《無線電抗截獲抗干擾通信》課件第7章

第7章實(shí)現(xiàn)抗干擾、抗截獲保護(hù) 的通信信號(hào)和系統(tǒng)設(shè)計(jì)7.1通信干擾策略7.2抗干擾保護(hù)的測度7.3擴(kuò)譜通信系統(tǒng)的處理增益7.4干擾效果和干擾效率的計(jì)算7.5抗非線性接收機(jī)偵收的擴(kuò)譜信號(hào)設(shè)計(jì)7.6基于時(shí)頻編碼的LPI/AJ通信信號(hào)設(shè)計(jì) 7.1通信干擾策略

通信干擾的目的就是要為己方部隊(duì)的作戰(zhàn)行動(dòng)提供支援，使其提高任務(wù)成功率。為了實(shí)現(xiàn)這個(gè)目標(biāo)，通信干擾機(jī)總是把目標(biāo)集中在通信系統(tǒng)的各種功能以及執(zhí)行這些功能的子系統(tǒng)上。通信干擾機(jī)有許多干擾對(duì)策供自己支配，用于攻擊這些子系統(tǒng)。本節(jié)將敘述和討論幾種目標(biāo)通信子系統(tǒng)以及用于削弱其工作性能的干擾對(duì)策。7.1.1通信干擾機(jī)的目標(biāo)通信子系統(tǒng)

通信干擾的目的就是要削弱、延遲或者阻遏敵方恢復(fù)其通信的能力。因此，問題的焦點(diǎn)自然而然地就集中在通信接收機(jī)基帶中比特的質(zhì)量上了。但是，在信號(hào)到達(dá)基帶之前，基帶中比特的質(zhì)量與抗干擾通信接收機(jī)通常要執(zhí)行的幾種功能有關(guān)。這幾種功能常常稱為被干擾的目標(biāo)，因?yàn)橥灰渲幸环N功能出錯(cuò)，便會(huì)使通信接收機(jī)失去正常工作能力。最經(jīng)常被干擾機(jī)作為攻擊目標(biāo)的抗干擾通信子系統(tǒng)有自適應(yīng)零位校準(zhǔn)陣列（ANSA），它是通過將干擾信號(hào)設(shè)置在天線的零位上來降低干擾功率的。通信接收機(jī)的射頻（RF）前端也可能成為脈沖干擾的目標(biāo)，因?yàn)槊}沖干擾可能會(huì)超出接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍，或者引發(fā)欠衰減電路的特點(diǎn)，使接收機(jī)產(chǎn)生“嘯叫”。跳頻接收機(jī)通常都使用數(shù)控頻率合成器，以跳離包含有干擾功率的那個(gè)頻段。但是，這種跳頻工作能力也可能會(huì)遭到能夠快速跟隨通信頻率跳變到下一個(gè)頻率的干擾機(jī)的攻擊，或者遭到具有足夠?qū)挼膶拵Ц蓴_機(jī)的攻擊，從而使跳頻難于躲避開強(qiáng)大的干擾功率。另一個(gè)可能的目標(biāo)是自動(dòng)增益控制（AGC）放大器，通信接收機(jī)用它來自動(dòng)控制輸出的信號(hào)功率電平，從而使接收機(jī)始終處于最佳工作狀態(tài)，即使在輸入功率電平變化范圍很大時(shí)也能實(shí)現(xiàn)最佳工作性能。AGC放大器所使用的時(shí)間常數(shù)就可能成為脈沖式干擾機(jī)的利用對(duì)象，甚至在一個(gè)干擾脈沖不再出現(xiàn)時(shí)也會(huì)極大地降低接收機(jī)的增益，從而使接收機(jī)變?yōu)閷?duì)通信信號(hào)功率電平不靈敏的裝置而無法正常工作。

擴(kuò)譜接收機(jī)的明顯特點(diǎn)就是它們必須與輸入寬帶載波同步。盡管擴(kuò)譜調(diào)制通常都能提供抗干擾保護(hù)，但是，如果這種同步過程始終不能正常建立起來的話，那么擴(kuò)譜接收機(jī)同步電路也會(huì)給通信干擾機(jī)提供完全毀滅通信正常工作的可能性。在直接序列系統(tǒng)中，用來解擴(kuò)白化載波的有源相關(guān)器或者匹配濾波器也會(huì)對(duì)落在接收機(jī)基帶帶寬內(nèi)的總干擾功率產(chǎn)生極大的衰減?？偞嬖谀承└蓴_功率、干擾帶寬和干擾定時(shí)結(jié)構(gòu)能夠比其他的結(jié)構(gòu)遭受到更少的衰減，這些有效的結(jié)構(gòu)就是用來攻擊直接序列抗干擾接收機(jī)的候選方案。接收機(jī)的基帶處理包括解調(diào)、比特去隔行（如果采用了比特隔行的話）、檢錯(cuò)糾錯(cuò)（EDAC）以及由數(shù)據(jù)序列形成字和幀所必需的格式化等；基帶處理還可以與解密電路接口（如果采用了的話）一起使用。解調(diào)器會(huì)受到干擾機(jī)試圖降低其基帶中信號(hào)/干擾功率比的攻擊；檢錯(cuò)糾錯(cuò)可能會(huì)受到試圖超出其爆發(fā)誤差糾錯(cuò)能力的攻擊，或者說對(duì)于某些編碼體制，只要其基帶信噪比足夠低，就可能使用干擾來擴(kuò)大誤差，使其產(chǎn)生的差錯(cuò)率很高而超出檢錯(cuò)糾錯(cuò)的能力。加密設(shè)備對(duì)其輸入中的誤碼可能更為敏感，因此，在有些情況下，如果一個(gè)輸入比特誤差使許多輸出比特隨機(jī)變化，就可能引起錯(cuò)碼的擴(kuò)大。

總之，通信干擾機(jī)可以以通信接收機(jī)的許多種功能為目標(biāo)進(jìn)行攻擊。7.1.2相關(guān)干擾對(duì)策

具有最明顯形式的相關(guān)干擾對(duì)策就是能夠根據(jù)預(yù)測的直接序列（DS）所使用的白化序列或者跳頻（FH）信號(hào)所使用的載波跳頻圖案采取的干擾對(duì)策，因此，這種干擾機(jī)又叫做預(yù)測干擾機(jī)（predictorjammer）。第二種相關(guān)干擾機(jī)是轉(zhuǎn)發(fā)干擾機(jī)（repertjammer），這種轉(zhuǎn)發(fā)干擾機(jī)總是用與通信接收機(jī)當(dāng)前響應(yīng)功能直接相關(guān)的波形實(shí)施干擾。頻率轉(zhuǎn)發(fā)器總是用FH通信正在使用的載波頻率來實(shí)施干擾，不過在它轉(zhuǎn)發(fā)之前要在接收到的通信信號(hào)上加上隨機(jī)性更強(qiáng)的噪聲，這樣就可以避免使轉(zhuǎn)發(fā)器變成通信中繼站，而且仍能將相當(dāng)大的干擾功率集中在通信接收機(jī)當(dāng)前調(diào)諧工作的頻率上或頻率附近。對(duì)直接序列（DS）通信而言，如果總是能夠把相關(guān)干擾的應(yīng)答信號(hào)引入通信接收機(jī)的話，那么轉(zhuǎn)發(fā)干擾也很難奏效，這是因?yàn)榘谆伪旧聿⒉皇鞘窒嚓P(guān)的，除非時(shí)域中的時(shí)差是切普間隔的幾分之一。由于DS系統(tǒng)所使用的帶寬可能寬達(dá)數(shù)兆赫茲的若干倍，因此，切普寬度為幾十至幾百納秒。這樣的時(shí)間延遲相當(dāng)于直接（通信）信號(hào)和轉(zhuǎn)發(fā)（干擾）信號(hào)間存在十幾至近百米的路程距離差。因此，這種時(shí)間延遲和幾何學(xué)的限制條件十分嚴(yán)格，使得轉(zhuǎn)發(fā)器無法使用轉(zhuǎn)發(fā)DS信號(hào)的方法來干擾DS信號(hào)。但是，在多用戶通信網(wǎng)絡(luò)中，就有可能使用對(duì)一個(gè)信號(hào)多次轉(zhuǎn)發(fā)的方法來與網(wǎng)絡(luò)中的多部接收機(jī)相關(guān)。一般情況下，擴(kuò)譜接收機(jī)會(huì)在一個(gè)寬帶載波的具體工作狀態(tài)上至少駐留幾毫秒長的時(shí)間，這對(duì)轉(zhuǎn)發(fā)干擾機(jī)來說是一個(gè)極有誘惑力的機(jī)會(huì)；從另一意義上說，這意味著至少在幾毫秒的時(shí)間內(nèi)，F(xiàn)H系統(tǒng)使用相同的載波頻率，而DS系統(tǒng)則使用相同的白化段。還有一種相關(guān)干擾對(duì)策就是譜跟蹤（spectrumfollowing），其中最常見的一種就是對(duì)跳頻（FH）信號(hào)的頻率跟蹤。在頻率跟蹤方式中，干擾機(jī)搜索跳頻使用的頻段，檢測跳頻信號(hào)及其載波，合成后產(chǎn)生一種干擾波形，并以通信載波發(fā)射出去。如果這些操作進(jìn)行得非?？?，干擾機(jī)就有可能跟上通信信號(hào)的跳變，至少從理論上說可以通過采樣傅立葉分析的方法來確定一個(gè)具體的白化段中哪些頻率具有最大的譜幅度，而干擾這些頻率就會(huì)與接收機(jī)的響應(yīng)函數(shù)相關(guān)，因而得到不僅僅是平均的效果。另外，對(duì)這種有用的DS“跟蹤器”而言，DS系統(tǒng)則應(yīng)在一個(gè)具體白化段上駐留相當(dāng)長的時(shí)間。最后一種可供選用的干擾對(duì)策是對(duì)付DS信號(hào)的譜匹配式干擾機(jī)。采用這種干擾對(duì)策時(shí)需采用整形過的干擾譜，使其與DS信號(hào)主譜瓣的中心部分相匹配，從而使干擾機(jī)減少在接收機(jī)響應(yīng)中因白化段譜的錐度而引起的損失。與非常接近于中心頻率的窄帶干擾機(jī)相比較，這樣的整形可使干擾機(jī)少損失2.1dB直至3.4dB左右。在干擾機(jī)的干擾譜中心與DS譜中心相一致且均勻干擾帶寬又等于DS譜主瓣的零位——零位寬度時(shí)，這種情況就會(huì)發(fā)生。

至此，我們已列舉了本章中所要討論的針對(duì)擴(kuò)譜抗干擾（AJ）通信的相關(guān)干擾對(duì)策。7.1.3非相關(guān)干擾對(duì)策

非相關(guān)干擾對(duì)策不是特別努力地去利用擴(kuò)譜接收機(jī)現(xiàn)有的響應(yīng)函數(shù)來增大進(jìn)入基帶帶寬中的入射功率的比例。在這些干擾對(duì)策中，干擾波形并不完全與接收機(jī)的響應(yīng)函數(shù)相關(guān)，或者是接收機(jī)不會(huì)響應(yīng)任何干擾功率。但是，接收機(jī)一般不能抑制所有的入射干擾功率，而只能抑制其中大約等于1/(TB)的入射干擾功率。然而，要接收機(jī)做到抑制絕大部分干擾功率而不是像假想的那樣抑制殘余部分1/(TB）的干擾功率卻是可能的。舉例來說，若干擾機(jī)使用的頻率不等于當(dāng)前的載波，則干擾功率就會(huì)被中頻濾波器衰減掉好幾十分貝，只剩下可能遠(yuǎn)小于1/(TB)的殘余部分功率。一部窄帶干擾機(jī)只會(huì)干擾TB個(gè)可能跳頻位置中的一個(gè)位置，由此而產(chǎn)生了1/(TB)的平均系數(shù)，因?yàn)楫?dāng)干擾頻率等于跳頻頻率時(shí)，全部干擾功率都會(huì)進(jìn)入基帶。但是，跟蹤速度太慢而難于跟隨通信跳速的跟蹤器可能只會(huì)在跳頻器的一連串跳頻過程中一次或數(shù)次跳到與其工作頻率相同的頻率時(shí)才奏效，而在這一連串跳頻過程中，同一頻率使用兩次的概率只有1/(TB)2。因此，跟蹤速度過慢的跟蹤器的性能可能要遠(yuǎn)差于平均性能。在直接序列情況下，主瓣譜由切普形狀的功率譜所決定。干擾一個(gè)遠(yuǎn)離主瓣中心的頻率，將會(huì)遭受到大于平均值1/(TB)的衰減。因此，盡管干擾機(jī)不想達(dá)到大于1/（TB）這個(gè)平均值的性能，但它亦會(huì)選擇適當(dāng)?shù)牟ㄐ沃担员ＷC其工作性能不會(huì)低于平均值的1/(TB)。至少有幾十種以上非相關(guān)干擾對(duì)策可能帶有數(shù)百種可能的修正、完善和改進(jìn)措施。本節(jié)我們將討論其中數(shù)種非相關(guān)干擾對(duì)策，作為分析抗干擾（AJ）系統(tǒng)必須提供的針對(duì)這些種類的威脅的保護(hù)措施。部分頻帶干擾機(jī)（PBJ）既可以用來對(duì)付跳頻（FH）通信，亦可以用來對(duì)付直接序列（DS）通信。正如7.3節(jié)中將要討論的那樣，部分頻帶干擾對(duì)策能夠?qū)Ψ窍喔?、無衰落跳頻通信產(chǎn)生最大的誘發(fā)誤碼率。部分頻帶干擾機(jī)包括全頻段干擾機(jī)或攔阻式干擾機(jī)。在干擾機(jī)具有足夠強(qiáng)大的干擾功率時(shí)，使用部分頻帶干擾機(jī)最佳。部分頻帶干擾機(jī)可能是對(duì)付使用自適應(yīng)陷波器的直接序列（DS）系統(tǒng)的一種很有價(jià)值的干擾對(duì)策，這主要是因?yàn)椴糠诸l帶干擾機(jī)的帶寬可以增大到使所有干擾都被陷波濾波器濾除掉這樣的寬度，從而使DS信號(hào)中殘留的頻率成分無法與通信接收機(jī)相匹配。部分頻帶干擾機(jī)既可以使用均勻一致的干擾功率密度，也可以使用有多個(gè)等間隔音調(diào)或者窄帶干擾時(shí)間間隔的梳狀干擾。部分頻帶干擾機(jī)還可采用脈沖的斷/通或者消隱方式以及掃頻方式。脈沖干擾機(jī)也可以用來對(duì)付抗干擾（AJ）通信。在脈沖功率相同的條件下，用寬帶、短周期的脈沖干擾對(duì)付跳頻通信比對(duì)付直接序列擴(kuò)譜通信更為有效。然而，用窄帶的、長周期的脈沖對(duì)付直接序列比對(duì)付跳頻更有效，這是因?yàn)樘l器會(huì)跳離脈沖所占用的有限的頻率區(qū)間，而較窄的帶寬卻能符合對(duì)DS信號(hào)有效干擾的帶寬要求。使用脈沖干擾還可以避免被自適應(yīng)空間校零位和自適應(yīng)陷波濾波。另一種非相關(guān)干擾對(duì)策就是掃頻干擾。這種干擾對(duì)策采用了捷變頻技術(shù)，非常有利于干擾機(jī)躲避干擾的校零位和對(duì)消、自適應(yīng)通信間斷觀察,以防止被定位和被摧毀。此時(shí)，掃頻速率和掃頻帶寬可以調(diào)節(jié)，以改變干擾對(duì)通信的影響。 7.2抗干擾保護(hù)的測度

有許多種方法可以用來定量地分析干擾攻擊對(duì)一個(gè)已知抗干擾通信系統(tǒng)的干擾效果的好壞。對(duì)任何一方而言，最有用的性能測度與開發(fā)或使用通信系統(tǒng)這一方的努力和成效密切相關(guān)。比如，在工程開發(fā)方面，通用的性能測度包括：一條鏈路在一定時(shí)間間隔內(nèi)建立起來的概率,一條信息發(fā)送出去以后接收應(yīng)答信號(hào)所需花費(fèi)的時(shí)間,基帶中的通信/干擾功率比或者基帶中出現(xiàn)差錯(cuò)的概率。為方便起見，本書將主要使用基帶信號(hào)—干擾功率比（S/J）和誤碼率這兩個(gè)定義。在擴(kuò)譜系統(tǒng)中，分析基帶S/J時(shí)還需要分析通信信號(hào)和干擾波形入射到通信接收機(jī)的射頻（RF）帶寬中的S/J。事實(shí)上，把基帶中的S/J值與射頻帶寬中的S/J值相比較將是描述和分析一種干擾對(duì)策相對(duì)于其他干擾對(duì)策的有效性的一個(gè)重要途徑。

誤碼率的計(jì)算是大家所熟悉的，本節(jié)所說的將基帶帶寬中的S/J值與射頻輸入帶寬中的S/J值相比較的方法是只對(duì)具有這兩個(gè)不同帶寬的擴(kuò)譜系統(tǒng)才使用的方法。事實(shí)上，為使各種各樣的干擾對(duì)策都有效，設(shè)計(jì)擴(kuò)譜接收機(jī)時(shí)常常要求基帶S/J值除以射頻帶寬或擴(kuò)譜帶寬S/J值以后的值必須是一個(gè)較大的值，亦即干擾對(duì)策所要求的(S/J)BB/(S/J)SS值必須較大，這樣才可能用來對(duì)付抗干擾通信。這里的S/J的腳標(biāo)BB為基帶帶寬，SS為射頻帶寬或擴(kuò)譜帶寬。下一節(jié)我們將詳細(xì)地計(jì)算(S/J)BB/(S/J)SS。像雷達(dá)信號(hào)一樣，直接序列的早期應(yīng)用叫做線性調(diào)頻波形，它要求去線性調(diào)頻（縮短時(shí)間周期）后的峰值信號(hào)/噪聲功率的值比去線性調(diào)頻之前的值大得多。由這兩個(gè)功率值之比所產(chǎn)生的明顯的功率增益即稱做處理增益，因?yàn)樗墙邮諜C(jī)用濾波器在對(duì)發(fā)送的及隨后接收的線性調(diào)頻波形進(jìn)行匹配處理的過程中獲得的。同樣地，直接序列系統(tǒng)的處理增益PG可以定義如下：（7－3－1）7.3擴(kuò)譜通信系統(tǒng)的處理增益式中，“BB”表示接收機(jī)的基帶帶寬，“SS”表示擴(kuò)譜載波帶寬，變量S、N和J分別表示給定帶寬中的信號(hào)功率、噪聲功率和干擾功率。好的接收機(jī)要求在擴(kuò)譜帶寬和基帶帶寬中的信號(hào)功率幾乎一樣。事實(shí)上，因?yàn)榻鈹U(kuò)損失一般只有2dB或2dB以下，所以基本上能夠做到這一點(diǎn)。以干擾方的觀點(diǎn)來看，假設(shè)基帶中的信號(hào)功率等于擴(kuò)譜帶寬中的信號(hào)功率是很正常的，因?yàn)檫@種假設(shè)可使干擾機(jī)不必去考慮通信載波的解擴(kuò)損失；而且這種假設(shè)又是保守的，因?yàn)樽鲞@樣的假設(shè)時(shí)所產(chǎn)生的處理增益要比干擾機(jī)所要克服的實(shí)際處理增益高。為了使干擾機(jī)能夠?qū)嵤┯行Ц蓴_，擴(kuò)譜帶寬及基帶帶寬中的干擾功率都應(yīng)比其他帶寬中的噪聲功率大，這主要是希望通信系統(tǒng)在沒有干擾的情況下工作得更好。因此，在式（7－3－1）中，干擾機(jī)傾向于采用這樣的假設(shè)，即SBB等于SSS，NBB遠(yuǎn)小于JBB，NSS遠(yuǎn)小于JSS。使用上述假設(shè)后，PG的表示式可寫為(7－3－2)式（7－3－2）將作為計(jì)算處理增益的基本公式。下面以圖7－1所示的干擾情況為例，來說明如何計(jì)算直接序列(DS)接收機(jī)的處理增益。圖7－1中，信號(hào)和干擾來自接收機(jī)混頻器之后，時(shí)間函數(shù)m(t)表示所接收到的通信信號(hào)中的常規(guī)的非擴(kuò)譜部分，其帶寬為1/THz，中心頻率為fc。常規(guī)信號(hào)m(t)被擴(kuò)展序列u(t)白化處理。假定圖7－1所示情況能夠?qū)崿F(xiàn)完全同步，則白化信號(hào)u(t)m(t)就可使用與u(t)相乘的方法來解擴(kuò)，由此而生成常規(guī)的非擴(kuò)展信號(hào)m(t)。從這種意義上說，DS信號(hào)的擴(kuò)展和解擴(kuò)可以說是透明的。圖7－1用來計(jì)算PG的簡化DS系統(tǒng)框圖若在直接序列接收機(jī)處出現(xiàn)干擾信號(hào)J(t)，且該干擾信號(hào)在天線上被疊加在抗干擾信號(hào)m(t)u(t)上，則白化干擾波形u(t)J(t)也進(jìn)入到了基帶解調(diào)中的中心頻率為fc的帶通濾波器中。假定干擾機(jī)為窄帶干擾機(jī)，則在一個(gè)時(shí)間間隔TJ中，其時(shí)間波形J(t)=Acos2πfJt，這里的TJ遠(yuǎn)大于比特間隔T。

由上述對(duì)干擾機(jī)的定義可以得到J(t)的傅立葉變換為（7－3－3）一個(gè)比特周期T中白化段的傅立葉變換為（7－3－4）白化干擾u(t)J(t)的傅立葉變換是傅立葉變換J(f)和UT(f)的卷積。但是，由于J(f)是一個(gè)比比特率1/T要窄得多的窄帶，因此，干擾的傅立葉譜可以用正、負(fù)干擾頻率fJ處的權(quán)——A/2的狄拉克（Dirac）增量δ()函數(shù)來近似表示。這就使生成的白化干擾的傅立葉譜變?yōu)椋?－3－5）若用ξx(f)表示白化干擾的單邊（正頻率）能量密度，則由式（7－3－5）可得（7－3－6）

請(qǐng)注意，正如所期望的那樣，式（7－3－6）說明了在帶寬非常窄的干擾假設(shè)條件下，白化干擾的能量密度僅僅是移到干擾中心頻率處的白化段的能量譜，它與干擾功率成一定的比例關(guān)系。實(shí)際落在常規(guī)接收機(jī)通帶內(nèi)的干擾能量的大小EBB可用下列積分式表示：（7－3－7）式中之所以出現(xiàn)最右邊的等式，就是因?yàn)榘谆V在頻譜范圍1/T內(nèi)基本上是一個(gè)常數(shù)。這么大的干擾功率后來由常規(guī)接收機(jī)移入通信基帶中。由式（7－3－7）可看到：當(dāng)所選的干擾頻率與通信中心頻率的頻偏等于能使白化段的能量譜達(dá)到最大值的頻率值時(shí)，能夠耦合進(jìn)入通信基帶的干擾功率也達(dá)到最大值?？傊琔T(fc-fJ)是隨機(jī)的，因?yàn)榘谆沃械那衅罩狄彩请S機(jī)的。因此，式（7－3－7）中隨機(jī)項(xiàng)的密度函數(shù)可以用來確定基帶中的干擾功率的密度函數(shù)。另外，如果能量譜有界，則耦合到基帶中的干擾功率的大小也可能有界。由于能量用每赫茲的功率來表示，因此，式（7－3－6）中的能量密度也是在一定干擾功率和干擾頻率時(shí)的基帶中的干擾功率譜密度。因此，基帶中的干擾功率JBB可表示為擴(kuò)譜帶寬中的干擾功率JSS為使用式（7－3－2）可得這種情況下的PG表達(dá)式為（7－3－8）從式（7－3－8）我們可看到：PG值是相當(dāng)大的。這就是說，只要頻偏fc－fJ的取值能使干擾的白化段的譜成分小到一定程度，就可使進(jìn)入通信基帶的干擾功率也很小；相反地，若頻偏的取值使干擾的白化段有相當(dāng)大的譜成分，則進(jìn)入基帶中的干擾功率也相當(dāng)大。這個(gè)頻偏處的白化段譜成分從本質(zhì)上來說可以當(dāng)作本振頻率，它能使干擾頻偏由fc導(dǎo)入基帶。

使用式（7－3－4）可以得到下列直接序列通信接收機(jī)抗窄帶干擾的處理增益PG的歸一化表達(dá)式（7－3－8）使用式（7－3－4）可以得到下列直接序列通信接收機(jī)抗窄帶干擾的處理增益PG的歸一化表達(dá)式（7－3－9）正如預(yù)想的那樣，切普譜的形狀［(sinx)/x］2很小時(shí)，亦即干擾頻率足夠遠(yuǎn)離通信中心頻率時(shí)，處理增益PG將增大。式（7－3－8）有一種非常明顯的特殊情況，即干擾頻率精確等于通信的中心頻率。這樣的干擾叫做同頻（on-frequency）干擾。此時(shí)，基帶中的干擾功率為（7－3－10）則由式（7－3－8）可得PG此時(shí)的表達(dá)式為（7－3－11）使用白化段的統(tǒng)計(jì)值就可能求得基帶中干擾功率的統(tǒng)計(jì)值，并由這個(gè)統(tǒng)計(jì)值一個(gè)白化段、一個(gè)白化段地求得其基帶中干擾功率的統(tǒng)計(jì)值。如果多個(gè)連續(xù)的信息比特都由同一段所白化，則這種對(duì)一個(gè)一個(gè)白化段求出統(tǒng)計(jì)值的方法可能是很重要的。因此，必須對(duì)每一段都作出許多次比特判決。

這里應(yīng)著重注意：上述結(jié)論是在窄帶的同頻干擾的情況下得到的。如果干擾頻率偏離通信載頻1/（2T）Hz以上，那么這種干擾機(jī)就再也不能叫做同頻干擾機(jī)了。但是，式（7－3－9）中的幅度平方項(xiàng)的平均值對(duì)所有頻率都為1/K，而這個(gè)平方項(xiàng)的密度函數(shù)對(duì)所有頻率卻不會(huì)相同。對(duì)直接序列抗干擾(AJ)接收機(jī)的處理增益PG的分析與對(duì)直接序列LPI信號(hào)的信號(hào)抑制系數(shù)SSF的分析存在著相當(dāng)大的類似性。事實(shí)上，為使信號(hào)抑制系數(shù)SSF等于μ的LPI直接序列信號(hào)的設(shè)計(jì)通常要求干擾對(duì)策能達(dá)到1/μ的PG值，反之亦然。例如，正如上面所提到的情況，同頻干擾一個(gè)使用整個(gè)m序列作為白化段的DS系統(tǒng)，就會(huì)得到PG為K2的結(jié)果。同樣道理，同頻偵收一個(gè)使用整個(gè)m序列來擴(kuò)展信號(hào)功率的DS信號(hào)，所要求的信號(hào)抑制系數(shù)SSF為1/K2。異頻干擾和異頻偵收也會(huì)產(chǎn)生相類似的倒數(shù)關(guān)系。更進(jìn)一步說，對(duì)偵收一個(gè)譜成分為最大的DSLPI信號(hào)的要求與相應(yīng)地干擾一個(gè)最大譜成分區(qū)間的直接序列AJ信號(hào)的要求相類似。7.4干擾效果和干擾效率的計(jì)算

7.4.1干擾效果的計(jì)算

本節(jié)將計(jì)算部分頻帶干擾機(jī)（PBJ）干擾跳頻通信系統(tǒng)時(shí)可達(dá)到的誤碼率。在通信接收機(jī)處，信號(hào)與干擾之間的相互作用原理如圖7－2所示。圖7－2部分頻帶干擾機(jī)干擾跳頻通信信號(hào)

跳頻（FH）信號(hào)在整個(gè)帶寬WSS上跳頻工作。如果基帶調(diào)制是數(shù)字的，那么信號(hào)一般都是正交的，比如FSK。假設(shè)是FSK調(diào)制，所接收到的每個(gè)調(diào)制符號(hào)的能量用ES表示。當(dāng)跳頻使用一個(gè)不受干擾的信道工作時(shí)，其干擾就只有噪聲了，該噪聲的單邊譜密度等于N0。當(dāng)為正交調(diào)制時(shí)，每個(gè)調(diào)制符號(hào)都攜帶有l(wèi)bM個(gè)比特，且干擾是高斯噪聲，則符號(hào)誤差概率PS(ε)為（7－4－1）

當(dāng)信號(hào)跳到一個(gè)受干擾的通信信道工作時(shí)，干擾功率譜密度就等于J0+N0。在有效干擾的情況下，干擾功率密度通常都要遠(yuǎn)大于噪聲功率密度。若忽略熱噪聲以及由它產(chǎn)生的誤差，則實(shí)際所誘發(fā)的誤碼率要大于只根據(jù)干擾功率所預(yù)測的誤碼率。如果假設(shè)熱噪聲并不比干擾功率小很多，則式（7－4－1）中的N0就可以用J0來代替?？偟母蓴_功率J等于被干擾的總帶寬WJ乘以干擾功率譜密度J0。干擾帶寬WJ可以用總擴(kuò)譜帶寬WSS乘以一個(gè)系數(shù)μ來表示，即WJ=μWSS

。如果干擾功率J均勻分布在整個(gè)跳頻帶寬內(nèi)，則干擾功率譜密度一定是J/WSS，這可以用Ｊ0表示。但是，若干擾功率J只分布在μWSS帶寬中，則干擾功率譜密度J0就等于J0/μ。符號(hào)誤差概率為PS(ε)=PS(ε|J0)P(J0)PS(ε|N0)P(N0)(7－4－2)式中，PS(ε|J0)就是PS(ε|N0)，這與式（7－4－1）中用J0替代N0時(shí)所得到的結(jié)果相同。若用P(J0)表示被干擾的概率，而用P(N0)表示未被干擾的概率，且有P(N0)=1-P(J0),則所期望的誘發(fā)誤差概率PS(ε)要遠(yuǎn)大于PS(ε|N0)。因此，式（7－4－2）中最右邊那一項(xiàng)的作用就可在計(jì)算誤差概率PS(ε)時(shí)忽略不計(jì)。不管信道中的干擾電平是多大，若假設(shè)通信信號(hào)跳到每一個(gè)信道的概率都相等，那么一跳被干擾的概率P(Ｊ0)就等于μ。使用上面合理的推導(dǎo)分析結(jié)果可將式（7－4－2）改寫為（7－4－3）

誤碼率Pb(ε)為(M/2)/(M-1)乘以符號(hào)誤差概率，而每符號(hào)的能量等于N乘以能量Eb每比特，這里的N等于lbM。將這些數(shù)值帶入并使用式（7－4－1），可得到誤碼率的表達(dá)式為（7－4－4）

圖7－3給出了二進(jìn)制FSK(BFSK)、4元FSK和8元FSK在Eb/J0為兩種取值時(shí)的誤碼率曲線。這里應(yīng)注意：當(dāng)Eb/J0的值足夠大時(shí)，誤碼率隨干擾頻帶系數(shù)μ的增大而單調(diào)地增大。但是，當(dāng)最小干擾功率譜密度J0比比特能量還要弱時(shí)，在被干擾的頻帶小于整個(gè)擴(kuò)譜帶寬時(shí)就能達(dá)到最大誤差概率。圖7－3

2、4和8元FSK（無衰落、無編碼時(shí)）的誤碼率圖7－4在相同J0值條件下，高斯噪聲和最佳部分頻帶干擾（PBJ）所產(chǎn)生的誤碼率

了解檢錯(cuò)糾錯(cuò)（EDAC）編碼對(duì)抗部分頻帶干擾的跳頻通信系統(tǒng)性能的影響是十分重要的。由于經(jīng)過EDAC糾錯(cuò)后的誤差概率是輸入到EDAC處理器中的誤差概率的單值函數(shù)，因此，在無糾錯(cuò)編碼的情況下，就會(huì)在上面所確定的值處出現(xiàn)最大誤差概率，且此誤差概率是受干擾頻帶系數(shù)的函數(shù)。一般情況下，人們都期望EDAC處理器的輸出誤碼率大大低于輸入誤碼率。實(shí)際上，這種情況是在輸入誤差概率相當(dāng)?shù)?，大約只有百分之幾或更低時(shí)才有可能發(fā)生的。此時(shí)，輸出誤差概率可能要比輸入誤差概率小幾個(gè)數(shù)量級(jí)。但是，當(dāng)輸入誤差概率大于百分之幾時(shí)，一般的檢錯(cuò)糾錯(cuò)（EDAC）功能可能只會(huì)產(chǎn)生一個(gè)僅僅稍小于甚至大于輸入誤差概率的輸出誤差概率。輸出誤差概率超過輸入誤差概率的情況叫做誤差擴(kuò)大（errorextension）。對(duì)糾錯(cuò)編碼的分析一般總是集中在期望碼運(yùn)行的地方的輸入誤差概率較低這一點(diǎn)上。在采用卷積碼的情況下，碼的糾錯(cuò)能力通常是由計(jì)算機(jī)仿真來確定的。各種碼在較大輸入誤差概率時(shí)的性能已由托里力（Torrieri）進(jìn)行了廣泛的研究并已提出了相應(yīng)的報(bào)告。使用參考文獻(xiàn)中提出的表達(dá)式，對(duì)幾種碼的性能進(jìn)行分析，可知道有多大的輸入符號(hào)誤差概率，才會(huì)產(chǎn)生誤差擴(kuò)大的結(jié)果。使輸出誤碼率超過輸入誤碼率的輸入符號(hào)誤差概率的值就叫臨界符號(hào)誤差概率。圖7－5

Golay（23，12，3）碼的輸出、輸入誤差概率關(guān)系正如所預(yù)計(jì)的那樣，在輸入誤差概率相當(dāng)小的情況下，所有這些碼所產(chǎn)生的輸出誤差概率也很小。對(duì)所討論的所有組塊碼而言，當(dāng)輸入誤差概率小于6％時(shí)，其輸出誤差概率都遠(yuǎn)小于輸入誤差概率。而在卷積碼的情況下，率1/2碼的近似臨界值約為4％，率1/3和1/4碼的近似臨界值約為12％，而率1/8碼的近似臨界值則為18％，其值都相當(dāng)小。雙碼要求小于4％的輸入誤差概率，而RS碼的輸入誤差概率則要求分別為：RS（7，3）和RS（15，9）碼為6％，RS（31，15）碼為12％。由此可得如下結(jié)果：根據(jù)所使用的編碼體制，如果部分頻帶干擾不能夠在EDAC處理器的輸入中產(chǎn)生百分之幾或更大的誤差概率的話，那么就可以說部分頻帶干擾對(duì)這個(gè)通信系統(tǒng)的性能沒有什么影響。換句話說，如果組塊、高速率卷積碼和雙碼的輸入誤差概率達(dá)10％或更大，低速率卷積碼和RS碼的輸入誤差概率達(dá)20％或更大，那么，EDAC處理器就不可能抑制由干擾所產(chǎn)生的誤差率的影響。若是干擾機(jī)能夠使EDAC處理器出現(xiàn)誤差擴(kuò)大，那么EDAC將會(huì)以正比于非常高的干擾—信號(hào)功率比的速率產(chǎn)生誤差。另外，若圖7-3所示的誤碼率曲線是針對(duì)使用EDAC的情況得到的，則通?？梢詮膱D中看到存在一個(gè)很強(qiáng)的“門限”現(xiàn)象。當(dāng)頻帶系數(shù)所產(chǎn)生的輸入誤差概率小于百分之幾時(shí)，所產(chǎn)生的誤碼率很小，可忽略不計(jì)。當(dāng)受干擾的部分頻帶產(chǎn)生的輸入誤差概率大于10％～20％時(shí)，所產(chǎn)生的誤碼率基本上與無EDAC時(shí)相同，甚至還要大一些。在這里應(yīng)注意：在信息比特(二進(jìn)制數(shù)字的碼速)降低時(shí)，只能使誤碼率稍稍降低的輸入誤差概率卻會(huì)增大。至此就完成了對(duì)無衰落部分頻帶干擾機(jī)干擾無衰落跳頻通信系統(tǒng)的分析討論。所得到的重要結(jié)論是：受干擾的頻帶系數(shù)值為某一特定值時(shí)能達(dá)到最大誤碼率，這與接收到的信號(hào)—干擾功率的比值有關(guān)。作為一個(gè)近似結(jié)果，只有在干擾功率譜密度大于接收到的每比特能量時(shí)，通過干擾更多個(gè)跳頻帶寬才會(huì)降低干擾功率密度。7.4.2干擾效率的計(jì)算

由7.3節(jié)可知,處理增益PG近似等于入射到通信接收機(jī)的干擾功率值除以進(jìn)入基帶中的干擾功率值。因此，通信工作性能隨著干擾功率的增大而單調(diào)地降低，而處理增益越低，干擾對(duì)策就越有效。計(jì)算處理增益PG就是要獲得用具體干擾對(duì)策對(duì)付具體通信接收機(jī)操作的結(jié)果。因此，當(dāng)說到一部接收機(jī)的處理增益時(shí)，必須十分小心地描述所用的干擾對(duì)策，或者在一個(gè)已知的干擾對(duì)策列表中，使所確定的處理增益值不小于實(shí)際值。在計(jì)算用各種干擾對(duì)策對(duì)付DS接收機(jī)所要求的處理增益值時(shí)，首先得考慮由進(jìn)入基帶中的干擾所產(chǎn)生的失真波形抽樣D(t)的概率密度函數(shù)。不管采用哪種干擾對(duì)策來對(duì)付DS接收機(jī)，都可預(yù)期通信基帶中的干擾功率譜基本上是均勻一致的，這是因?yàn)榻鈹U(kuò)序列的白化作用所致。如果干擾失真如預(yù)期的那樣為零均的和高斯的，則干擾失真就會(huì)被簡單地疊加在由其他高斯過程所產(chǎn)生的典型高斯熱噪聲之上，而且其方差也等于噪聲和干擾失真的方差之和，或者等于噪聲和干擾失真的功率之和。由于基帶中干擾失真的功率JBB等于擴(kuò)譜帶寬中入射功率JSS除以處理增益PG，因此，當(dāng)干擾失真為高斯分布時(shí)，等效噪聲功率就等于N+JSS/PG。這里的N為基帶中的實(shí)際熱噪聲功率。近似的“噪聲”譜密度等于Ｎ0（由N/WBB給出）加上JSS/(PG·WBB)。就像窄帶干擾情況中所出現(xiàn)的那樣，如果PG等于WSS/WBB，則基帶中的近似干擾功率譜密度就等于JSS/WSS，這是因?yàn)楦蓴_被白化后落到了擴(kuò)譜帶寬中的緣故。因此，在某些情況下，近似噪聲功率看起來是高斯分布的，因?yàn)閿_加噪聲所產(chǎn)生的功率譜密度等于N0+JSS/WSS。很顯然，人們能夠很容易地估算這些情況中的干擾性能。但是，基帶中的干擾失真并不總是高斯分布的，上面所列出的用信噪比來計(jì)算誤碼率的簡單步驟在這里就不能用了。如果白化段在幾個(gè)比特上都是相同的，那么，即使在JＢＢ為高斯分布時(shí)，JSS/PG的值也可能在這幾個(gè)比特上保持為固定值，這樣就產(chǎn)生了緩慢變化的基帶干擾功率電平。此時(shí)，平均信噪比時(shí)的誤碼率就小于不同信噪比時(shí)的誤碼率的平均值。7.4.3衛(wèi)星上行鏈路的干擾

本節(jié)將提出一種方法，用來分析地面干擾機(jī)對(duì)地面至同步衛(wèi)星的上行通信鏈路的干擾效果。假設(shè)在這類上行鏈路中一般都使用了誤差控制編碼，即使接收機(jī)的其他部分出現(xiàn)了誤差源，由干擾所引起的誤碼也總是出現(xiàn)在誤差控制譯碼器的輸出中。誤碼使解調(diào)器輸出產(chǎn)生差錯(cuò)，而解調(diào)器是用來將調(diào)制載波的信道符號(hào)變換成攜帶有信息比特的二進(jìn)制信道符號(hào)流的，所以，依賴誤差控制譯碼器糾錯(cuò)的解調(diào)器輸出的這些二進(jìn)制符號(hào)流中的誤差就會(huì)產(chǎn)生信息誤碼。

這些誤差對(duì)譯碼器的影響可以用其輸入端的解調(diào)器符號(hào)誤差概率與其輸出端的信息誤碼率的關(guān)系曲線來表達(dá)。對(duì)于一個(gè)極限長度為7的率1/2卷積碼而言，若使用維特比（Viterbi）譯碼，則1％左右的輸入符號(hào)誤差概率就可能有10-6

的誤碼率。2％和3％的輸入誤差概率所產(chǎn)生的誤碼率可能會(huì)分別大于10-5和10-4。假設(shè)通信系統(tǒng)要求糾錯(cuò)后的誤碼率為10-6，那么，干擾機(jī)就必須在譯碼器的輸入（即解調(diào)器的輸出）中產(chǎn)生大于約1％的符號(hào)誤差概率。我們還將假定有效干擾的干擾判據(jù)應(yīng)為2%的符號(hào)誤差概率。使解調(diào)器產(chǎn)生2%的誤差概率所需要的干擾功率與通信使用的基帶調(diào)制類型有關(guān)。在DS抗干擾通信系統(tǒng)情況下，基帶調(diào)制大多數(shù)采用相干或者差分相干相位調(diào)制；而對(duì)于先進(jìn)的跳頻（FH）抗干擾通信而言，基帶調(diào)制大部分是非相干FSK或者二進(jìn)制差分相干相位調(diào)制類型。在本例中，假設(shè)基帶調(diào)制是BFSK，且假設(shè)干擾機(jī)使用部分頻帶干擾機(jī)（PBJ）。由上述討論結(jié)果及式（7－4－4）有（7－4－5）式中，Eb可解釋為使用編碼時(shí)的信道符號(hào)能量。因此，能夠產(chǎn)生最大符號(hào)誤差概率（對(duì)于給定的J0）的干擾頻段系數(shù)μ*由下式給出:（7－4－6）

由于上面假設(shè)的干擾判據(jù)要求產(chǎn)生符號(hào)誤差的解調(diào)器的誤差概率應(yīng)達(dá)到2%，因此，由式（7－4－5）可得如下結(jié)果：（7－4－7）求解式（7－4－7），得這就是說，要使干擾機(jī)成功地誘使解調(diào)器產(chǎn)生的誤差概率等于或者大于2%，Eb/J0值就一定要等于或者小于12.65dB。通信發(fā)射機(jī)的有效輻射功率ERP通常與所使用的發(fā)射機(jī)終端類型有關(guān)，而距離和其他變量則與所要干擾的鏈路類型有關(guān)。為了說明這個(gè)問題，假設(shè)所討論的鏈路是衛(wèi)星通信上行鏈路，工作頻率為44GHz。假設(shè)使用的大型終端的天線為20英尺(1英尺=0.3048m)[JP]拋物面盤狀天線，且?guī)в?00W的放大器；使用的小型終端的天線為4英尺拋物面盤狀天線，且?guī)в?0W放大器。假設(shè)衛(wèi)星接收天線為多波束天線（MBA），其旁瓣電平一般要比主瓣電平低35dB，這意味著GRT/ＧRJ=35dB。假設(shè)上行鏈路采用三種信息比特速率，即75b/s、9.6kb/s和10Mb/s,在使用率1/2卷積碼時(shí)，其二進(jìn)制符號(hào)速率RS則分別為150符號(hào)/s、19.2k符號(hào)/s和20M符號(hào)/s。假設(shè)跳頻擴(kuò)譜帶寬WSS等于2.5GHz，擴(kuò)譜解擴(kuò)損失為1.7dB。通常，跳頻系統(tǒng)的解擴(kuò)損失在0.5～2dB之間，而DS系統(tǒng)的解擴(kuò)損失則要稍稍大一些。下面計(jì)算干擾機(jī)實(shí)施有效干擾所需要的ERPJ值。ERPJ表示干擾機(jī)的有效輻射功率，即使通信易受損壞的有效輻射功率。假設(shè)在地球同步衛(wèi)星和地面干擾機(jī)的場景中，干擾距離RJ和通信距離RC基本上是相等的，即RJ/RC=1。

為了確定通信的有效輻射功率ERP,我們必須計(jì)算出拋物面盤狀天線的增益。假設(shè)照度系數(shù)的典型值為0.54，則拋物面天線的增益（單位為dB）由下式給出：GdB=20lgfMHz+20lgDft-52.6(7－4－9)式中:fMHz為中心工作頻率，單位為MHz；Dft為盤狀天線的直徑，單位為m。由于44GHz＝44×103MHz，因此，拋物面天線在頻率44GHz處的增益為GdB=40.27+20lgDft（7－4－10）因此，6m盤狀發(fā)射天線的增益為66.3dB，而1.2m盤狀天線的增益為52.3dB。這里，假定了大、小型終端天線的指向精度都能使其發(fā)射天線的主瓣直接指向接收衛(wèi)星。求解干擾機(jī)的有效輻射功率ERPJ可得（7－4－11）因此，GRT/GRJ＝35dB，LDS＝1.7dB,RJ/RC＝1或者0dB,而所要求的Eb/J0值近似等于12.65dB,所以將這些數(shù)值帶入式（7－4－11），可得（7－4－12）

對(duì)于大型終端來說，ERPC等于20dBW（即100W）加上66.3dB，總的等于86.3dBW；而小型終端的ERPＣ則等于13dBW（即20W）加上52.3dB，總的等于65.3dBW。因此，從式（7－4－12）可得對(duì)大型終端對(duì)小型終端處理增益WSS/RS的值與發(fā)射的數(shù)據(jù)速率有關(guān)。在WSS等于2.5GHz時(shí)，三種假設(shè)數(shù)據(jù)速率的WSS/RS值分別等于72.2dB（75b/s信息速率或者150編碼符號(hào)/秒）、51.1dB（9.6kb/s）和21dB（10Mb/s）。將這些數(shù)值代入式（7－4－13）,便可產(chǎn)生如表7－1所示的結(jié)果。

表7－1給出的結(jié)果充分說明了高數(shù)據(jù)速率和小型終端的鏈路是最容易受干擾的，而較低數(shù)據(jù)速率、大型終端的鏈路則是最難于受干擾的。表7－1有效干擾所需的ERP值鏈路數(shù)據(jù)速率/(b/s)干擾機(jī)所需的ERP值/dBW大型終端（100W，6m盤狀天線）小型終端（20W，1.2m盤狀天線）75179.2158.29.6k158.1137.110M128.0107.0現(xiàn)在，讓我們回到式（7－4－6）。干擾的最佳頻帶系數(shù)在Ｅb/J0等于18.4時(shí)為10.87％。對(duì)于2.5GHz的總帶寬而言，干擾功率管必須有272MHz左右的帶寬(中心頻率44GHz的0.62％的帶寬)。假定一個(gè)工作帶寬為272MHz的功率管能夠產(chǎn)生100kW的功率，或者說50dBW，那么，表7－1中給出的ERP值的剩余部分就要由干擾機(jī)的發(fā)射天線增益來提供了。為了實(shí)現(xiàn)這么大的天線增益，天線的波束寬度必須很小。因此，地面干擾機(jī)必須能夠發(fā)射一個(gè)窄的波束，而且要非常接近地指向目標(biāo)衛(wèi)星的真實(shí)方向。為了使干擾機(jī)的主瓣天線增益指向衛(wèi)星方向，干擾天線基座的指向精度應(yīng)小于主瓣的3dB波束寬度。舉例來說，干擾天線不應(yīng)該太大，而應(yīng)保證其半3dB波束寬度小于基座系統(tǒng)的均方根指向誤差。圖7－6說明了這種情況。圖7－6指向誤差大于3dB波束寬度時(shí)會(huì)使到達(dá)目標(biāo)衛(wèi)星的干擾功率產(chǎn)生較大的損失

若所使用的天線的3dB波束寬度等于指向誤差，就會(huì)使平均干擾功率比主瓣增益所預(yù)測的值小1～2dB。因此，干擾機(jī)最好不要使用3dB波束寬度大于均方根指向誤差σθ

（單位為度）的天線。下面可據(jù)此估算干擾機(jī)可使用的最大天線，它是指向誤差的函數(shù)。拋物面盤狀天線的3dB波束寬度（單位為度）在照度系數(shù)為0.54時(shí)可用下式表示：（7－4－14）式中，3dB波束寬度就是式（7－4－14）求得結(jié)果的1/2。當(dāng)3dB波束寬度設(shè)定為均方根指向誤差σθ時(shí)，則可得最大盤狀天線的尺寸為（7－4－15）

式（7－4－15）可以應(yīng)用于各種指向誤差σθ和頻率值的情況，可用于計(jì)算出適合于干擾機(jī)使用的、相應(yīng)的最大盤狀天線的尺寸。在增益表達(dá)式（7－4－9）中使用式（7－4－15）給出的最大盤狀天線的尺寸，就可求得干擾天線在指向精度上的照度所達(dá)到的最大增益為GMdB=38.3-20lgσθ

（7－4－16）

注意：這個(gè)結(jié)果與頻率和盤狀天線的尺寸無關(guān)。式(7－4－15）和式（7－4－16）可用來計(jì)算盤狀天線的最大直徑以及相應(yīng)的干擾天線的最大增益，它們是頻率和指向誤差的函數(shù)。表7－2中給出了各種頻率和指向誤差值對(duì)應(yīng)的天線的最大直徑和最大增益。將假設(shè)的功率管的50dBW功率與表7－2給出的可獲得的最大天線增益（單位為dB）相加，我們就可求得干擾機(jī)的最大有效輻射功率ERP（此時(shí)忽略了損失），它是指向精度的函數(shù)。然后再將所得到的這些最大值與表7－1中給出的所要求的ERP值相比較，就可以很清楚地看到：75b/s和9.6kb/s的上行鏈路是無法干擾的;只要均方根指向誤差等于或小于0.01°,大型發(fā)射終端的10Mb/s的上行鏈路就是可干擾的,而當(dāng)均方根指向誤差等于0.10°時(shí)，小型終端的上行鏈路就是可干擾的。表7－2各種指向精度時(shí)的干擾天線的最大直徑和最大增益σθ均方根指向誤差/(°)最大可用直徑/m可獲得的最大天線增益/dB8GHz20GHz44GHz60GHz.01.05.10.501.02.0133.526.6913.342.691.340.6753.3810.685.341.070.530.2724.264.852.420.490.250.1217.793.561.780.360.180.0978.3064.3258.3044.3238.3032.28

7.5抗非線性接收機(jī)偵收的擴(kuò)譜信號(hào)設(shè)計(jì)7.5.1非線性接收機(jī)性能概述

1.使用非線性接收機(jī)檢測信號(hào)

有一種最常用的非線性檢測接收機(jī)，叫做總功率輻射計(jì)，又叫做能量檢測器。對(duì)輻射計(jì)進(jìn)行研究是非常有用的，這不僅僅是因?yàn)樗菍?duì)LPD信號(hào)的最常見的一種威脅，還因?yàn)樗男阅苁且环N典型的寬開工作的非線性接收機(jī)。圖7－7所示即為總功率輻射計(jì)的工作原理框圖。其中，非線性操作是由寬帶平方電路后接堆積式積分器（或者堆積式低通濾波器）和門限比較電路來實(shí)現(xiàn)的。在倍頻器檢測接收機(jī)中，接在平方電路之后的是一個(gè)堆積式窄帶帶通濾波器，該濾波器調(diào)諧在寬帶選擇器的二倍中心頻率處。圖7－7所示的接收機(jī)是最佳檢測結(jié)構(gòu)組成，此時(shí)，它能在給定輸入信噪比SNR時(shí)獲得最大的輸出信噪比。

圖7－7總功率（即寬帶）輻射計(jì)的工作原理框圖

當(dāng)接收機(jī)的TW值(T為積分器的積分時(shí)間，W為偵收帶寬）超過125時(shí)，如圖7－7所示，積分電路輸出端處的統(tǒng)計(jì)值Ω基本上就是一個(gè)高斯量，此時(shí)，輸出信噪比(SNR)OUT由下式給出：（7－5－1）式中，(SNR)IN是在偵收帶寬W中測得的輸入信噪比。假設(shè)在整個(gè)積分時(shí)間中都出現(xiàn)信號(hào)，則式（7－5－1）中的輸入信噪比(SNR)IN由下式給出：（7－5－2）式中:ES是截獲到的信號(hào)能量;N0/2是偵收接收機(jī)兩個(gè)邊帶的熱噪聲功率譜密度。當(dāng)(SNR)IN如所預(yù)計(jì)的那樣很小時(shí)，就不能使用線性接收機(jī)，此時(shí)，輻射計(jì)輸出端的信噪比可以由式（7－5－1）確定，并可以寫為（7－5－3）這就是在輸入信噪比很小時(shí)，平方律和相關(guān)非線性接收機(jī)的輸出信噪比和輸入信噪比平方的典型關(guān)系式。式(7－5－3)表明，對(duì)于任何較小的輸入信噪比，總存在足夠長的積分時(shí)間T,它能使輸出信噪比足夠大，從而能對(duì)信號(hào)可靠地檢測。一般來說，檢測概率Pd和虛警概率Pfa確定了所要求的輸出信噪比值。表7－3給出了輸入信噪比為較小值時(shí)對(duì)應(yīng)于各種Pd和Pfa取值的近似輸出信噪比值。表7－3各種Pd和Pfa取值所要求的輸出信噪比值*10-310-410-510-610-810-100.500.900.950.990.9990.99990.999999.812.813.514.715.816.717.311.414.014.615.616.417.318.012.614.915.416.417.318.018.613.515.616.117.017.918.619.115.016.817.218.018.819.419.916.117.718.118.819.520.120.5Pfa輸出信噪比值/dBPd

表7－3中給出的數(shù)值是可檢測性因子值d2，它是在分析輻射計(jì)性能時(shí)使用的一個(gè)度量因子?？蓹z測性因子等于(SNR)2INTW，在輸入信噪比很小時(shí)，就等于輸出信噪比，這一結(jié)論可從式(7-5-3)中看出。由表7-3可以看出，使用非線性接收機(jī)時(shí)所要求的輸出信噪比值明顯地要大于具有相同性能、使用匹配濾波器檢測時(shí)所要求的輸出信噪比值。將Pd和Pfa的表達(dá)式作相應(yīng)的數(shù)學(xué)變換，可得到如下非常有用的表達(dá)式：(7-5-4)這里還應(yīng)注意式（7－5－4)的右邊，它在輸入信噪比很小時(shí)等于輸出信噪比。因此，我們可以使用式(7－5－4)來計(jì)算當(dāng)輸入信噪比很小且Pd和Pfa為給定值時(shí)所要求的輸出信噪比值。圖7－8所示即為互補(bǔ)概率函數(shù)的倒數(shù)曲線，有了這條曲線，人們就可以很方便地使用式(7－5－4)進(jìn)行必要的設(shè)計(jì)了。下面說明如何使用式(7－5－3)和圖7－8來查找所需要的輸出信噪比值。假設(shè)輸入信噪比很小,Pd＝0.9999，Pfa=10-6，則可先使用圖7－8查出Pfa為10-6處的概率函數(shù)的倒數(shù)約為4.75，而1－Pd的倒數(shù)約為3.72，將這些數(shù)值代入式(7－5－3)中求得結(jié)果約為71.74dB或者18.56dB，結(jié)果與表7－3所給出的近似值非常一致。這里要提請(qǐng)注意的是：1－Pd即0.0001處的概率函數(shù)的倒數(shù)等于Pd處該函數(shù)倒數(shù)的負(fù)值。圖7－8使用G(X)倒函數(shù)求輻射計(jì)達(dá)指標(biāo)值Pfa和Pd時(shí)所需的近似SNR值一個(gè)原因是在非白化干擾環(huán)境下一定會(huì)出現(xiàn)許許多多的信號(hào)偵收判決，這是由于這些窄帶干涉源在輻射計(jì)輸出中的分布能量會(huì)極大地使檢測判決復(fù)雜化。組成寬帶前端的數(shù)量龐大的干涉源所進(jìn)行的平方處理會(huì)產(chǎn)生數(shù)量加倍且具有相當(dāng)功率電平的譜段，這種平方處理還會(huì)在低頻端產(chǎn)生很多的功率譜(此時(shí)就會(huì)出現(xiàn)輻射計(jì)檢測判決)，而且由這些干涉源產(chǎn)生的功率譜可能會(huì)淹沒掉出現(xiàn)的有用信號(hào)。檢測判決還必須考慮下列情況。對(duì)信號(hào)進(jìn)行平方處理之后，正弦信號(hào)與BPSKDS信號(hào)基本上是一樣的;欲檢測4倍于信號(hào)載波頻率的四相QPSK信號(hào)，可使用兩級(jí)平方電路。在這兩種情況下，將2倍頻或者1／4倍頻處一個(gè)窄帶帶寬內(nèi)的功率電平與輸入帶寬中心處相應(yīng)窄帶帶寬內(nèi)的電平進(jìn)行比較，便可以進(jìn)行信號(hào)的檢測。實(shí)際上，在2倍頻或者1／4倍頻處進(jìn)行精確測量可能成為分別估算BPSK和QPSKDS信號(hào)的中心頻率的主要方法。使性能變差的第二個(gè)原因是輻射計(jì)系統(tǒng)存在著漂移現(xiàn)象，特別是高增益放大器的相位漂移和增益漂移，它們會(huì)對(duì)有用積分時(shí)間的范圍設(shè)置一個(gè)上限。在一個(gè)稱之為狄克(Dicke)的輻射計(jì)系統(tǒng)中使用了一種方法來校正或調(diào)整這些漂移。在這種輻射計(jì)系統(tǒng)中，接收機(jī)前端以相同的時(shí)間間隔分別接通天線和校準(zhǔn)的噪聲源，使天線和噪聲源都與接收機(jī)接通一半時(shí)間。這樣，只要將輸出中的開關(guān)轉(zhuǎn)換速率的頻率分量濾除和校零位，便可以調(diào)節(jié)接收機(jī)的增益。在這個(gè)處理過程中，接收機(jī)的輸入信號(hào)功率被降低了一半，因?yàn)樗挥幸话霑r(shí)間與天線接通。由式(7－5－4)可知，當(dāng)輸入信噪比很小時(shí)，所獲得的輸出信噪比降低了4倍(6dB)。如上所述，有許多種非線性接收機(jī)，其中每一種接收機(jī)都以某種方法將輸入信號(hào)自乘，都執(zhí)行像剛才所討論過的總功率輻射計(jì)那樣的處理過程。倍頻器除了是帶通濾波、2倍頻頻率而不是像輻射計(jì)中那樣是積分或低通濾波這一點(diǎn)之外，其他特征都與總功率輻射計(jì)的相同。在躲避多個(gè)干涉源影響時(shí)，倍頻器有時(shí)是十分有用的，這是因?yàn)樵诒额l附近的一個(gè)窄頻帶中存在的干涉源看來要比在直流附近的一個(gè)窄頻帶中存在的干涉源少得多。但是，倍頻器的濾波器帶寬不應(yīng)小于它所要檢測的跳頻信號(hào)的兩倍左右的跳頻速率。倍頻器的濾波器與信號(hào)跳頻頻率之間的這種聯(lián)系為信號(hào)設(shè)計(jì)師提供了一種工具，使之能用來避免信號(hào)被這種接收機(jī)所檢測。單信道延遲相關(guān)器接收機(jī)和雙信道相關(guān)器接收機(jī)又分別叫做自相關(guān)接收機(jī)和正交相關(guān)接收機(jī)，它們也能夠檢測低于噪聲電平的信號(hào)。

在單信道相關(guān)器中，輸入信號(hào)先被延遲，然后再與未經(jīng)延遲的信號(hào)相乘并積分，由此而產(chǎn)生輸入信號(hào)加噪聲的自相關(guān)函數(shù)。如果噪聲能夠在延遲后被大部分去相關(guān)，再經(jīng)積分后就可以檢測到這個(gè)信號(hào)了。

在雙信道相關(guān)器中使用了兩副天線，將這兩副天線接收到的信號(hào)相乘并積分，就可產(chǎn)生正交相關(guān)函數(shù)。假如接收機(jī)噪聲和天線噪聲完全是非相關(guān)的，那么有用信號(hào)就是可檢測的。雙信道正交相關(guān)器的最大特點(diǎn)，也是它的最有價(jià)值之處就是，它能夠估算出信號(hào)的到達(dá)角。像其他非線性接收機(jī)一樣，在存在干擾，特別是窄帶干擾和功率變化很大的干擾時(shí)，相關(guān)器接收機(jī)的性能會(huì)受到極嚴(yán)重的影響而被大大地降低。但是，正交相關(guān)器可以在頻域?qū)崿F(xiàn)，而不是在時(shí)域?qū)崿F(xiàn)。在這種實(shí)現(xiàn)方案中，每個(gè)信道都對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行傅立葉變換。在對(duì)這些變換中的某一個(gè)取復(fù)共軛函數(shù)以后再乘以這些傅立葉變換，便可產(chǎn)生正交相關(guān)函數(shù)的變換。此時(shí)，只要將兩個(gè)信道的變換幅度相乘并減去相位角,即可產(chǎn)生正交功率譜。因此，這種接收機(jī)通常亦叫做正交功率譜分析儀。在這個(gè)頻率的1/（2π）處所測得的相位差給出了在這兩副天線間傳輸延遲的估計(jì)值，這個(gè)延遲可以用來估計(jì)該信號(hào)的到達(dá)角。實(shí)際上，若在擴(kuò)展的頻段上存在一個(gè)近乎不變的到達(dá)角，則明顯表明在這個(gè)頻段上出現(xiàn)了一個(gè)寬帶信號(hào)。由于測得的延遲及結(jié)果指示的角度在識(shí)別信號(hào)是否出現(xiàn)方面非常有用，因此，正交功率譜分析儀有時(shí)又可叫做空間檢測接收機(jī)。正交功率譜分析儀所產(chǎn)生的顯示形式如圖7－9所示，這是較理想的形式。圖7－9的上半部分表示兩副天線間存在著明顯的信號(hào)傳播延遲，下半部分則為正交功率譜。圖7－9總地說明了對(duì)一個(gè)輸入信號(hào)數(shù)據(jù)塊進(jìn)行單次、寬帶、高分辨率傅立葉變換時(shí)可能獲得的結(jié)果。若用“A”表示一個(gè)窄帶信號(hào)，則無論在延遲時(shí)間域、角度域還是功率域，這個(gè)信號(hào)的出現(xiàn)特征都是很明顯的。這個(gè)窄帶信號(hào)看起來剛好被限制在傅立葉處理器的一個(gè)分辨槽內(nèi)，因此，就有可能根據(jù)任何一次傅立葉變換，只測量一個(gè)延遲時(shí)間或到達(dá)角的數(shù)據(jù)。但是，由于這個(gè)信號(hào)是窄帶信號(hào)，因此能夠在以幾個(gè)變換時(shí)間間隔為一個(gè)時(shí)間周期的周期內(nèi)處理這個(gè)信號(hào)，從而就有可能在時(shí)域的幾個(gè)變換時(shí)間間隔內(nèi)求積分，以獲得一個(gè)更為精確的信號(hào)到達(dá)角的估計(jì)值。圖7－9使用頻域正交相關(guān)接收機(jī)顯示和檢測LPI擴(kuò)譜信號(hào)

從圖7－9中還可以看到，在區(qū)間“B～C”所表示的頻率間隔內(nèi)包含有一個(gè)寬帶信號(hào)。由于在這個(gè)間隔內(nèi)明顯包含有許多傅立葉變換分辨槽，因此，通過在該帶寬上求平均計(jì)算，便可獲得到達(dá)角的精確測量值。在信號(hào)為直接序列擴(kuò)譜信號(hào)時(shí)，正如圖7－9中“B～C”區(qū)間所表示的那樣，這個(gè)信號(hào)可以完整地保持很長一段時(shí)間，從而可以進(jìn)行時(shí)域和頻域上的積分計(jì)算。于是，就可以在如圖7－9所示的這樣低的信噪比條件下檢測到信號(hào)的出現(xiàn)。圖7－9中的區(qū)間“D～E”表示存在一個(gè)與直接序列擴(kuò)譜信號(hào)占用同一頻段的強(qiáng)窄帶信號(hào)。這里應(yīng)注意的是，干擾角明顯地將兩個(gè)信號(hào)相分隔，這一點(diǎn)類似于功率譜。但是，從角度的平坦區(qū)間，即從信號(hào)出現(xiàn)的特征來看，該信號(hào)要比功率域中需要掌握的一些信號(hào)譜形狀知識(shí)更適合用來識(shí)別干擾。在圖示的情況中，這兩個(gè)域中的識(shí)別過程是很相似的。但是，在信噪比很低時(shí)，若已知角度對(duì)頻率的零斜率（zeroslope）關(guān)系，則可簡化角度域中的信號(hào)檢測和干擾抑制。圖7－9中的區(qū)間“F～G”說明了出現(xiàn)四個(gè)窄帶信號(hào)的情況。但是，對(duì)每一個(gè)信號(hào)所進(jìn)行的近似角度測量表明，它們都來自于同一個(gè)方向。這時(shí)就存在一種可能性，即出現(xiàn)了一個(gè)強(qiáng)跳頻信號(hào)，它的跳速相當(dāng)快，以致于在進(jìn)行傅立葉變換的時(shí)段內(nèi)出現(xiàn)了四個(gè)發(fā)射的頻率信號(hào)。正如圖7－9所說明的那樣，正交功率譜分析儀是檢測擴(kuò)譜信號(hào)出現(xiàn)并測量其信號(hào)到達(dá)角的很有潛力的工具，但是在避免干涉源產(chǎn)生錯(cuò)誤方面，這種接收機(jī)一點(diǎn)也沒有特殊的優(yōu)點(diǎn)。

如前所述，上面列舉的幾種非線性接收機(jī)的工作性能都差不多，其詳細(xì)情況在表7－4中給出。事實(shí)上，信道化非線性接收機(jī)可以采用以下方法來制作：將總頻帶分成部分交錯(cuò)重疊的許多子頻段，然后再在每一個(gè)子頻段中按某一種非線性檢測體制來設(shè)計(jì)。當(dāng)使用倍頻器來檢測跳頻(FH)信號(hào)時(shí)，信道化非線性接收機(jī)或許就是這種期望的接收機(jī)了。

正如上面所指出的那樣，進(jìn)行平方處理是檢測BPSK直接序列擴(kuò)譜信號(hào)的十分有用的方法，這是因?yàn)锽PSK信號(hào)的相位值等于0和π，在平方以后，這兩個(gè)相位值的模2π都變?yōu)榱恪５?，假設(shè)使用的調(diào)制體制是QPSK直接序列擴(kuò)譜調(diào)制，此時(shí)它的相位值為0、π／2、π和3π/2。在平方以后，這些相位值的模2π變?yōu)?、π、0和π,因此，一個(gè)QPSK直接序列擴(kuò)譜信號(hào)經(jīng)一級(jí)平方電路后就變成一個(gè)直流分量加一個(gè)BPSK直接序列擴(kuò)譜信號(hào)，其中心頻率變?yōu)閮杀遁d頻。將第一級(jí)平方電路輸出的寬帶BPSK信號(hào)送至第二級(jí)平方電路，就可以將這個(gè)BPSK信號(hào)變換成一個(gè)無直接序列擴(kuò)譜的信號(hào)。這種倍頻平方接收機(jī)叫做四倍頻器，且在四倍載頻處出現(xiàn)檢測信號(hào)。另一方面，假設(shè)直接序列擴(kuò)譜信號(hào)使用交錯(cuò)四相相移鍵控(SQPSK)調(diào)制，其相位值分別為π／4、3π／4、5π／4和7π／4，則這些相位經(jīng)一級(jí)平方電路、模2π后分別變?yōu)棣校?、3π／2、π／2和3π／2；再經(jīng)四倍頻電路后則全部變?yōu)棣小Ｓ纱吮砻?，在四倍載頻處的鏡像分量已不再是擴(kuò)譜形式了，但是其相位與輸入載波相反。

在輸入信噪比較小時(shí)，使用帶寬為BHz的濾波器在四倍輸入中心頻率處檢測QPSK信號(hào)的四倍頻器的輸出信噪比由下式給出：（7－5－5）式中，T為近似積分時(shí)間，其值等于1/(2B)。盡管這種接收機(jī)在測定QPSK信號(hào)的中心頻率時(shí)可能是非常有用的，但是在輸入信噪比較小時(shí)，就可能要大大增加積分時(shí)間T。舉例來說，若輸入信號(hào)為QPSK，帶寬為10MHz，輸入信噪比只有-10dB，則要達(dá)到17dB的輸出信噪比，其積分時(shí)間就要長達(dá)400ms；但是，如果輸入信號(hào)是BPSK，則可使用倍頻器來檢測和測量其中心頻率。從表7－4可以看到，對(duì)于一個(gè)具有相同輸入信噪比的信號(hào)，若要實(shí)現(xiàn)17dB的輸出信噪比指標(biāo)，使用倍頻器來檢測時(shí)所需的積分時(shí)間只要0.5ms。因此，對(duì)付倍頻器和四倍頻器檢測接收機(jī)的比較好的LPD設(shè)計(jì)方法就是使用QPSK或SQPSK調(diào)制，而不是使用BPSK調(diào)制。

2.非線性接收機(jī)的檢測距離

假設(shè)通信發(fā)射機(jī)與非法接收機(jī)間的電波傳播遵從1/R2規(guī)律,那么，在檢測接收機(jī)檢測一個(gè)直接序列(DS)擴(kuò)譜信號(hào)時(shí)，其輸入信噪比可以寫作（7－5－6）式中:Pr為通信發(fā)射機(jī)的發(fā)射功率;WD為檢測帶寬;ＷSS為DS信號(hào)的擴(kuò)譜帶寬;GTD為通信天線指向檢測接收機(jī)方向上的增益;GDT為檢測接收機(jī)天線指向通信發(fā)射機(jī)天線方向上的增益;λ為中心頻率的電波波長;RD為檢測距離;LD為檢測接收機(jī)的損失;NOD為檢測接收機(jī)的熱噪聲密度。式(7－5－6)中的Pr(WD/WSS)這一項(xiàng)指的是能夠進(jìn)入檢測接收機(jī)的那部分通信發(fā)射機(jī)的功率，由此提出了更為簡化的假設(shè)，即信號(hào)功率以譜密度PrWSS均勻一致地分布在發(fā)信帶寬上。因此，在帶寬WD小于或約等于WSS時(shí)，檢測接收機(jī)處的輸入信號(hào)功率就等于Pr(WD/WSS)。在這個(gè)假設(shè)條件下，若忽略非白噪聲干擾源的影響，則輸入信噪比與檢測接收機(jī)的帶寬無關(guān)，且有（7－5－7）下面我們來計(jì)算一下非線性接收機(jī)和線性接收機(jī)的檢測距離，并對(duì)它們的檢測能力作一比較。假設(shè)線性接收機(jī)能夠在最小輸入信噪比為(SNR)*IN,L時(shí)提供可靠的檢測，此時(shí)的(SNR)*IN,L大約為10dB。為了能夠達(dá)到這個(gè)最小輸入信噪比要求，最大線性檢測距離RMLD可表示為（7－5－8）

在這里，仍假設(shè)電波傳播遵從1/R2規(guī)律,則非線性檢測接收機(jī)的輸出信噪比具有如下形式：(SNR)OUT=βm［(SNR)IN］2mTW，m=1,2,…(7－5－9)式中:對(duì)平方律輻射計(jì)或倍頻器來說，β1=1；對(duì)四倍頻器而言,β2=1/16。若用(SNR)*OUT表示所要求的輸出信噪比，而且假設(shè)積分時(shí)間的最大值為TM，則可以使用式(7－5－9)來求得最小輸入信噪比值，亦即非線性接收機(jī)能夠進(jìn)行信號(hào)檢測的最小輸入信噪比。若用(SNR)*ＩＮ,N表示非線性接收機(jī)的最小可檢測輸入信噪比，用RMND表示與此相對(duì)應(yīng)的最大非線性檢測距離，那么，式(7－5－9)可進(jìn)一步改寫成（7－5－10）

但是，非線性接收機(jī)在檢測距離為RMND時(shí)的最小輸入信噪比由式(7－5－7)給出。若用SNRIN(RMND)表示其最小可檢測輸入信噪比，則式(7－5－10)變?yōu)椋?－5－11）但是由式(7－5－8)我們可得（7－5－12）將式(7－5－12)代入式(7－5－11)中，并對(duì)檢測距離比求解可得（7－5－13）由于線性接收機(jī)的最小輸入信噪比一般為10dB左右，而非線性接收機(jī)的最小輸入信噪比遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于0dB，因此，非線性接收機(jī)的檢測距離可望遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過線性接收機(jī)的檢測距離。使用式（7－5－10）可以求解非線性接收機(jī)的最小輸入信噪比。我們發(fā)現(xiàn)：采用平方電路的非線性接收機(jī)的最小輸入信噪比大約是四倍頻檢測器最小允許信噪比值平方的1/4。

3.使用非線性接收機(jī)提取特征

如前所述，也可以用非線性處理來提取那些低于偵收接收機(jī)熱噪聲電平的擴(kuò)譜信號(hào)的某些特征參數(shù)。在有些情況下，也可能會(huì)對(duì)那些大于信號(hào)功率的干擾電平提取特征，但是這取決于干擾的特征和強(qiáng)度。很多特征檢測器的主要作用就是要產(chǎn)生某一頻率的相干譜線，以給出感興趣擴(kuò)譜波形的一種參數(shù)變化速率的估計(jì)值。舉例來說，跳速檢測器可以將信號(hào)的總跳頻帶寬一分為二。如果在跳頻帶寬內(nèi)的噪聲都是白噪聲的話，那么，在包含跳頻載頻的這一半帶寬內(nèi)，功率電平必然要增大，而在另一半帶寬內(nèi)的功率電平必定減小，而且減小的量與增大的量相同。從理論上來說，這兩部分的功率電平差是所接收到的該次跳頻功率電平的正兩倍或者負(fù)兩倍。當(dāng)載頻從這一半跳到那一半時(shí)，這個(gè)功率電平差信號(hào)波形的極性要改變一次。為了使跳頻通信的抗干擾能力達(dá)最佳，往往在設(shè)計(jì)跳頻系統(tǒng)時(shí)總是要使跳頻頻道的占用概率均勻一致，從理論上說這叫等概率跳頻，亦即跳頻總帶寬中這一半與那一半帶寬被用來傳輸載頻的概率都等于1/2。由此可以推斷，這個(gè)功率電平差信號(hào)的波形會(huì)在跳頻速率處出現(xiàn)很強(qiáng)的諧波成分，從而就可以對(duì)這個(gè)差信號(hào)的波形進(jìn)行濾波并測量其出現(xiàn)較大諧波成分處的頻率，由此估算出跳頻速率。關(guān)于對(duì)這種隨機(jī)方波譜成分的詳細(xì)分析將在7.5.4小節(jié)中討論切普速率檢測器時(shí)給出。

特征檢測器提取的信號(hào)參數(shù)在識(shí)別某個(gè)信號(hào)或者區(qū)分同一大類信號(hào)時(shí)很有用。由平方律接收機(jī)提取的典型特征包括跳頻或不跳頻工作時(shí)的BPSK和QPSKDS信號(hào)的切普速率、跳頻信號(hào)的跳頻速率和跳時(shí)(TH)信號(hào)的持續(xù)時(shí)間等。表7－5各種非線性特征檢測器的性能一覽表特征檢測器(SNR)OUT

切普速率檢測器延遲和相乘方法BPSK和QPSK的切普速率BPSK/FH和QPSK/FH的切普速率SQPSK的切普速率SQPSK/FH的切普速率*(SNR)2IN4W/（π2B），Ｗ≈2fc=2K/T*(SNR)2IN2W/（π2B），Ｂ≥2RH

*(SNR)2INW/（π２B）*(SNR)2INW/（π2B），B≥2RH

切普速率檢測器波絡(luò)方法BPSK切普速率SQPSK切普速率QPSK切普速率跳頻速率檢測器AC輻射計(jì)方法跳速*(SNR)4INW2/（8BRH）跳頻速率檢測器延遲和差分方法跳速*(SNR)4IN2W2/（π2BRH

）7.5.2抗非線性檢測的FH信號(hào)設(shè)計(jì)

由于總功率輻射計(jì)能夠在整個(gè)跳頻帶寬內(nèi)提取信號(hào)功率，因此當(dāng)工作頻率從這個(gè)頻段的一個(gè)頻率跳到另一個(gè)頻率時(shí)，接收機(jī)的輸出幾乎不變。在使用非常有用的測量跳頻頻率的倍頻器的情況下，中心頻率為二倍頻的濾波器帶寬應(yīng)足夠?qū)?，使得倍頻后的信號(hào)頻譜能夠通過。假設(shè)跳頻信號(hào)的跳速為RＨh/s，則濾波器的帶寬就不應(yīng)小于2RHHz。使用表7－4的腳注可求得最大積分時(shí)間近似等于(4RH)-1秒。從表7－4中還可求得倍頻器的最大可達(dá)輸出信噪比近似為（7－5－15）

為了說明式(7－5－15)的具體應(yīng)用，假設(shè)在25MHz跳頻帶寬上的輸入信噪比為－20dB，輸出信噪比必須為13dB，則使用式(7－5－15)可得下面的結(jié)果：跳速大于3h/s左右就可以在規(guī)定輸入信噪比的條件下使接收機(jī)難于達(dá)到所需要的輸出信噪比；而跳速為31h/s左右就可使輸出信噪比只有約3dB，這一數(shù)值大大低于輻射計(jì)一類接收機(jī)所要求的有用數(shù)值。快速相干跳頻能夠從以下三個(gè)方面提供抗非線性檢測接收機(jī)的LPD保護(hù)。第一，通過相干跳頻，就可以使用相干基帶調(diào)制，從而可以在給定誤碼率時(shí)使每比特的能量較小。此時(shí)，由于用來發(fā)射通信信號(hào)的功率較小，故又可以使檢測接收機(jī)處的輸入信噪比較小。第二，相干跳頻能夠?qū)γ恳粋€(gè)駐留載波的所有比特能量進(jìn)行直接合成，而且不會(huì)產(chǎn)生像非相干合成時(shí)那樣的損失。采用相干跳頻還有利于降低發(fā)射功率或者提高數(shù)據(jù)速率，或者同時(shí)有利于這兩方面。第三，高跳速可以是每比特幾跳，因此，在給定每比特能量時(shí)，每跳的功率都較小。這樣高的跳速也會(huì)嚴(yán)格限制有用的積分時(shí)間(見表7－4)。色散聲表面波器件具有一個(gè)脈沖響應(yīng)函數(shù)，可寫成sin(2πf0t+πμt2)的形式。在這里，頻率變化速率μ是該器件的帶寬B除以其差分延遲T的值。當(dāng)脈沖響應(yīng)時(shí)，聲表面波器件輸出端的瞬時(shí)頻率為f0+μt,t≤T，這個(gè)頻率既可以隨時(shí)間線性地增大，也可以隨時(shí)間線性地減小。由于這個(gè)輸出頻率隨時(shí)間線性地變化，因此，信號(hào)sin(2πf0t+πμt2)叫做線性調(diào)頻信號(hào)。當(dāng)f0是該器件所產(chǎn)生的最低頻率值時(shí)，信號(hào)頻率就會(huì)隨時(shí)間線性地增大，因此這個(gè)信號(hào)就叫做上線性調(diào)頻信號(hào)(up-chirpedsignal)；當(dāng)f0為該器件所產(chǎn)生的最高頻率值時(shí)，這個(gè)信號(hào)就叫做下線性調(diào)頻信號(hào)(down-chirpedsignal)，因?yàn)榇藭r(shí)的信號(hào)頻率隨時(shí)間線性地減小。線性調(diào)頻聲表面波器件可以用來制作頻率合成器，它是使用時(shí)間間隔為τ的成對(duì)脈沖來產(chǎn)生sin(2πf0t+πμt2)和sin［2πf0(t-τ)+πμ(t-τ)2］這兩個(gè)線性調(diào)頻信號(hào)的。將這兩個(gè)信號(hào)相乘，再經(jīng)過低通濾波以使其差頻信號(hào)分量通過，則可以產(chǎn)生如下波形：τ≤t≤T

（7－5－16）這個(gè)信號(hào)的脈沖周期為T-τ，頻率為一常值μτ，初始相位等于2πf0τ-πμτ2。因此，脈沖的頻率可以由脈沖間的時(shí)間間隔τ來控制；脈沖的周期也隨τ的變化而變化，從而完全可能獲得一個(gè)可變的跳速。通過選通這個(gè)長度為T/2的頻率脈沖并使用并聯(lián)的第二個(gè)選通控制的聲表面波器件，使之在第一個(gè)器件選通輸出的時(shí)間里接續(xù)工作，并一直這樣進(jìn)行下去，就可以制造出一種連續(xù)工作的相干跳頻頻率合成器。能夠直接產(chǎn)生較高頻率而無需相干上變頻的一種SAW頻率合成器可以通過采用脈沖控制兩個(gè)器件工作的方法來實(shí)現(xiàn)。此時(shí)，第一個(gè)脈沖用來產(chǎn)生一個(gè)上線性調(diào)頻信號(hào)，其形式為sin［2πf1t+πμt2］，0≤t≤Ｔ1；第二個(gè)脈沖滯后τ秒后出現(xiàn)，送至第二個(gè)器件上用以產(chǎn)生一個(gè)下線性調(diào)頻信號(hào)，其形式為sin(2πf2(t-τ)-πμ(t-τ)2)，τ≤t≤T2。這兩個(gè)器件的μ值大小相等，但符號(hào)相反。將其中一個(gè)線性調(diào)頻信號(hào)反相，然后將這兩個(gè)信號(hào)混頻和濾波，只使和頻分量通過，則可得下列脈沖表達(dá)式：τ≤t≤min(T1,T2)

（7－5－17）通過仔細(xì)地選擇τ的值，就可以獲得所需要的脈沖的相干起始相位。使用式（7－5－17）所給出的x(t)的表達(dá)式就可以說明這一點(diǎn)。運(yùn)用三角定理，當(dāng)相位πf0τ-πμτ2等于(4n-1)π/2，n=0,1,…,N時(shí)，x(t)信號(hào)一開始將是一個(gè)正上升的正弦波。這里應(yīng)注意μ等于B/T的情況，帶寬B的單位為Hz。在跳速固定不變時(shí)，延遲時(shí)間τ記為τ