《高頻電子線路簡明教程》課件6

第六章振幅調(diào)制、解調(diào)與混頻第一節(jié)振幅調(diào)制第二節(jié)調(diào)幅信號的解調(diào)第三節(jié)混頻第四節(jié)混頻器的干擾思考題與練習題

Fc＝Ω/(2π)。根據(jù)振幅調(diào)制信號的定義，已調(diào)信號的振幅隨調(diào)制信號uΩ線性變化，由此可得振幅調(diào)制信號振幅Um(t)為

式中，ΔUc(t)與調(diào)制電壓uΩ成正比，其振幅ΔUc＝ka

UΩ與載波振幅之比稱為調(diào)幅度（調(diào)制度）：(6-3)(6-4)式中，ka為比例系數(shù)，一般由調(diào)制電路確定，又稱為調(diào)制靈敏度。由此可得調(diào)幅信號的表達式為

為了使已調(diào)波不失真，即高頻振蕩波的振幅能真實地反映出調(diào)制信號的變化規(guī)律，調(diào)制度m應小于或等于１。圖6-1（c）、圖6-1（d）分別為m＜１、m＝ｌ時的已調(diào)波波形；圖6-1（a）、圖6-1（b）則分別為調(diào)制信號、載波信號的波形。當m＞１時，稱為過調(diào)制，如圖6-1（e）所示，此時已調(diào)信號的振幅已與調(diào)制信號不構(gòu)成線性關(guān)系而產(chǎn)生失真，這是應該避免的。在畫已調(diào)信號波形時，應該注意已調(diào)波的包絡用虛線表示，因為它只是包絡的變化趨勢，而不是實際的變化曲線。

(6-5)圖6-1

AM調(diào)制過程中的信號波形上面的分析是在單一正弦信號作為調(diào)制信號的情況下進行的，而一般傳送的信號并非為單一頻率的信號，若信號是一連續(xù)頻譜信號f(t)時，可用下式來描述調(diào)幅波：

式中，f(t)是均值為零的歸一化調(diào)制信號，|f(t)|max＝１。如果調(diào)制信號如圖6-2（a）所示，已調(diào)波波形則如圖6-2（b）所示。

(6-6)圖6-2實際調(diào)制信號的調(diào)幅波形由式（6-5）可以看出，要完成振幅調(diào)制，可用圖6-3的原理框圖來完成，其關(guān)鍵在于實現(xiàn)調(diào)制信號和載波的相乘。

圖6-3振幅調(diào)制信號的產(chǎn)生原理圖２）調(diào)幅波的頻譜

由圖6-1（c）可知，調(diào)幅波不是一個簡單的正弦波形。在單一頻率的正弦信號的調(diào)制情況下，調(diào)幅波如式（6-5）所描述。將式（6-5）用三角公式展開，可得

式（6-7）表明，單頻調(diào)制的調(diào)幅波包含三個頻率分量，它是由三個高頻正弦波疊加而成，其頻譜圖見圖6-4。由圖6-4及式（6-7）可看到：頻譜的中心分量就是載波分量，它與調(diào)制信號無關(guān)，不含消息。(6-7)而兩個邊頻分量fc＋F及fc－F則以載頻為中心對稱分布，兩個邊頻幅度相等并與調(diào)制信號幅度成正比。邊頻相對于載頻的位置僅取決于調(diào)制信號的頻率，這說明調(diào)制信號的幅度及頻率消息只含于邊頻分量中。

圖6-4單音調(diào)制時已調(diào)波的頻譜在多頻調(diào)制情況下，各個低頻頻率分量所引起的邊頻對組成了上、下兩個邊帶。例如語言信號，其頻率范圍大致為300~3400Hz（如圖6-5（a）所示），這時調(diào)幅波的頻譜如圖6-5（b）。由圖可見，上邊帶的頻譜結(jié)構(gòu)與原調(diào)制信號的頻譜結(jié)構(gòu)相同，下邊帶是上邊帶的鏡像。所謂頻譜結(jié)構(gòu)相同，是指各頻率分量的相對振幅及相對位置沒有變化。這就是說，振幅調(diào)制是把調(diào)制信號的頻譜搬移到載頻兩側(cè)，在搬移過程中頻譜結(jié)構(gòu)不變。這類調(diào)制方式屬于頻譜線性搬移的調(diào)制方式。

單頻調(diào)制時，調(diào)幅波占用的帶寬BAM＝2F。如調(diào)制信號為一連續(xù)譜信號或多頻信號，其最高頻率為Fmax，則振幅調(diào)制信號占用的帶寬BAM＝2Fmax。信號帶寬是決定無線電臺頻率間隔的主要因素，如通常廣播電臺規(guī)定的帶寬為9kHz，VHF電臺的帶寬為25kHz。圖6-5話音信號及已調(diào)信號頻譜

３）調(diào)幅波的功率平均功率（簡稱功率）是對恒定幅度、恒定頻率的正弦波而言的。調(diào)幅波的幅度是變化的，所以它存在幾種狀態(tài)下的功率，如載波功率、最大功率及最小功率、調(diào)幅波的平均功率等。

在負載電阻RL上消耗的載波功率為(6-8)

在負載電阻RL上，一個載波周期內(nèi)調(diào)幅波消耗的功率為

由此可見，P是調(diào)制信號的函數(shù)，是隨時間變化的。上、下邊頻的平均功率均為(6-9)(6-10)AM

信號的平均功率為

由式（6-11）可以看出，AM

波的平均功率為載波功率與兩個邊帶功率之和。而兩個邊頻功率與載波功率的比值為

(6-11)(6-12)當100％調(diào)制時（m＝１），邊頻功率為載波功率的二分之一，即只占整個調(diào)幅波功率的1/3。當m值減小時，兩者的比值將顯著減小，邊頻功率所占比重更小。同時可以得到調(diào)幅波的最大功率和最小功率，它們對應調(diào)制信號的最大值和最小值分別為

Pmax

限定了用于調(diào)制的功放管的額定輸出功率PH，要求PH≥Pmax

。

(6-13)在普通的振幅調(diào)制方式中，載頻與邊帶一起發(fā)送，不攜帶調(diào)制信號分量的載頻占去了2/3以上的功率，而攜帶有信息的邊頻功率不到總功率的1/3，功率浪費大，效率低。但它仍廣泛地應用于傳統(tǒng)的無線電通信及無線電廣播中，其主要的原因是設(shè)備簡單，特別是振幅調(diào)制信號解調(diào)器很簡單，便于接收，而且與其他調(diào)制方式（如調(diào)頻）相比，振幅調(diào)制信號占用的頻帶窄。

２．雙邊帶信號

在調(diào)制過程中，將載波抑制就形成了抑制載波雙邊帶信號，簡稱雙邊帶（DSB）信號。它可用載波與調(diào)制信號相乘得到，其表示式為

在單一正弦信號uΩ＝UΩ

cos

Ωt調(diào)制時，有

式中，g(t)是雙邊帶信號的振幅，與調(diào)制信號成正比。與式（6-3）中的Um(t)不同，這里g(t)可正可負。因此單頻調(diào)制時的雙邊帶信號波形如圖6-6（c）所示。(6-14)(6-15)與AM波相比，它有如下特點：

（１）包絡不同。普通調(diào)幅信號波的包絡正比于調(diào)制信號f(t)的波形，而雙邊帶波的包絡則正比于|f(t)|。例如

g(t)＝kcosΩt

，它具有正、負兩個半周，所形成的雙邊帶信號的包絡為|

cosΩt

|。當調(diào)制信號為零時，即cosΩt＝0，DSB波的幅度也為零。（２）雙邊帶信號的高頻載波相位在調(diào)制電壓零交點處（調(diào)制電壓正負交替時）要突變180

°。由圖可見，在調(diào)制信號正半周內(nèi)，已調(diào)波的高頻與原載頻同相，相差為0°；在調(diào)制信號負半周內(nèi)，已調(diào)波的高頻與原載頻反相，相差180°。這就表明，雙邊帶信號的相位反映了調(diào)制信號的極性。因此，嚴格地講，雙邊帶信號已非單純的振幅調(diào)制信號，而是既調(diào)幅又調(diào)相的信號。

圖6-6

DSB信號波形

從式（6-15）看出，單頻調(diào)制的雙邊帶信號只有fc＋F

及fc－F兩個頻率分量，它的頻譜相當于從普通調(diào)幅信號頻譜圖中將載頻分量去掉后的頻譜。

由式（6-14）可以看出，雙邊帶信號的產(chǎn)生可以將調(diào)制信號和載波直接相乘即可。

由于雙邊帶信號不含載波，它的全部功率被邊帶占有，所以發(fā)送的全部功率都載有消息，功率利用率高于普通調(diào)幅信號。由于兩個邊帶所含消息完全相同，故從消息傳輸角度看，發(fā)送一個邊帶的信號即可，這種方式稱為單邊帶調(diào)制。

圖6-7調(diào)制信號波形題意分析：AM

信號是其振幅隨調(diào)制信號變化的一種振幅調(diào)制信號，確切地講，其振幅與調(diào)制信號uΩ

成線性關(guān)系。調(diào)幅信號的表達式為uAM(t)＝Uc[1＋mf(t)]cosωct，式中f(t)為調(diào)制信號的歸一化信號，即|f(t)|max＝1。由AM

信號的表達式可以看出，調(diào)幅信號的振幅，是在原載波振幅的基礎(chǔ)上，將f(t)信號乘以mUc疊加到載波振幅Uc之上，再與cosωct相乘后，得到AM信號的波形。對雙邊帶信號，直接將調(diào)制信號uΩ與載波uc相乘，就可得到DSB信號的波形。應注意的是，DSB信號在調(diào)制信號uΩ的過零點處，載波相位有180°的突跳。

解圖6-8為AM波在m＝0.5和m＝1的波形和DSB信號的波形。

圖6-8例題6.1波形圖討論：對AM信號，當m＝0.5時，其振幅可以看成是將調(diào)制信號疊加到載波振幅Uc上，其振幅的最大值（對應調(diào)制信號的最大值）為Uc（1＋0.5），最小值（對應調(diào)制信號的最小值）為Uc（1－0.5），包絡的峰-峰值為Uc。當m＝1時，其振幅可以看成是將調(diào)制信號疊加到載波振幅Uc上，其最大值與最小值分別為2Uc和0，峰-峰值為2Uc。由此可見，m越大，振幅的起伏變化越大，有用的邊帶功率越大，功率的利用率越高。對DSB信號，是在AM信號的基礎(chǔ)上將載波抑制而得到的，反映在波形上，是將包絡中的Uc分量去掉，將uΩ

與uc

直接相乘就可得到DSB信號。應注意的是，DSB信號的包絡與調(diào)制信號的絕對值成正比，在調(diào)制信號的過零點載波要反相。特別要指出的是，DSB信號是在AM信號的基礎(chǔ)上將載波抑制后得到的，但不可用濾波的方法將載波分量濾出，而是采用如平衡電路等方法將載波分量抵消，從而得到DSB信號的。在畫波形時，包絡不能用實線，只能用虛線，因為它只是反映了包絡的變化趨勢，而不是信號的瞬時值。

３．單邊帶信號

單邊帶（SSB）信號是由雙邊帶信號經(jīng)邊帶濾波器濾除一個邊帶，或在調(diào)制過程中直接將一個邊帶抵消而成。單頻調(diào)制時uDSB(t)＝kuΩuc。當取上邊頻（帶）時，有

取下邊頻（帶）時，有

從式（6-16）和式（6-17）可知，單頻調(diào)制時的單邊帶信號仍是等幅波，但它與原載波電壓是不同的。單邊帶信號的振幅與調(diào)制信號的幅度成正比，它的頻率隨調(diào)制信號頻率的不同而不同，因此它含有消息特征。單邊帶信號的包絡與調(diào)制信號的包絡形狀相同。(6-16)(6-17)圖6-9單音調(diào)制的SSB信號波形圖6-10單邊帶調(diào)制時的頻譜搬移雙音調(diào)制時，每一個調(diào)制頻率分量產(chǎn)生一個對應的單邊帶信號分量，它們之間的關(guān)系和單音調(diào)制時一樣，振幅之間成正比，頻率則線性移動，如圖6-11所示。這一調(diào)制關(guān)系也同樣適用于多頻率分量信號

f（t

）的單邊帶調(diào)制。圖6-11雙音調(diào)制時SSB信號的波形和頻譜由式（6-16）和式（6-17），利用三角公式，可得

和

式（6-18）對應于上邊帶，式（6-19）對應于下邊帶。這是SSB信號的另一種表達式，由此可以推出uΩ(t)

＝f(t)，即一般情況下的單邊帶信號的表達式：

式中，“＋”號對應于下邊帶，“－”號對應于上邊帶。(6-18)(6-19)(6-20)

(6-21)(6-22)(6-23)圖6-12希爾伯特變換網(wǎng)絡及其傳遞函數(shù)單邊帶調(diào)制從本質(zhì)上說是幅度和頻率都隨調(diào)制信號改變的調(diào)制方式。但是由于它產(chǎn)生的已調(diào)信號頻率與調(diào)制信號頻率間只是一個線性變換關(guān)系（由F變至fc＋F或fc－Ｆ的線性搬移），這一點與調(diào)幅信號及雙邊帶信號相似，因此通常把它歸于振幅調(diào)制。由上所述，對于語音調(diào)制而言，其單邊帶信號的頻譜如圖6-13（b）、圖6-13（c）所示。圖上也表示了產(chǎn)生單邊帶信號過程中的雙邊帶信號頻譜。

單邊帶調(diào)制方式在傳送信息時，不但功率利用率高，而且它所占用頻帶為BSSB≈Fm，比調(diào)幅信號、雙邊帶信號減少了一半，頻帶利用充分，目前已成為短波通信中一種重要的調(diào)制方式。

圖6-13語音調(diào)制的SSB信號頻譜二、振幅調(diào)制電路

１．振幅調(diào)制電路

振幅調(diào)制信號的產(chǎn)生可以采用高電平調(diào)制和低電平調(diào)制兩種方式完成。目前，振幅調(diào)制信號大都用于無線電廣播，因此多采用高電平調(diào)制方式。

１）高電平調(diào)制

高電平調(diào)制主要用于普通調(diào)幅信號，這種調(diào)制是在高頻功率放大器中進行的。通常分為基極調(diào)幅、集電極調(diào)幅以及集電極基極（或發(fā)射極）組合調(diào)幅。其基本工作原理就是利用改變某一電極的直流電壓以控制集電極高頻電流振幅。集電極調(diào)幅和基極調(diào)幅的原理和調(diào)制特性已在高頻功率放大器一章討論過了。集電極調(diào)幅電路如圖6-14所示。等幅載波通過高頻變壓器Ｔ1輸入到被調(diào)放大器的基極，調(diào)制信號通過低頻變壓器Ｔ2加到集電極回路且與電源電壓相串聯(lián)，此時，UCC

＝UCC0＋uΩ

，即集電極電源電壓隨調(diào)制信號變化，從而得集電極電流的基波分量隨uΩ

的規(guī)律變化。

圖6-14集電極調(diào)幅電路

由功放的分析已知，當功率放大器工作于過壓狀態(tài)時，集電極電流的基波分量與集電極偏置電壓成線性關(guān)系。因此，要實現(xiàn)集電極調(diào)幅，應使放大器工作在過壓狀態(tài)。圖6-15（a）給出了集電極電流基波振幅Ic1隨UCC變化的曲線——集電極調(diào)幅時的靜態(tài)調(diào)制特性，圖6-15（b）畫出了集電極電流脈沖及基波分量的波形。

圖6-15集電極調(diào)幅的波形圖6-16是基極調(diào)幅電路，圖中LB1是高頻扼流圈，LB為低頻扼流圈，C1、C3、C5為低頻旁路電容，C2、C4、C6為高頻旁路電容。基極調(diào)幅與諧振功放的區(qū)別是基極偏壓隨調(diào)制電壓變化。在分析高頻功放的基極調(diào)制特性時已得出集電極電流基波分量振幅Ic隨UBB變化的曲線，這條曲線就是基極調(diào)幅的靜態(tài)調(diào)制特性，如圖6-17所示。如果UBB隨uΩ變化，Ic1將隨之變化，從而得到調(diào)幅信號。從調(diào)制特性看，為了使Ic1受UBB的控制明顯，放大器應工作在欠壓狀態(tài)。

圖6-16基極調(diào)幅電路圖6-17基極調(diào)幅的波形

(6-24)圖6-18單二極管調(diào)制電路及頻譜

（２）利用模擬乘法器產(chǎn)生普通調(diào)幅波。模擬乘法器是以差分放大器為核心構(gòu)成的。在第五章中分析了差分電路的頻譜線性搬移功能，對單差分電路，已得到雙端差動輸出的電流ic與差動輸入電壓uA和恒流源（受uB控制）的關(guān)系式（5-57）為

(6-25)若將uc加至uA，uΩ加到uB，則有

式中，m＝UΩ

/UEE，x＝Uc/UT。若集電極濾波回路的中心頻率為fc，帶寬為2F，振阻抗為RL，則經(jīng)濾波后的輸出電壓uo

：

(6-26)(6-27)為一振幅調(diào)制信號。這種情況下的差動傳輸特性及io波形如圖6-19所示。圖6-19（a）中實線為調(diào)制電壓uΩ

＝0時的曲線，虛線表示uΩ達正、負峰值時的特性，輸出為振幅調(diào)制信號。如果載波幅度增大，包絡內(nèi)高頻正弦波將趨向方波，io中含高次諧波。

圖6-19差分對AM調(diào)制器的輸出波形用雙差分對電路或模擬乘法器也可得到振幅調(diào)制信號。圖6-20（a）給出了用BG314模擬乘法器產(chǎn)生振幅調(diào)制信號的電路，將調(diào)制信號疊加上直流成分，即可得到振幅調(diào)制信號輸出，調(diào)節(jié)直流分量大小，即可調(diào)節(jié)調(diào)制度m值，電路要求Uc、UΩ

分別小于2.5V。用MC1596G產(chǎn)生振幅調(diào)制信號的電路如圖6-20（b）所示，MC1596G

與國產(chǎn)XCC類似，將調(diào)制信號疊加上直流分量也可產(chǎn)生普通調(diào)幅波。

此外，還可以利用集成高頻放大器、可變跨導乘法器等電路產(chǎn)生振幅調(diào)制信號。

圖6-20利用模擬乘法器產(chǎn)生AM信號

式中包含F(xiàn)分量和(

2n＋1)

fc±F（n＝０，１，２，…）分量，若輸出濾波器的中心頻率為fc，帶寬為2F，諧振阻抗為RL，則輸出電壓為

(6-28)(6-29)圖6-21二極管平衡調(diào)制電路二極管平衡調(diào)制器采用平衡方式，將載波抑制掉、從而獲得抑制載波的雙邊帶信號。平衡調(diào)制器的波形如圖6-22所示，加在VD1、VD1上的電壓僅音頻信號uΩ

的相位不同（反相），故電流i1和i2僅音頻包絡反相。電流i1

–i2

的波形如圖6-22（c）所示。經(jīng)高頻變壓器T2及帶通濾波器濾除低頻和3ωc±Ω等高頻分量后，負載上得到雙邊帶信號電壓uo(t)，如圖6-22（d）所示。

對平衡調(diào)制器的主要要求是調(diào)制線性好、載漏小（輸出端的殘留載波電壓要小，一般應比有用邊帶信號低20dB以上），同時希望調(diào)制效率高及阻抗匹配等。

圖6-22二極管平衡調(diào)制器波形一實用的平衡調(diào)器制電路如圖6-23所示。調(diào)制電壓為單端輸入，已調(diào)信號為單端輸出，省去了中心抽頭音頻變壓器和輸出變壓器。從圖可見，由于兩個二極管方向相反，故載波電壓仍同相加于兩管上，而調(diào)制電壓反相加到兩管上。流經(jīng)負載電阻RL的電流仍為兩管電流之差，所以它的原理與基本的平衡電路相同。圖中，C1對高頻短路、對音頻開路，因此T1次級中心抽頭為高頻地電位。R2、R3與二極管串聯(lián)，同時用并聯(lián)的可調(diào)電阻R1來使兩管等效正向電阻相同。C2、C3用于平衡反向工作時兩管的結(jié)電容。

圖6-23平衡調(diào)制器的一種實際線路為進一步減少組合分量，可采用雙平衡調(diào)制器（環(huán)形調(diào)制器）。在第五章已得到雙平衡調(diào)制器輸出電流的表達式（5-36），在u1＝uΩ，u2＝uc的情況下，該式可表示為

經(jīng)濾波后，有

從而可得雙邊帶信號，其電路和波形如圖6-24所示。

(6-30)(6-31)圖6-24雙平衡調(diào)制器電路及波形在二極管平衡調(diào)制電路（如圖5-7所示電路）中，調(diào)制電壓uΩ與載波uc的注入位置與所要完成的調(diào)制功能有密切的關(guān)系。uΩ加到u1處，uc加到u2處，可以得到雙邊帶信號，但兩個信號的位置相互交換后，只能得到振幅調(diào)制信號，而不能得到雙邊帶信號。在雙平衡電路中，uc、uΩ

可任意加到兩個輸入端，均可完成雙邊帶調(diào)制，當然，輸入回路是不相同的，一個輸入的是低頻信號，另一個輸入的是高頻信號。

平衡調(diào)制器的一種等效電路是橋式調(diào)制器，同樣也可以用兩個橋路構(gòu)成的電路等效一個環(huán)形調(diào)制器，如圖6-25所示。

圖6-25雙橋構(gòu)成的環(huán)形調(diào)制器

例6-2二極管調(diào)制電路如圖6-26，載波電壓控制二極管的通斷。試分析其工作原理并畫出輸出電壓波形；說明R

的作用。

圖6-26二極管調(diào)制電路題意分析：這是一種二極管調(diào)制電路，與第五章介紹的二極管平衡調(diào)制器的電路形式是不同的。從圖中可以看出，載波電壓uc正向地加到兩個（串聯(lián)）二極管上，控制二極管的導通。這里兩個二極管和電阻R

構(gòu)成一個電橋，由此可知，調(diào)節(jié)電阻R的抽頭，可以使電橋平衡。當二極管導通時（uc＞0），兩個二極管均呈現(xiàn)一導通電阻RD，電橋平衡時，兩個二極管的中間連接點為地電位，則uΩ

有效地加到變壓器的初級回路中就有電流流動；當二極管截止時（uc＜0），兩個二極管開路，變壓器的輸入端不能形成回路，沒有電流流動，故輸出端沒有輸出。由此可以看出，圖6-26的電路可以等效為圖6-27（a）所示的電路?？梢哉J為在變壓器的輸入端接了一個由載波電壓uc控制的時變開關(guān)。將uc＞0和uc＜0的兩種情況合并考慮，就可得到變壓器次級回路的電壓，經(jīng)濾波器（并聯(lián)諧振回路）濾波后，就可得到輸出電壓，從而畫出輸出電壓的波形。

解

當uc＞0時，兩個二極管導通，呈現(xiàn)一導通電阻RD，若由兩個二極管和電阻R組成的電橋平衡，則變壓器的下端為地電位，變壓器的初級有電流流動，在變壓器的次級就有電壓u’o，設(shè)變壓器的匝數(shù)比為1∶1，則有

當uc＜0時，兩二極管截止，變壓器初級的下端開路，沒有電流流動，則有

將uc＞0和uc＜0兩種情況一并考慮，可用一開關(guān)函數(shù)K(ωct）將兩種情況綜合，有

若uΩ

＝UΩ

cosΩt，則有

經(jīng)濾波器（并聯(lián)諧振回路，中心頻率ω0＝ωc）濾波后，輸出電壓uo為

上式表明，該電路完成了DSB調(diào)制。圖6-27（b）為輸出電壓的波形圖。

圖6-26中R的作用是與兩個二極管構(gòu)成橋式電路，改變中間抽頭可調(diào)節(jié)橋路的平衡。

圖6-27２）差分對調(diào)制器

在單差分電路（圖5-17）中，將載波電壓uc

加到線性通道，即uB＝uc，調(diào)制信號u

Ω加到非線性通道，即uA＝uΩ

，則雙端輸出電流io(t)為

式中，。經(jīng)濾波后的輸出電壓uo(t)為

(6-32)(6-33)

圖6-28差分對DSB調(diào)制器的波形由信號分析可知，雙邊帶信號的產(chǎn)生可將uΩ和uc直接相乘即可。單差分調(diào)制器雖然可以得到雙邊帶信號，具有乘法器功能，但它并不是一個理想乘法器。首先，信號的注入必須是uA＝uΩ，uB＝uC，且對uΩ的幅度提出了要求，UΩ

值應?。ɡ?，UΩ＜26mV），這限制了輸入信號的動態(tài)范圍；其次，要得到雙邊帶信號，必須加濾波器以濾除不必要的分量；必須雙端差動輸出（單端輸出只能得到振幅調(diào)制信號）；最后，當輸入信號為零時，輸出并不為零，如uB＝0，則電路為一直流放大器，仍然有輸出。采用雙差分調(diào)制器，可以近似為一理想乘法器。前已得到雙差分對電路的差動輸出電流為

若UΩ、Uc均很小，上式可近似為

不加濾波器就可得到雙邊帶信號。由上面的分析可以看出，雙差分對調(diào)制器克服了單差分對調(diào)制器上述大部分的缺點。例如，與信號加入方式無關(guān)，不需加濾波器，單端輸出仍然可以獲得雙邊帶信號。唯一的要求是輸入信號的幅度應受限制。

(6-34)(6-35)圖6-29是用于彩色電視發(fā)送機中的雙差分對調(diào)制器的實際電路。圖中，V7、

V8

組成恒流源電路。

V5、

V6

由復合管組成。RP4用來調(diào)整差分電路的平衡性，使靜態(tài)電流I5＝I6，否則即使色差信號（調(diào)制信號）為零，還有副載頻輸出，會造成副載頻泄漏。同理，RP2

用來調(diào)整V1～V4管的對稱性，如不對稱，即使副載頻為零，仍有色差信號輸出，稱為視頻泄漏。

圖6-29雙差分調(diào)制器實際線路

３．單邊帶調(diào)制電路

１）濾波法

圖6-30是采用濾波法產(chǎn)生單邊帶的發(fā)射機框圖。調(diào)制器（平衡或環(huán)形調(diào)制器）產(chǎn)生的雙邊帶信號，通過后面的邊帶濾波器，就可得到所需的單邊帶（上邊帶或下邊帶）信號。濾波法單邊帶信號產(chǎn)生器是目前廣泛采用的單邊帶信號產(chǎn)生的方法。濾波法的關(guān)鍵是邊帶濾波器的制作。因

為要產(chǎn)生滿足要求的單邊帶信號，對邊帶濾波器的要求很高。這里主要是要求邊帶濾波器的通帶、阻帶間有陡峭的過渡衰減特性。設(shè)語音信號的最低頻率為300Hz，調(diào)制器產(chǎn)生的上邊帶和下邊帶之差為600Hz，若要求對無用邊帶的抑制度為40dB，則要求濾波器在600Hz過渡帶內(nèi)衰減變化40dB以上。圖6-31就是要求的理想邊帶濾波器的衰減頻率特性。除了過渡特性外，還要求通帶內(nèi)衰減要小，衰減變化要小。

圖6-30濾波法產(chǎn)生SSB信號的框圖圖6-31理想邊帶濾波器的衰減特性通常的帶通濾波器是由L、C元件或等效L、C元件（如石英晶體）構(gòu)成。從振蕩回路的基本概念可知，帶通濾波器的相對帶寬Δf/f0隨元件品質(zhì)因數(shù)Q的增加而減小。因為實際的品質(zhì)因素不能任意大，當帶寬一定時（如3000Hz），濾波器的中心頻率f0

就不能很高。因此，用濾波法產(chǎn)生單邊帶信號，通常不是直接在工作頻率上調(diào)制和濾波，而是先在低于工作頻率的某一固定頻率上進行，然后如圖6-30那樣，通過幾次混頻及放大，將單邊帶信號搬移到工作頻率上去。目前常用的邊帶濾波器有機械濾波器、晶體濾波器和陶瓷濾波器等。它們的特點是Q值高、頻率特性好、性能穩(wěn)定。機械濾波器的工作頻率一般為100~500kHz，晶體邊帶濾波器的工作頻率為一、二兆赫至幾百千赫。

２）移相法

移相法是利用移相網(wǎng)絡對載波和調(diào)制信號進行適當?shù)南嘁?，以便在相加過程中將其中的一個邊帶抵消而獲得單邊帶信號。在單邊帶信號分析中已經(jīng)得到了式（6-20），重寫如下：

圖6-32移相法SSB信號調(diào)制器移相法的優(yōu)點是省去了邊帶濾波器，但要把無用邊帶完全抑制掉，必須滿足下列兩個條件：兩個調(diào)制器輸出的振幅應完全相同；移相網(wǎng)絡必須對載頻及調(diào)制信號均保證精確的π/2相移。根據(jù)分析，若要求對無用邊帶抑制40dB，則要求網(wǎng)絡的相移誤差在1

°左右。這時單頻的載頻電壓是不難做到的，但對于調(diào)制信號，如話音信號300~3400Hz的范圍內(nèi)（波段系數(shù)大于11），要在每個頻率上都達到這個要求是很困難的。因此，π/2相移網(wǎng)絡是移相法的關(guān)鍵部件。

第二節(jié)調(diào)幅信號的解調(diào)

一、調(diào)幅信號解調(diào)的方法

從高頻已調(diào)信號中恢復出調(diào)制信號的過程稱為解調(diào)，又稱為檢波。對于振幅調(diào)制信號，解調(diào)就是從它的幅度變化上提取調(diào)制信號的過程。解調(diào)是調(diào)制的逆過程，實質(zhì)上是將高頻信號搬移到低頻端，這種搬移正好與調(diào)制的搬移過程相反。搬移是線性搬移，故所有的線性搬移電路均可用于解調(diào)。

振幅信號解調(diào)方法可分為包絡檢波和同步檢波兩大類。

包絡檢波是指解調(diào)器輸出電壓與輸入已調(diào)波的包絡成正比的檢波方法。由于振幅調(diào)制信號的包絡與調(diào)制信號成線性關(guān)系，因此包絡檢波只適用于振幅調(diào)制波。其原理框圖如圖6-33所示。由非線性器件產(chǎn)生新的頻率分量，用低通濾波器選出所需分量。雙邊帶信號和單邊帶信號的包絡不同于調(diào)制信號，不能用包絡檢波，必須使用同步檢波。圖6-33包絡檢波的原理框圖同步解調(diào)器是一個六端網(wǎng)絡，有兩個輸入電壓，一個是雙邊帶信號或單邊帶信號，另一個是外加的參考電壓（或稱為插入載波電壓或恢復載波電壓）。為了正常地進行解調(diào)，恢復載波應與調(diào)制端的載波電壓完全同步（同頻同相），這就是同步檢波名稱的由來。同步檢波的框圖及輸入、輸出信號頻譜示于圖6-34中。順便指出，同步檢波也可解調(diào)振幅調(diào)制信號，但因為它比包絡檢波器復雜，所以很少采用。

圖6-34同步解調(diào)器的框圖同步檢波又可以分為乘積型（圖6-35（a））和疊加型（圖6-35（b））兩類。它們都需要用恢復的載波信號ur進行解調(diào)。

圖6-35同步檢波器二、二極管峰值包絡檢波器

１．原理電路及工作原理

圖6-36（a）是二極管峰值包絡檢波器的原理電路。它由輸入回路、二極管VD和RC低通濾波器組成。在超外差接收機中，檢波器的輸入回路通常就是末級中放的輸出回路。二極管通常選用導通電壓小、rD小的鍺管。RC電路有兩個作用：一是作為檢波器的負載，在其兩端產(chǎn)生調(diào)制頻率電壓；二是起到高頻電流的旁路作用。為此目的，RC網(wǎng)絡需滿足：

式中，ωc為輸入信號的載頻，在超外差接收機中則為中頻ωI；Ω為調(diào)制信號頻率。在理想情況下，RC網(wǎng)絡的阻抗Z應為

即對高頻短路；對直流及低頻由電容C開路，此時負載為R

。

圖6-36二極管峰值包絡檢波器在這種檢波器中，信號源、非線性器件二極管及RC網(wǎng)絡三者為串聯(lián)。該檢波器工作于大信號狀態(tài)，輸入信號電壓要大于0.5V，通常在1V左右。故這種檢波器的全稱為二極管串聯(lián)型大信號峰值包絡檢波器。這種電路也可以工作在輸入電壓小的情況，由于工作狀態(tài)不同，不再屬于峰值包絡檢波器范圍，這種電路稱為小信號檢波器。

下面討論檢波過程。檢波過程可用圖6-37說明。設(shè)輸入信號ui為等幅高頻電壓（載波狀態(tài)），且加電壓前圖6-36中C上電荷為零，當ui從零開始增大時，由于電容C的高頻阻抗很小，ui幾乎全部加到二極管VD兩端，VD導通，C

被充電，因rD小，充電電流很大，又因充電時常數(shù)rD

C很

小，電容上的電壓建立得很快，這個電壓又反向加于二極管上，此時VD上的電壓為信源ui與電容電壓uC之差，即uD＝uC－

ui。當uC達到U1值時（見圖所示），uD＝uC－ui＝0，VD開始截止，隨著ui的繼續(xù)下降，VD存在一段截止時間，在此期間內(nèi)電容器C

把導通期間儲存的電荷通過R放電。因放電時常數(shù)RC較大，放電較慢，在uC值下降不多時，ui的下一個正半周已到來。當ui＞uC（如圖中U2值）時，VD再次導通，電容C在原有積累電荷量的基礎(chǔ)上又得到補充，uC進一步提高。然后，繼續(xù)上述放電、充電過程，直至VD導通時C的充電電荷量等于VD截止時C的放電電荷量，便達到動態(tài)平衡狀態(tài)——穩(wěn)定工作狀態(tài)。如圖中

U4以后所示情況，此時，U4已接近輸入電壓峰值。在下面的研究中，將只考慮穩(wěn)態(tài)過程，因為暫態(tài)過程是很短暫的瞬間過程。圖6-37加入等幅波時檢波器的工作過程從這個過程可以看出：

（１）檢波過程就是信號源通過二極管給電容充電與電容對電阻R放電的交替重復過程。若忽略rD，二極管VD導通與截止期間的檢波器等效電路如圖6-36（b）、圖6-36（c）所示。

（２）由于RC時常數(shù)遠大于輸入電壓載波周期，放電慢，使得二極管負極永遠處于正的較高的電位（因為輸出電壓接近于高頻正弦波的峰值，即Uo≈Um）。該電壓對VD形成一個大的負電壓，從而使二極管只在輸入電壓的峰值附近才導通。導通時間很短，電流通角θ很小，二極管電流是一窄脈沖序列，如圖6-37（b），這也是峰值包絡檢波名稱的由來。（３）二極管電流iD

包含平均分量（此種情況為直流分量）Iav及高頻分量。Iav流經(jīng)電阻R形成平均電壓Uav（載波輸入時，Uav＝Udc），它是檢波器的有用輸出電壓；高頻電流主要被旁路電容C旁路，在其上產(chǎn)生很小的殘余高頻電壓Δu

，所以檢波器輸出電壓uo＝uC＝Uav＋Δu

，其波形如圖6-37（c）。實際上，當電路元件選擇正確時，高頻波紋電壓很小，可以忽略，這時檢波器輸出電壓為

Uo＝Uav。直流輸出電壓Udc接近于但小于輸入電壓峰值Um。

根據(jù)上面的討論，可以畫出大信號檢波器在穩(wěn)定狀態(tài)下的二極管工作特性，如圖6-38所示，其中二極管的伏安

特性用通過原點的折線來近似。二極管兩端電壓uD在大部分時間里為負值，只在輸入電壓峰值附近才為正值，uD＝－Uo＋ui。

圖6-38檢波器穩(wěn)態(tài)時的電流電壓波形當輸入振幅調(diào)制信號時，充放電波形如圖6-39（a）。因為二極管是在輸入電壓的每個高頻周期的峰值附近導通，因此其輸出電壓波形與輸入信號包絡形狀相同。此時，平均電壓Uav

包含直流及低頻調(diào)制分量，即Uo(t)＝Uav＝Udc＋uΩ

，其波形見圖6-39（b）。此時二極管兩端電壓為uD＝uAM

－Uo(t)，其波形見圖6-40，它是在自生負偏壓－Uo(t)之上疊加輸入振幅調(diào)制信號后的波形。二極管電流iD

中的高頻分量被C旁通，Idc及調(diào)制分量u

Ω流經(jīng)R形成輸出電壓。如果只需輸出調(diào)制頻率電壓，則可在原電路上增加隔直電容Cg和負載電阻Rg，如圖6-41（a）。若需要檢波器提供與載波電壓大小成比例的直流電壓，例如作

圖6-39輸入為AM信號時檢波器的輸出波形圖圖6-40輸入為AM信號時，檢波器二極管的電壓及電流波形圖6-41包絡檢波器的輸出電路從檢波過程還可以看出，RC的數(shù)值對檢波器輸出的性能有很大影響。如果R值?。ɑ駽?。?，則放電快，高頻波紋加大，平均電壓下降；RC數(shù)值大則作用相反。當檢波器電路一定時，它跟隨輸入電壓的能力取決于輸入電壓幅度變化的速度。當幅度變化快，例如調(diào)制頻率高或調(diào)幅度m大時，電容器必須較快地放電，以使電容器電壓能跟上峰值包絡而下降，此時，如果RC太大，就會造成失真。

２．性能分析

（１）傳輸系數(shù)Kd。

檢波器傳輸系數(shù)Kd或稱為檢波系數(shù)、檢波效率，是用來描述檢波器對輸入已調(diào)信號的解調(diào)能力或效率的一個物理量。若輸入載波電壓振幅為Um，輸出直流電壓為Uo，則Kd定義為

對振幅調(diào)制信號，其定義為檢波器輸出低頻電壓振幅與輸入高頻已調(diào)波包絡振幅之比：

(6-36)

由于輸入大信號，檢波器工作在大信號狀態(tài)，二極管的伏安特性可用折線近似。在考慮輸入為等幅波，采用理想的高頻濾波，并以通過原點的折線表示二極管特性（忽略二極管的導通電壓VP），則由圖6-36有

(6-37)(6-38)(6-39)式中，uD＝ui－uo，gD＝1/rD，θ為電流通角，iD是周期性余弦脈沖，其平均分量io為

基頻分量為

式中，α0(

θ)、α1(

θ)為電流分解系數(shù)。

由式（6-36）和圖6-38可得

(6-40)(6-41)(6-42)由此可見，檢波系數(shù)Kd是檢波器電流iD的通角θ的函數(shù)，求出θ后，就可得Kd。當gDR很大時，如gDR≥50時（一般情況下此條件是可滿足的），可得

由以上的分析可以看出：

①當電路一定（管子與R一定）時，在大信號檢波器中θ是恒定的，它與輸入信號大小無關(guān)。其原因是由于負載電阻R的反作用，使電路具有自動調(diào)節(jié)作用而維持θ不變。例如，當輸入電壓增加，引起θ增大，導致I0、Uo增大，負載電壓加大，加到二極管上的反偏電壓增大，致使θ下降。

(6-43)因θ一定，Kd＝cos

θ，檢波效率與輸入信號大小無關(guān)。所以，檢波器輸出、輸入間是線性關(guān)系——線性檢波。當輸入AM信號時，輸出電壓：

②θ越小，Kd越大，并趨近于1。而θ隨gDR增大而減小，因此，Kd隨gDR增加而增大，圖6-42就是這一關(guān)系曲線。由圖可知，當gDR＞50時，Kd變化不大，且Kd＞0.9。

(6-44)圖6-42

Kd-gDR關(guān)系曲線圖（２）輸入電阻Ri。

檢波器的輸入阻抗包括輸入電阻Ri及輸入電容Ci，如圖6-43所示。輸入電阻是輸入載波電壓的振幅Um與檢波器電流的基頻分量振幅I1之比值，即

(6-45)圖6-43檢波器的輸入阻抗檢波器輸入電容包括檢波二極管結(jié)電容Cj和二極管引線對地分布電容Cf，Ci≈Cj＋Cf。Ci可以被看作輸入回路的一部分。

輸入電阻是檢波器前級的負載，它直接并入輸入回路，影響著回路的有效Q值及回路阻抗。由式（6-41）可知，當gDR≥50時，θ很小，可得

由此可見，串聯(lián)二極管峰值包絡檢波器的輸入電阻與二極管檢波器負載電阻R有關(guān)。當θ較小時，近似為R的一半。R越大，Ri越大，對前級的影響就越小。

(6-46)

３．檢波器的失真

（１）惰性失真。在二極管截止期間，電容C兩端電壓下降的速度取決于RC的時常數(shù)。如RC數(shù)值很大，則下降速度很慢，將會使得輸入電壓的下一個正峰值來到時仍小于uc，也就是說，輸入振幅調(diào)制信號包絡下降速度大于電容器兩端電壓下降的速度，因而造成二極管負偏壓大于信號電壓，致使二極管在其后的若干高頻周期內(nèi)不導通。因此，檢波器輸出電壓就按RC放電規(guī)律變化，形成如圖6-44所示的情況，輸出波形不隨包絡形狀而變化，產(chǎn)生了失真。由于這種失真是由電容放電的惰性引起的，故稱惰性失真或失隨失真。

圖6-44惰性失真的波形容易看出，惰性失真總是起始于輸入電壓的負斜率的包絡上，調(diào)幅度越大，調(diào)制頻率越高，惰性失真就越易出現(xiàn)，因為此時包絡斜率的絕對值增大。

為了避免產(chǎn)生惰性失真，必須在任何一個高頻周期內(nèi)，使電容C通過R放電的速度大于或等于包絡的下降速度。如果輸入信號為單音頻調(diào)制的振幅調(diào)制信號，不失真條件為

由此可見，m

、Ω越大，包絡下降速度就越快，要求的RC就越小。在設(shè)計中，應用最大調(diào)制度及最高調(diào)制頻率

(6-47)檢驗有無惰性失真，其檢驗公式為

（２）底部切削失真。

底部切削失真又稱為負峰切削失真。產(chǎn)生這種失真后，輸出電壓的波形如圖6-45（c）所示。這種失真是因檢波器的交直流負載不同引起的。

為了取出低頻調(diào)制信號，檢波器電路如圖6-45（a）。電容Cg應對低頻呈現(xiàn)短路，其電容值一般為（5~10）uF；Rg是所接負載。當檢波器接有Cg、Rg后，檢波器的直流負載R=仍等于R

，而低頻交流負載R

≈等于R與Rg的并聯(lián)

(6-48)，即R≈＝RRg/(R＋Rg)。因R

≠R≈，即檢波器的交流與直流負載不相同，將引起底部失真。分析表明，不產(chǎn)生底部失真的條件為

這一結(jié)果表明，為防止底部切削失真，檢波器交流負載與直流負載之比應大于調(diào)幅波的調(diào)制度m。因此必須限制交、直流負載的差別。

(6-49)圖6-45底部切削失真在工程上，減小檢波器交、直流負載的差別有兩種常用的措施，一是在檢波器與低放級之間插入高輸入阻抗的射極跟隨器；二是將R分成R1和R2，R＝R1＋R2。此時，R=＝R1＋R2，R≈＝R1＋R2//Rg，如圖6-46。

圖6-46減小底部切削失真的電路需要指出的是：由上面的分析可以看出，包絡檢波器的惰性失真和低部切削失真是由于元器件（電阻和電容）選擇不當引起的，但電阻和電容是線性器件，不會產(chǎn)生非線性失真。產(chǎn)生非線性失真的根本原因還是非線性器件——二極管。

４．實際電路及元件選擇

在圖6-47中，檢波器部分是峰值包絡檢波器常用的典型電路。它與圖6-46（a）是相同的，采用分段直流負載。R2電位器用以改變輸出電壓大小，稱為音量控制。通常使C1＝C2，R3、R4、R2及-6V電源構(gòu)成外加正向偏置電路，給二極管提供正向偏置電流，其大小可通過R4

調(diào)整。正向偏置的引入是為了抵消二極管導通電壓VP，使得在輸入信號電壓較小時，檢波器也可以工作。

圖6-47檢波器的實際電路R4、C3組成低通濾波器。C3為20uF的大電容，其上只有直流電壓，這個直流電壓的大小與輸入信號載波振幅成正比，并加到前面放大級的基極作為偏壓，以便自動控制該級增益。如輸入信號強，C3上直流電壓大，加到放大管偏壓大，增益下降，使檢波器輸出電壓下降。

電容C不能太大，以防止惰性失真；C太小又會使高頻波紋大，應使RC≥Tc。由于實際電路中R1值較小，所以可近似認為C＝C1＋C2，通常取C1＝C2。廣播收音機中，C一般取0.01μF。

三、同步檢波

１．乘積型

乘積型同步檢波是直接把本地恢復載波與接收信號相乘，用低通濾波器將低頻信號提取出來。在這種檢波器中，要求恢復載波與發(fā)送端的載波同頻同相。如果其頻率或相位有一定的偏差，將會使恢復出來的調(diào)制信號產(chǎn)生失真。

(6-50)(6-51)

(6-52)(6-53)(6-54)類似的分析也可以用于AM波和SSB波。這種解調(diào)方式關(guān)鍵在于獲得兩個信號的乘積，因此，第五章介紹的頻譜線性搬移電路均可用于乘積型同步檢波。圖6-48為幾種乘積型解調(diào)器的實際線路。

圖6-48幾種乘積型解調(diào)器實際線路

２．疊加型

疊加型同步檢波是將雙邊帶或單邊帶信號插入恢復載波，使之成為或近似為振幅調(diào)制信號，再利用包絡檢波器將調(diào)制信號恢復出來。對雙邊帶信號而言，只要加入的恢復載波電壓在數(shù)值上滿足一定的關(guān)系，就可得到一個不失真的振幅調(diào)制波。圖6-49就是一疊加型同步檢波器原理電路。下面分析單邊帶信號的疊加型同步檢波。

圖6-49疊加型同步檢波器原理電路設(shè)單頻調(diào)制的單邊帶信號（上邊帶）為

恢復載波為

則

式中

(6-55)(6-57)(6-56)

(6-58)(6-59)(6-60)圖6-50平衡同步檢波電路由以上分析可知，實現(xiàn)同步檢波的關(guān)鍵是要產(chǎn)生出一個與載波信號同頻同相的恢復載波。

對于振幅調(diào)制波來說，同步信號可直接從信號中提取。振幅調(diào)制波通過限幅器就能去除其包絡變化，得到等幅載波信號，這就是所需同頻同相的恢復載波。而對雙邊帶信號，將其取平方，從中取出角頻率為2

ωc的分量，再經(jīng)二分頻器就可得到角頻率為ωc的恢復載波。對于單邊帶信號，恢復載波無法從信號中直接提取。在這種情況下，為了產(chǎn)生恢復載波，往往在發(fā)射機發(fā)射單邊帶信號的同時，附帶發(fā)射一個載波信號，稱為導頻信號，它的功率遠低于單邊帶信號的功率。接收端就可用高選擇性的窄帶濾波器從輸入信號中取出該導頻信號，導頻信號經(jīng)放大后就可作為恢復載波信號。如果發(fā)射機不附帶發(fā)射導頻信號，接收機就只能采用高穩(wěn)定度晶體振蕩器產(chǎn)生指定頻率的恢復載波，顯然在這種情況下，要使恢復載波與載波信號嚴格同步是不可能的，而只能要求頻率和相位的不同步量限制在允許的范圍內(nèi)。

例6-3

圖6-51為斬波放大器模型，試畫出Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ各點的電壓波形。

圖6-51斬波放大器模型題意分析：斬波電路是用開關(guān)函數(shù)K(ωct)對調(diào)制信號uΩ斬波，當K(ωct)＝1時，斬波電路的輸出為調(diào)制信號uΩ；當K(ωct)＝0時，電路的輸出為0；將K(ωct)與uΩ相乘，其作用與二極管平衡調(diào)制器相同。因此，A點的波形為K(ωct)uΩ

，與二極管平衡調(diào)制器輸出電流（未濾波）是相同的。A點波形經(jīng)帶通放大器濾波放大，由濾波器特性可知，只有ωc－Ω～ωc＋Ω的頻率分量能夠通過濾波器，因此，B點應是一DSB信號。放大器的輸出DSB信號再與K(ωct)相乘，其過程可以認為是同步檢波，通過低通濾波器后，D點應是恢復出來的調(diào)制信號。由此可見，圖6-51所示的斬波放大器電路，可以認為是一調(diào)制一解調(diào)電路。

uc中包含fc±F，2nfc±F，n

＝０，１，２，…，低通濾波器的截止頻為F，故只有0~F的頻率能通過濾波器，故：

uA、uB、uC和uD的波形如圖6-52所示。

圖6-52各點波形本題可以認為是一簡單的通信系統(tǒng)，包含調(diào)制與解調(diào)兩大部分。調(diào)制是用調(diào)制信號uΩ調(diào)制單向開關(guān)函數(shù)K(ωct)，即用開關(guān)函數(shù)K(ωct)作為載波。由K(ωct)的傅里葉級數(shù)可以看出，它包含有載波頻率ωc及其諧波分量，通過濾波器濾波就可以得到DSB信號。由此可見，調(diào)制時，載波可以用正弦波，也可用其他的周期性信號，如方波、三角波、鋸齒波等，通過濾波后，就可得到DSB信號，完成調(diào)制功能。

第三節(jié)混頻

一、混頻的概述

１．混頻器的功能

混頻器是頻譜線性搬移電路，是一個六端網(wǎng)絡。它有兩個輸入電壓——輸入信號uS和本地振蕩信號uL，其工作頻率分別為fc和fL；輸出信號為uI，稱為中頻信號，其頻率是fc和fL的差頻或和頻，稱為中頻fI，fI＝fL

±fc（同時也可采用諧波的差頻或和頻）。由此可見，混頻器在頻域上起著減（加）法器的作用。

在超外差接收機中，混頻器將已調(diào)信號（其載頻可在波段中變化，如HF波段2~30MHz，VHF波段30~90MHz等）變?yōu)轭l率固定的中頻信號?；祛l器的輸入信號uS、本振uL都是高頻信號，中頻信號也是已調(diào)波，除了中心頻率與輸入信號不同外，由于是頻譜的線性搬移，其頻譜結(jié)構(gòu)與輸入信號uS的頻譜結(jié)構(gòu)完全相同。表現(xiàn)在波形上：中頻輸出信號與輸入信號的包絡形狀相同，只是填充頻率不同（內(nèi)部波形疏密程度不同）。圖6-53表示了這一變換過程。這也就是說，理想的混頻器（只有和頻或差頻的混頻）能將輸入已調(diào)信號不失真地變換為中頻信號。

圖6-53混頻器的功能示意圖中頻fI

與fc、

fL的關(guān)系有幾種情況：當混頻器輸出取差頻時，有fI

＝fL－fc或fI＝fc－fL；取和頻時有fI

＝fL＋fc。當fI

＜fc時，稱為向下變頻，輸出低中頻；當fI

＞fc時，稱為向上變頻，輸出高中頻。雖然高中頻比此時輸入的高頻信號的頻率還要高，仍將其稱為中頻。根據(jù)信號頻率范圍的不同，常用的中頻數(shù)值為：465（455）、500kHz；1、1.5、4.3、5、10.7、21.4、30、70、140MHz等。如調(diào)幅收音機的中頻為465（455）kHz；調(diào)頻收音機的中頻為10.7MHz，微波接收機、衛(wèi)星接收機的中頻為70MHz或140MHz，等等。混頻器是頻譜搬移電路，在頻域中起加法器和減法器的作用。振幅調(diào)制與解調(diào)也是頻譜搬移電路，也是在頻域上起加法器和減法器的作用，同屬頻譜的線性搬移。由于頻譜搬移位置的不同，其功能就完全不同。這三種電路都是六端網(wǎng)絡，兩個輸入、一個輸出，可用同樣形式的電路完成不同的搬移功能。從實現(xiàn)電路看，輸入、輸出信號不同，因而輸入、輸出回路各異。調(diào)制電路的輸入信號是調(diào)制信號uΩ

、載波uC，輸出為載波參數(shù)受調(diào)的已調(diào)波；解調(diào)電路的輸入信號是已調(diào)信號uS、本地恢復載波ur（同步檢測），輸出為恢復的調(diào)制信號uΩ

；而混頻器的輸入信號是已調(diào)信號uS，本地振蕩信號uL，輸出是中頻信號uI，

這三個信號都是高頻信號。從頻譜搬移看，調(diào)制是將低頻信號uΩ線性地搬移到載頻的位置（搬移過程中允許只取一部分）；解調(diào)是將已調(diào)信號的頻譜從載頻（或中頻）線性搬移到低頻端；而混頻是將位于載頻的已調(diào)信號頻譜線性搬移到中頻fI處。這三種頻譜的線性搬移過程如圖6-54所示。

圖6-54三種頻譜線性搬移功能

２．混頻器的工作原理

混頻是頻譜的線性搬移過程。由前面的分析已知，完成頻譜的線性搬移功能的關(guān)鍵是要獲得兩個輸入信號的乘積，能找到這個乘積項，就可完成所需的線性搬移功能。設(shè)輸入到混頻器中的輸入已調(diào)信號uS和本振電壓uL分別為

這兩個信號的乘積為

若中頻fI＝fL－fc，上式經(jīng)帶通濾波器取出所需邊帶，可得中頻電壓為

由此可得完成混頻功能的原理框圖，如圖6-55（a）所示。也可用非線性器件來完成，如圖6-55（b）所示。

(6-61)(6-62)圖6-55混頻器的組成框圖

下面從頻域看混頻過程。設(shè)uS、uL對應的頻譜為FS(ω)

、FL(ω)，它們是uS、uL的傅立葉變換。由信號分析可知，時域的乘積對應于頻域的卷積，輸出頻譜Fo(ω)可用FS(ω)

與FL(ω)的卷積得到。本振為單一頻率信號，其頻譜為

輸入信號為已調(diào)波，其頻譜為FS(ω)，則：

(6-63)圖6-56表示了FS(ω)、FL(ω)和Fo(ω)的關(guān)系。若輸入信號也是等幅波，則Fo(ω)將是只有±（ωL－ωc）和±（ωL＋ωc）分量。式（6-63）中FS(ω)和Fo(ω)都是雙邊（正、負頻

率）的復數(shù)頻譜，因而FS(ω)和Fo(ω)不但保持幅度間的比例關(guān)系，而且Fo(ω)的相位中也包括有FS(ω)的相位。用帶通濾波器取出所需分量，就完成了混頻功能。

圖6-56混頻過程中的頻譜變換混頻器有兩大類，即混頻與變頻。由單獨的振蕩器提供本振電壓的混頻電路稱為混頻器。為了簡化電路，振蕩和混頻功能由一個非線性器件（用同一晶體管）完成的混頻電路稱為變頻器。有時也將振蕩器和混頻器兩部分合起來稱為變頻器。變頻器是四端網(wǎng)絡，混頻器是六端網(wǎng)絡。在實際應用中，通常將“混頻”與“變頻”兩詞混用，不再加以區(qū)分。

混頻技術(shù)的應用十分廣泛，混頻器是超外差接收機中的關(guān)鍵部件。直放式接收機是高頻小信號檢波（平方律檢波），工作頻率變化范圍大時，工作頻率對高頻通道的影響比較大（頻率越高，放大量越低，反之頻率越低，增益

越高），而且對檢波性能的影響也較大，靈敏度較低。采用超外差技術(shù)后，將接收信號混頻到一固定中頻，放大量基本不受接收頻率的影響，這樣，頻段內(nèi)信號的放大一致性較好，靈敏度可以做得很高，選擇性也較好。因為放大功能主要放在中放，可以用良好的濾波電路。采用超外差接收后，調(diào)整方便，放大量、選擇性主要由中頻部分決定，且中頻較高頻信號的頻率低，性能指標容易得到滿足?；祛l器在一些發(fā)射設(shè)備（如單邊帶通信機）中也是必不可少的。在頻分多址（FDMA）信號的合成、微波接力通信、衛(wèi)星通信等系統(tǒng)中也有其重要地位。此外，混頻器也是許多電子設(shè)備、測量儀器（如頻率合成器、頻譜分析儀等）的重要組成部分。

３．混頻器的主要性能指標

（１）變頻增益?；祛l器的輸出信號強度與輸入信號強度的比值稱為變頻增益。變頻增益可用變頻電壓增益和變頻功率增益來表示。變頻電壓增益定義為變頻器中頻輸出電壓振幅UI與高頻輸入信號電壓振幅US之比，即

同樣可定義變頻功率增益為輸出中頻信號功率PI

與輸入高頻信號功率PS之比，即

(6-64)(6-65)通常用分貝數(shù)表示變頻增益，有

變頻增益表征了變頻器把輸入高頻信號變換為輸出中頻信號的能力。增益越大，變換的能力越強，故希望變頻增益大。而且變頻增益大后，對接收機而言，有利于提高靈敏度。

(6-66)(6-67)（２）噪聲系數(shù)。混頻器的噪聲系數(shù)NF定義為

噪聲系數(shù)描述混頻器對所傳輸信號的信噪比影響的程度。因為混頻級對接收機整機噪聲系數(shù)影響大，特別是在接收機中沒有高放級時，其影響更大，所以混頻器的NF越小越好。

（３）失真與干擾。變頻器的失真有頻率失真和非線性失真。除此之外，還會產(chǎn)生各種非線性干擾，如組合頻率、交叉調(diào)制和互相調(diào)制、阻塞和倒易混頻等干擾。所以，對混頻器不僅要求頻率特性好，而且還要求變頻器工作

在非線性不過于嚴重的區(qū)域，使之既能完成頻率變換，又能抑制各種干擾。

（４）變頻壓縮（抑制）。在混頻器中，輸出與輸入信號幅度應成線性關(guān)系。實際上，由于非線性器件的限制，當輸入信號增加到一定程度時，中頻輸出信號的幅度與輸入不再成線性關(guān)系，如圖6-57所示。圖中，虛線為理想混頻時的線性關(guān)系曲線，實線為實際曲線。這一現(xiàn)象稱為變頻壓縮。通?？梢允箤嶋H輸出電平低于其理想電平一定值（如3dB或1dB）的輸入電平的大小來表示它的壓縮性能的好壞。此電平稱為混頻器的3dB（或1dB）壓縮電平。此電平越高，性能越好。圖6-57混頻器輸入、輸出電平的關(guān)系曲線（５）選擇性?；祛l器的中頻輸出應該只有所要接收的有用信號（反映為中頻，即fI

＝fL－fc），而不應該有其他不需要的干擾信號。但在混頻器的輸出中，由于各種原因，總會混雜很多與中頻頻率接近的干擾信號。為了抑制不需要的干擾，就要求中頻輸出回路有良好的選擇性，即回路應有較理想的諧振曲線（矩形系數(shù)接近于1）。

此外，一個性能良好的混頻器，還應要求動態(tài)范圍較大，可以在輸入信號的較大電平范圍內(nèi)正常工作；隔離度要好，以減小混頻器各端口（信號端口、本振端口和中頻輸出端口）之間的相互泄漏；穩(wěn)定度要高，主要是本振的頻率穩(wěn)定度要高，以防止中頻輸出超出中頻總通頻帶范圍。

(6-69)圖6-58晶體三極管混頻器原理電路經(jīng)集電極諧振回路濾波后，得到中頻電流iI：

式中，gc＝gm1/2稱為變頻跨導。

從以上的分析結(jié)果可以看出：只有時變跨導的基波分量才能產(chǎn)生中頻（和頻或差頻）分量，而其他分量會產(chǎn)生本振諧波與信號的組合頻率。變頻跨導gc是變頻器的重要參數(shù)，它不僅直接決定著變頻增益，還影響到變頻器的噪聲系數(shù)。變頻跨導gc＝gm1/2，gm1只與晶體管特性、直流工作點及本振電壓UL有關(guān)，而與US無關(guān)，故變頻跨導gc

(6-70)亦有上述性質(zhì)。由式（6-70），有

它與普通放大器的跨導有相似的含義，表示輸入高頻信號電壓對輸出中頻電流的控制能力。在數(shù)值上，它是時變跨導基波分量振幅gm1的一半。

混頻器的實際電路中，除了有本振電壓注入外，混頻器與小信號調(diào)諧放大器的電路形式很相似。本振電壓加到混頻器的方式，一般有射極注入和基極注入兩種。選擇本振注入電路要注意兩點；第一，要盡量避免uS與uL的相互影響及兩個頻率回路的影響（比如uS

對uL的牽引效應及fS回路對fL的影響）；第二，不要妨礙中頻電流的流通。

(6-71)圖6-59（a）是基極串饋式電路，信號電壓us與本振電壓uL直接串聯(lián)加在基極，是同極注入方式。圖6-59（b）是基極并饋方式的同極注入?；鶚O同極注入時，us與uL及兩回路耦合較緊，調(diào)諧信號回路對本振頻率fL有影響；當us較大時，fL要受us的影響（頻率牽引效應）。此外，當前級是天線回路時，本振信號會產(chǎn)生反向輻射。在并饋電路中可適當選擇耦合電容CL值以減小上述影響。圖6-59（c）是本振射極注入，對本振信號uL來說，晶體管共基組態(tài)，輸入電阻小，要求本振注入功率較大。

圖6-59混頻器本振注入方式圖6-60（