘器的基本概念

模擬乘法器具有兩個(gè)輸入端（常稱X輸入和Y輸入）和一個(gè)輸出端（常稱Z輸出），

是一個(gè)三端口網(wǎng)絡(luò)，電路符號(hào)如右圖所示：uxuyuzXYZ

理想乘法器：

uz(t)=kux(t)uy(t)

式中：k為增益系數(shù)或標(biāo)度因子，

單位：，k的數(shù)值與乘法器的電路參數(shù)有關(guān)。

或Z=kX·Y繼續(xù)返回

一、乘法器的工作象限

乘法器有四個(gè)工作區(qū)域，可由它的兩個(gè)輸入電壓的極性確定。XYXmax-XmaxYmax-Ymax

輸入電壓可能有四種極性組合：XYZ

（+）·（-）=（-）第Ⅳ象限

（-）·（-）=（+）第Ⅲ象限

（-）·（+）=（-）第Ⅱ象限

（+）·（+）=（+）第Ⅰ象限

如果：兩個(gè)輸入信號(hào)只能為單極性的信號(hào)的乘法器為“單象限乘法器”；一個(gè)輸入信號(hào)適應(yīng)兩種極性，而一個(gè)只能是一種單極性的乘法器為“二象限乘法器”；兩個(gè)輸入信號(hào)都能適應(yīng)正、負(fù)兩種極性的乘法器為“四象限乘法器”。

二、理想乘法器的基本性質(zhì)1、乘法器的靜態(tài)特性（1）繼續(xù)返回（3）當(dāng)X=Y或X=-Y，Z=KX2或Z=-KX2，

輸出與輸入是平方律特性（非線性）。XYX=YX=-Y2、乘法器的線性和非線性

理想乘法器屬于非線性器件還是線性器件取決于兩個(gè)輸入電壓的性質(zhì)。

一般：①當(dāng)X或Y為一恒定直流電壓時(shí)，Z=KCY=K`Y，乘法器為一個(gè)線性交流放大器。②當(dāng)X和Y均不定時(shí)，乘法器屬于非線性器件。（2）當(dāng)X=C（常數(shù)），Z=KCY=K‘Y，Z與Y成正比（線性關(guān)系）XYC>0C<0繼續(xù)返回①基本電路結(jié)構(gòu)是一個(gè)恒流源差分放大電路，不同之處在于恒流源管VT3的基極輸入了信號(hào)uy(t)，即恒流源電流Io受uy(t)控制。

4.3.2模擬相乘器的基本單元電路1、二象限變跨導(dǎo)模擬相乘器ECRCRCVT3VT2VT1uyuxREube1ube2ic2ic1Ioube3由圖可知：ux=ube1-ube2

根據(jù)晶體三極管特性，VT1、VT2集電極電流為：

VT3的集電極電流可表示為：可得：同理可得：式中，為雙曲正切函數(shù)。

差分輸出電流io為:ic1、ic2ic1ic2Io

0-3321-1-2繼續(xù)返回休息1休息2可以看出，當(dāng)ux<<2UT時(shí)，

ic1、ic2與近似成線性關(guān)系。

可近似為:差分放大電路的跨導(dǎo)gm為:uo恒流源電流Io為:（uy>0）

輸出電壓uo為:

由于uy控制了差分電路的跨導(dǎo)gm，使輸出uo中含有uxuy相乘項(xiàng)，故稱為變跨導(dǎo)乘法器。

變跨導(dǎo)乘法器輸出電壓uo中存在非相乘項(xiàng)，而且要求uy≥ube3，所以只能實(shí)現(xiàn)二象限相乘。

RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6Io①基本電路結(jié)構(gòu)VT1，VT2，VT3，VT4為雙平衡的差分對(duì)，VT5，VT6差分對(duì)分別作為VT1，VT2和VT3，VT4雙差分對(duì)的射極恒流源。

二、

吉爾伯特（Gilbert）乘法器1、Gilbert乘法單元電路

是一種四象限乘法器，也是大多數(shù)集成乘法器的基礎(chǔ)電路。繼續(xù)返回休息1休息2VT1VT2VT3VT4VT5VT6RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6Io②工作原理分析

根據(jù)差分電路的工作原理：

又因，輸出電壓：

二、

吉爾伯特（Gilbert）乘法器+ux-+uy-+uo-iAiBi2i1i3i4i5i6當(dāng)輸入為小信號(hào)并滿足：

而標(biāo)度因子

Gilbert乘法器單元電路，只有當(dāng)輸入信號(hào)較小時(shí)，具有較理想的相乘作用,ux，uy均可取正、負(fù)兩極性，故為四象限乘法器電路，但因其線性范圍小，不能滿足實(shí)際應(yīng)用的需要。繼續(xù)返回仿真休息1休息2VT5VT6RyIoyIoyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6RyVT5VT6Ry2、具有射極負(fù)反饋電阻的Gilbert乘法器

使用射極負(fù)反饋電路Ry，可擴(kuò)展uy的線性范圍，Ry取值應(yīng)遠(yuǎn)大于晶體管T5,T6的發(fā)射極電阻，即有

靜態(tài)時(shí)，i5=i6=IoY,當(dāng)加入信號(hào)uy時(shí)，流過Ry的電流為：iAiB+ux-+uo-iY∴有+uy-iY如果ux<2UT=52mV時(shí)，返回仿真繼續(xù)休息1休息2i5i6+uy-RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6IoyIoyRyVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIox3、線性化Gilbert乘法器電路

具有射極負(fù)反饋電阻的雙平衡Gilbert乘法器，盡管擴(kuò)大了對(duì)輸入信號(hào)uy的線性動(dòng)態(tài)范圍，但對(duì)輸入信號(hào)ux的線性動(dòng)態(tài)范圍仍較小，在此基礎(chǔ)上需作進(jìn)一步改進(jìn)，下圖為改進(jìn)后的線性雙平衡模擬乘法器的原理電路，其中VD1，VD2，VT7，VT8構(gòu)成一個(gè)反雙曲線正切函數(shù)電路。返回繼續(xù)uxux'uyuoVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIoxRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6IoyIoyRyVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIoxuxuyux'工作原理分析：i7ixi8iyiAiBVT7，VT8，Rx，Iox構(gòu)成線性電壓—電流變換器?！嘤衭o

而為二極管D1與D2上的電壓差，即:

利用數(shù)學(xué)關(guān)系：，則上式可寫成：（1）代入（2）可得：其中標(biāo)度因子：

可見大大擴(kuò)展了電路對(duì)ux和uy的線性動(dòng)態(tài)范圍，改變電阻Rx或Iox可很方便地改變相乘器的增益。

返回繼續(xù)仿真+UD1-+UD2-iD1iD2休息2休息1VT5VT6RyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyRy-EEVT7VT8VD4.4單片集成模擬乘法器及其典型應(yīng)用

一、MC1496/MC1596及其應(yīng)用uxuy1、內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)

與具有射極負(fù)反饋的雙平衡Gilbert相乘器單元電路比較，電路基本相同，僅恒流源用晶體管VT7，VT8代替，二極管VD與500電阻構(gòu)成VT7，VT8的偏置電路。

反偏電阻Ry外接在引腳②、③兩端，可展寬uy輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍，并可調(diào)整標(biāo)度因子K。2、外接元件參數(shù)的計(jì)算iy+uy-①負(fù)反饋電阻Ry且應(yīng)滿足|iy|<Ioy若選擇Ioy=1mA，Uym=1V（峰值）返回繼續(xù)Ioy休息2休息1IoyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyR5-EE由右圖電路可得：當(dāng)時(shí)，③負(fù)載電阻Rc引腳⑥、⑨端的靜態(tài)電壓：U6=U9=Ec-Ioy·Rc，若選U6=U9=8V，Ec=12V，

則有：，標(biāo)稱值為3.9。②偏置電阻R10U6U9Ioy

返回繼續(xù)仿真休息2休息1

三、

MC1495/MC1595（BG314）及其應(yīng)用1、內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)vx++vy①內(nèi)部電路如圖所示，由線性化雙平衡Gilbert乘法器單元電路組成。

輸入差分對(duì)由T5，T6，T7，T8和T11，T12，T13，T14的達(dá)林頓復(fù)合管構(gòu)成，以提高放大管增益及輸入阻抗。

負(fù)反饋電阻RY，Rx，負(fù)載電阻Rc，恒流偏置電阻R3及RW5，R13及R1均采用外接元件。返回繼續(xù)休息2休息1vovx+-vy+-MC1595

（BG314）1214489125610117133R1RcRcR13RxRyVCCVEER3Rw52、外圍元件設(shè)計(jì)計(jì)算如果設(shè)計(jì)一個(gè)上圖所示的乘法器電路，并要求：輸入信號(hào)范圍為：

輸出電壓范圍為：由以上的要求可知，乘法器的增益系數(shù)返回繼續(xù)休息2休息1①負(fù)電源的-VEE的選取

負(fù)電源應(yīng)能確保輸入信號(hào)Vx，Vy為最大負(fù)值時(shí)，電路仍能正常工作，以Vy輸入端為例：當(dāng)|Vy|=|Vym|=10V時(shí)，由右圖的等效電路可以看出：VBE5VBE6VCE9VRe9若T5，T6，T9正常工作，且設(shè)VBE5=VBE6=0.7V，VCE9+VRE9≥2V（以保持T9工作于線性區(qū)）

則

故可取-VEE=-15V返回繼續(xù)休息2休息1②偏置電阻R3，R13的計(jì)算

恒流源偏置電阻R3，R13應(yīng)保證能提供合適的恒流電流，使三極管工作在特性曲線良好的指數(shù)律部分，恒流源電流一般取0.5～2mA之間的電流值，現(xiàn)若取Iox=Ioy=1mA，以引腳③為例，設(shè)VD3=VD4=0.7V，如右圖的等效電路可IoxIR3

同理可求出R13=13.8，一般R3采用10固定電阻和6.8電位器的串聯(lián)，以便通過調(diào)Iox來控制增益參數(shù)K。返回繼續(xù)休息2休息1+vx

-③負(fù)反饋電阻Rx和Ry的計(jì)算如右圖所示電路可得：同理可得：④負(fù)載電阻Rc

由于增益系數(shù)：ixmaxixmaxixmaxixmaxixmax⑤電阻R1取引腳①的電壓為+9V，則返回繼續(xù)V13、失調(diào)誤差電壓及其調(diào)整

實(shí)際乘法器電路由于工藝技術(shù)、元器件特性的不對(duì)稱，不可能實(shí)現(xiàn)理想相乘，會(huì)引入乘積誤差，若設(shè)乘法器工作在直流輸入時(shí)，輸出電壓可表示為：

其中：△K：增益系數(shù)誤差，可通過IR3的調(diào)整使其誤差值達(dá)最小值；XIO：乘法器X通道輸入對(duì)管不對(duì)稱引起的輸入失調(diào)電壓；

YIO：乘法器Y通道輸入對(duì)管不對(duì)稱引起的輸入失調(diào)電壓；

Zos：負(fù)載不匹配引起的輸出失調(diào)電壓。①輸出失調(diào)誤差電壓Zoo定義：當(dāng)X=Y=0時(shí)的輸出電壓稱為輸出失調(diào)誤差電壓Zoo。

Zoo=±KXIOYIO+Zos，忽略了二階小量項(xiàng)（△K·XIO，△KYIO）。

輸出失調(diào)誤差電壓Zoo，可借助外電路予以調(diào)零，以補(bǔ)償輸出失調(diào)電壓，下圖給出兩種輸出失調(diào)調(diào)零電路。返回繼續(xù)

圖（a）通過調(diào)節(jié)電位器Wz，調(diào)整乘法器輸出端集電極負(fù)載電阻，實(shí)現(xiàn)輸出失調(diào)電壓的調(diào)零。①輸出失調(diào)誤差電壓Zoo返回繼續(xù)休息2休息1

圖（b）利用電位器Wz調(diào)節(jié)A的負(fù)相端電位來實(shí)現(xiàn)失調(diào)誤差電壓的調(diào)零。①輸出失調(diào)誤差電壓Zoo返回繼續(xù)休息2休息1②X（或Y）饋通誤差電壓KYIOX（或KXIOY）

實(shí)際乘法器中當(dāng)一個(gè)輸入端接地，另一輸入端加入信號(hào)電壓時(shí)，其輸出往往不為零，這個(gè)輸出電壓稱為線性饋通誤差電壓。

它是由于輸入接地端存在輸入失調(diào)電壓而引起的，線性饋通誤差電壓可通過輸入端的外接補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)來進(jìn)行調(diào)零，線性饋通誤差電壓調(diào)零電路如下圖所示。返回繼續(xù)休息2休息1

同理，可借助調(diào)節(jié)輸入失調(diào)電位器Rwy引入一補(bǔ)償電壓（引腳12對(duì)地電壓），使輸出電壓為零，使Zoy調(diào)零。

當(dāng)輸入電壓X=0時(shí)，乘法器在輸入電壓Y的作用下，輸出電壓Z|x=0=±KYXIO，借助調(diào)節(jié)輸入失調(diào)電位器Rwx引入一個(gè)補(bǔ)償電壓（即引腳⑧對(duì)地直流電壓），使輸出電壓為零。返回繼續(xù)休息2休息14、乘法器的調(diào)整步驟：

乘法器在使用前應(yīng)仔細(xì)調(diào)整，才能使電路具有良好的性能。（1）線性饋通誤差電壓調(diào)零電位器Wz，Rwx，Rwy先置于中間位置：X輸入端④腳接地，從Y輸入端⑨腳輸入頻率為15KHZ，幅度為1Vpp的正弦波，調(diào)節(jié)Rwx，⑧腳會(huì)產(chǎn)生附加補(bǔ)償電壓，從而使Vo=0；然后⑨腳接地，④腳輸入同樣的正弦信號(hào)，調(diào)節(jié)Rwy，11腳會(huì)產(chǎn)生附加補(bǔ)償電壓，使Vo=0。（2）輸出失調(diào)誤差電壓調(diào)零④、⑨腳均短接到地，調(diào)節(jié)Wk值，使Vo=0，反復(fù)上述兩步驟，直到上述三種情況下，Vo均為零，或最小值。（3）增益系數(shù)K的調(diào)整④、⑨腳均加入5V直流電壓，調(diào)Wk值，改變Iox，使Vo=+2.5V。④、⑨引腳改接-5V直流電壓，若此時(shí)Vo=2.5V，則調(diào)整結(jié)束。如Vo≠2.5V,則應(yīng)重復(fù)步驟（1）～（3）直到精度最高為止。返回繼續(xù)休息2休息14.5模擬集成乘法器在運(yùn)算電路中的應(yīng)用

一、乘法與平方運(yùn)算電路當(dāng)Vx=Vi1，Vy=Vi2若Vi1=Vi2=Vi，則有