《高頻電子線路》課件1第3章

3.1概述3.2小信號諧振放大器3.3集中選頻放大器3.4放大器的噪聲3.5實訓:高頻小信號諧振放大器的仿真與性能分析習題

在無線通信中，發(fā)射與接收的信號應當適合于空間傳輸。所以，被通信設備處理和傳輸?shù)男盘柺墙?jīng)過調(diào)制處理過的高頻信號，這種信號具有窄帶特性。而且，通過長距離的通信傳輸，信號受到衰減和干擾，到達接收設備的信號是非常弱的高頻窄帶信號，在做進一步處理之前，應當經(jīng)過放大和限制干擾的處理，這就需要通過高頻小信號放大器來完成。這種小信號放大器是一種諧振放大器?；祛l器輸出端也接有這種小信號放大器，作為中頻放大器對已調(diào)信號進行放大。3.1概述高頻小信號放大器廣泛用于廣播、電視、通信、測量儀器等設備中。高頻小信號放大器可分為兩類：一類是以諧振回路為負載的諧振放大器；另一類是以濾波器為負載的集中選頻放大器。它們的主要功能都是從接收的眾多電信號中，選出有用信號并加以放大，同時對無用信號、干擾信號、噪聲信號進行抑制，以提高接收信號的質(zhì)量和抗干擾能力。諧振放大器常由晶體管等放大器件與LC并聯(lián)諧振回路或耦合諧振回路構(gòu)成。它可分為調(diào)諧放大器和頻帶放大器，前者的諧振回路需調(diào)諧于需要放大的外來信號的頻率上，后者諧振回路的諧振頻率固定不變。集中選頻放大器把放大和選頻兩種功能分開，放大作用由多級非諧振寬頻帶放大器承擔，選頻作用由ＬC帶通濾波器、晶體濾波器、陶瓷濾波器和聲表面波濾波器等承擔。目前廣泛采用集中寬頻帶放大器。高頻小信號放大器主要性能指標有：諧振增益、通頻帶、選擇性及噪聲系數(shù)等。

1.諧振增益

放大器的諧振增益是指放大器在諧振頻率上的電壓增益，記為Au0，其值可用分貝(dB)表示。放大器的增益具有與諧振回路相似的諧振特性，如圖3.1所示。圖中f0表示放大器的中心諧振頻率，Au/Au0表示相對電壓增益。當輸入信號的頻率恰好等于f0時，放大器的增益最大。圖3.1諧振放大器的幅頻特性曲線

2.通頻帶

通頻帶是指信號頻率偏離放大器的諧振頻率f0，放大器的電壓增益Au下降到諧振電壓增益Au0的≈0.707時所對應的頻率范圍，一般用BW0.7表示，如圖3.１所示。

BW0.7=fH-fL

3.選擇性

選擇性是指諧振放大器從輸入信號中選出有用信號成分并加以放大，而將無用的干擾信號加以有效抑制的能力。為了準確地衡量小信號諧振放大器的選擇性，通常選用“抑制比”和“矩形系數(shù)”兩個技術指標。

1)抑制比

抑制比可定義為：諧振增益Au0與通頻帶以外某一特定頻率上的電壓增益Au的比，用d(dB)表示，記為

2)矩形系數(shù)

假設諧振放大器是理想放大器，其特性曲線是圖3.1中所示的理想矩形。該圖表明在通頻帶內(nèi)放大器的電壓增益保持不變，而在通頻帶外電壓增益為零。若干擾信號頻率在放大器的頻帶之外，那么，它將被全部抑制。實際諧振放大器的特性曲線是圖3.1中所示的鐘形曲線。為了評價實際放大器的諧振曲線與理想曲線的接近程度，引入矩形系數(shù)，定義為

式中，BW0.7是放大器的通頻帶；BW0.1是相對電壓增益值下降到0.1時的頻帶寬度。K0.1值越小越好(K0.1≥1)，在接近１時，說明放大器的諧振特性曲線就愈接近于理想曲線，放大器的選擇性就愈好。

4.噪聲系數(shù)

放大器的噪聲系數(shù)是指輸入端的信噪比Pi/Pni與輸出端的信噪比Po/Pno兩者的比值，即

或

式中，Pi為放大器輸入端的信號功率；Pni為放大器輸入端的噪聲功率；Po為放大器輸出端的信號功率；Pno為放大器輸出端的噪聲功率。若放大器是一個理想的無噪聲線性網(wǎng)絡，那么，噪聲系數(shù)

(NF)dB=

有關噪聲問題將在3.4節(jié)討論。小信號諧振放大器類型很多，按調(diào)諧回路區(qū)分，有單調(diào)諧回路放大器、雙調(diào)諧回路放大器和參差調(diào)諧回路放大器。按晶體管連接方法區(qū)分，有共基極、共發(fā)射極和共集電極放大器等。本節(jié)討論一種常用的調(diào)諧放大器——共發(fā)射極單調(diào)諧放大器。

3.2.1單級單調(diào)諧放大器

單調(diào)諧放大器是由單調(diào)諧回路作為交流負載的放大器。圖3.2所示為一個共發(fā)射極單調(diào)諧放大器。它是接收機中一種典型的高頻放大器電路。3.2小信號諧振放大器圖3.2共射單調(diào)諧放大器

圖中R1、R2是放大器的偏置電阻，Re是直流負反饋電阻，C1、Ce是旁路電容，它們起到穩(wěn)定放大器靜態(tài)工作點的作用。LC組成并聯(lián)諧振回路，它與晶體管共同起著選頻放大作用。為了防止三極管的輸出與輸入導納直接并入LC諧振回路，影響回路參數(shù)，以及為防止電路的分布參數(shù)影響諧振頻率，同時也為了放大器的前后級匹配，本電路采用部分接入方式。R3的作用是降低放大器輸出端調(diào)諧回路的品質(zhì)因數(shù)Q值，以加寬放大器的通頻帶。圖3.3交流通路當直流工作點選定以后，圖3.2可以簡化成只包括高頻通路的等效電路，如圖3.3所示。由圖3.3可以看出，電路分為三部分：晶體管本身、輸入電路和輸出電路。晶體管是諧振放大器的重要組件，在分析電路時，可用Y參數(shù)等效電路來說明它的特性。輸入電路由電感Ｌa與天線回路耦合，將天線來的高頻信號通過它加到晶體管的輸入端。輸出電路是由Ｌ與C組成的并聯(lián)諧振回路，通過互感耦合將放大后的信號加到下一級放大器的輸入端。本電路的晶體管輸出端與負載輸入端采用了部分接入的方式。如果把LC并聯(lián)諧振回路調(diào)諧在放大器的工作頻率上，則放大器的增益就很高；偏離這個頻率，放大器的放大作用就下降。這樣，放大器能放大的頻帶寬度，就局限于LC并聯(lián)諧

振回路的諧振頻率附近。可見調(diào)諧放大器頻帶響應，在很大程度上決定于LC諧振回路的特性。因此在研究單調(diào)諧放大器之前，我們首先分析LC并聯(lián)諧振回路的特性。圖3.4LC并聯(lián)回路

1.LC并聯(lián)諧振回路

信號源與電感線圈和電容器并聯(lián)組成的電路，叫做LC并聯(lián)回路，如圖3.4所示。圖中與電感線圈Ｌ串聯(lián)的電阻Ｒ代表線圈的損耗，電容Ｃ的損耗不考慮。為信號電流源。為了分析方便，在分析電路時也暫時不考慮信號源內(nèi)阻的影響。1)并聯(lián)諧振回路阻抗的頻率特性

如圖3.4所示，其阻抗表達式為

式中

即

在實際應用中，在諧振頻率ω0附近，通常滿足ωL>>R，故

(3-2)(3-1)由式(3-2)得，阻抗的模和阻抗相角分別為

(3-3)

(3-4)

下面討論并聯(lián)回路阻抗的頻率特性。當回路諧振時，即ω=ω0時，ω0L-1/(ω0C)=0。并聯(lián)諧振回路的阻抗為一純電阻，數(shù)值可達到最大值|Z|=RP=L/CR,RP稱為諧振電阻，阻抗相角為φ=0。從圖3.5可以看出，并聯(lián)諧振回路在諧振點頻率ω0時，相當于一個純電阻電路。圖3.5并聯(lián)諧振回路的特性曲線當回路的角頻率ω＜ω0時，并聯(lián)回路總阻抗呈電感性。當回路的角頻率ω＞ω0時，并聯(lián)回路總阻抗呈電容性。

利用導納分析并聯(lián)諧振回路及等效電路是比較方便的，為此引入并聯(lián)諧振回路的導納Y。由(3-2)式得(3-5)式中，GP=，為電導;B=ωC-，為電納。圖3.6并聯(lián)振蕩回路圖3.6就是由式(3-5)得出的。式(3-5)是我們常用的并聯(lián)振蕩回路的表達形式。

2)并聯(lián)諧振回路端電壓頻率特性

諧振回路兩端的電壓為

UAB=U=Is|Z|=

(3-6)圖3.7電壓-頻率特性曲線UAB=U0=Is

=IsRP

(3-8)(3-7)當諧振回路諧振時由此可見，在信號源電流Is一定的情況下，并聯(lián)回路端電壓UAB的頻率特性與阻抗頻率特性相似，如圖3.7所示。

3)并聯(lián)諧振回路諧振頻率

在實際應用中，并聯(lián)諧振回路頻率可以由式(3-2)近似求出

(3-9)

并聯(lián)回路準確的諧振角頻率可以從式(3-1)求出：

(3-10)由于我們不研究低Ｑ并聯(lián)回路，因此這個公式很少使用。Ｑ值較高時，式(3-10)近似與式(3-9)一致，因此只要記住式(3-9)就可以了。

4)品質(zhì)因數(shù)

由圖3.4,并聯(lián)回路諧振時的感抗或容抗與線圈中串聯(lián)的損耗電阻Ｒ之比，定義為回路的品質(zhì)因數(shù)，用Ｑ0表示:

(3-11)式中，ρ=，稱為特性阻抗;

Ｑ0為LC并聯(lián)諧振回路的空載Ｑ值。

而圖3.6中，并聯(lián)諧振回路的諧振電阻可以用Ｑ0表示為

(3-12)

上式說明并聯(lián)諧振回路在諧振時，諧振電阻等于感抗或容抗的Ｑ0倍。

5)諧振曲線、通頻帶及選擇性

將式(3-6)與式(3-8)相比，得

(3-13)圖3.8并聯(lián)回路諧振曲線令ξ=為廣義失諧，則上式可簡寫成

由式(3-14)可以繪出并聯(lián)回路諧振曲線，如圖3.8所示。這曲線適用于任何ＬＣ并聯(lián)諧振回路。對ξ進行如下變換：

(3-14)在諧振頻率附近，可近似地認為，ω≈ω0，ω+ω0=2ω，則

(3-15)

式中，Δf=f-f0,得

(3-16)從式(3-16)可以看出，在諧振點,Δf=0，U/U0=1。隨著|Δf|的增大，U/U0將減小。

對于同樣的偏離值Δf，Q0越高，U/U0衰減就越多，諧振曲線就越尖銳，如圖3.9所示。

下面利用諧振曲線求出通頻帶。

由式(3-16)，令U/U0=0.707，如圖3.10所示，可得回路的通頻帶BW0.7為

BW0.7=2Δf0.7=

(3-17)

由上式可見，回路的通頻帶與空載Ｑ值成反比，Ｑ越高，通頻帶就越窄，曲線越尖銳。回路的選擇性越好，如圖3.9所示。圖3.9不同Q值的諧振曲線圖3.10通頻帶

例1

已知并聯(lián)諧振回路諧振頻率f0＝1MHz，Ｑ0＝100。求頻率偏離10kHz時，電壓相對于諧振點的衰減比值U/U0。又若Ｑ0＝50，求U/U0。

解

(１)

Ｑ0=100時,

(2)Ｑ0=50時，

根據(jù)上面計算結(jié)果可畫得圖3.11，它說明在相同的頻率偏離值Δf下，Ｑ越高，諧振曲線越尖銳，選擇性越好，但通頻帶窄了。我們希望諧振回路有一個很好的選擇性，同時要有一個較寬的通頻帶，這是矛盾的。為了保證較寬的通頻帶，只能犧牲選擇性。圖3.11例1圖

6)并聯(lián)諧振回路中的電流

并聯(lián)回路諧振時，流過RP、Ｃ、Ｌ中的電流如下：

(3-18)

(3-19)(3-20)由上面三式可見，并聯(lián)回路諧振時，諧振電阻ＲP上的電流就等于信號源的電流。電感支路上的電流和電容支路上的電流，等于信號源電流的Ｑ0倍。因此，在諧振時，信號

源電流Is不大，但電感、電容支路上電流卻很大，是信號源電流的Ｑ0倍，所以說并聯(lián)諧振也叫電流諧振。圖3.12考慮Rs和RL后的并聯(lián)諧振回路

7)信號源內(nèi)阻及負載對諧振回路的影響

考慮Ｒs和ＲL后的并聯(lián)諧振回路如圖3.12所示。下面利用電導的形式來分析電路。

諧振回路的總電導為

GΣ=gs+gP+gL

諧振回路的空載Ｑ0值，即為

諧振回路的有載ＱL值為

根據(jù)上兩式，可以得ＱL與Ｑ0的關系

(3-21)

由于GΣ＞gP，所以QL＜Q0。由于Rs和RL是并聯(lián)連接在諧振回路兩端的，這導致回路的Ｑ值降低。Rs和RL越小，則Ｑ值下降越多，通頻帶就越寬，回路的選擇性越差，也就是說，信號源內(nèi)阻和負載電阻對回路的旁路作用越顯得嚴重。

8)并聯(lián)諧振回路的耦合連接

信號源內(nèi)阻或負載并聯(lián)在回路兩端，將直接影響回路的Ｑ值，影響負載上的功率輸出及回路的諧振頻率。為解決這個問題，可用阻抗變換電路，將它們折算到回路兩端，以改善對回路的影響。

(1)變壓器的耦合連接。

圖3.13(a)為變壓器的耦合連接電路。變壓器的初級是一個諧振回路的電感線圈，次級接到負載RL上，將負載折合到諧振回路后的等效負載為RL′，見圖3.13(b)。設初級線圈數(shù)為N1，次級線圈數(shù)為N2。在變壓器緊耦合時，負載電阻RL與等效負載RL′的關系為

(3-22)

例如：已知RL=1kΩ，N1/N2=2，則RL′=4kΩ。這說明，如果1kΩ的電阻直接接到諧振回路，對回路影響較大。如果將1kΩ的電阻通過變壓器再折合到回路中，就相當于一個4kΩ的電阻，它對并聯(lián)諧振回路的影響就顯著減弱了。圖3.13變壓器的耦合連接

(２)自耦變壓器的耦合連接。

如圖3.14(a)所示，N13是總線圈數(shù)，N23是自耦變壓器的抽頭部分線圈數(shù)。負載電阻RL折合到諧振回路后的等效電阻為RL′，如圖3.14(b)所示。

式中，n=N23/N13為接入系數(shù)。(3-23)圖3.14自耦變壓器的耦合連接

(３)變壓器自耦變壓器的耦合連接。

如圖3.15(a)所示，該電路可以將信號源內(nèi)阻和負載電阻折合到諧振回路中，如圖3.15(b)所示(注意接入系數(shù)的正確選擇)。

(3-24)RL和Rs折合到諧振回路后的電阻為RL′和Rs′分別為

(3-25)圖3.15變壓器自耦變壓器的耦合連接

2.單調(diào)諧放大器

單調(diào)諧放大器如圖3.16(a)所示。將圖3.16(a)化為交流等效電路，可得圖3.16(b)。

根據(jù)晶體管Ｙ參數(shù)等效電路，并考慮到為保證實用的單調(diào)諧放大器穩(wěn)定地工作，采取了一定的措施，使內(nèi)部反饋很小。因此，為了簡化電路，常略去內(nèi)部反饋的影響，即假定Yre=0，則得如圖3.16(c)所示形式。在圖3.16(c)中，晶體管輸出端可以用電流源為與輸出導納Yoe并聯(lián)表示。將Yoe用輸出電導goe和輸出電容Coe并聯(lián)表示，單調(diào)諧放大器的輸出回路可畫成如圖3.16(d)所示的形式。

LC回路中，諧振電阻可用諧振電導gP=1/RP表示，外接負載YL可以認為是由電導gL與電容CL并聯(lián)而成的。根據(jù)部分接入關系，可將Is、goe

、Coe、gL、CL折算到LC并聯(lián)回路，得圖3.16(e)?？梢?，這個圖的形式完全是一個并聯(lián)形式。在圖3.16(e)中，

上式中n1

、n2是接入系數(shù)：(3-26)圖3.16單調(diào)諧放大器的等效電路

將圖3.16(e)中的goe′、gL′、gP合并，得GΣ；將Coe′、C、CL′合并，得CΣ。

這樣可進－步將圖3.16(e)簡化成如圖3.16(f)所示的形式。在圖3.16(f)中，(3-27)

1)單調(diào)諧放大器電壓增益

放大器的電壓增益：(3-28)式中

為有載品質(zhì)因數(shù);

為有載時并聯(lián)回路的諧振頻率。其電壓增益的模為

(3-29)當回路諧振時，f=f0，Δf=0時，放大器諧振電壓增益為

其模為

(3-30)(3-31)諧振放大器諧振時的電壓增益最大。式中的負號，表示放大器輸入電壓與輸出電壓反相(有180°的相位差)。諧振放大器的電壓增益與接入系數(shù)n1、n2有關。在回路Ｑ值一定的條件下，適當選擇接入系數(shù)，可滿足阻抗匹配，即

此時，諧振放大器可獲得最大電壓增益。但是，在實際工作中，考慮到放大器工作的穩(wěn)定性，為了避免過高的增益和寄生反饋所造成的寄生振蕩，通常選擇的接入系數(shù)常使電路處于失配狀態(tài)，即

此時電壓增益下降，但卻能保證放大器穩(wěn)定工作。

2)單調(diào)諧放大器的通頻帶

式(3-29)與式(3-31)相比，可得單調(diào)諧放大器的諧振曲線數(shù)學表達式：

(3-32)

單調(diào)諧放大器的諧振曲線如圖3.17所示。圖3.17單調(diào)諧放大器的幅頻特性曲線圖3.18不同Q值的諧振曲線令=0.707，可求得單調(diào)諧放大器的通頻帶

BW0.7：

BW0.7=2Δf0.7=

(3-33)顯然，單調(diào)諧諧振放大器的通頻帶取決于回路的諧振頻率f0以及有載品質(zhì)因數(shù)QL。當f0確定時，ＱL越低，通頻帶愈寬,如圖3.18所示?？梢?，減小QL可加寬單調(diào)諧放大器的通頻帶。具體地說，減小RP、RL均可降低ＱL,從而展寬單調(diào)諧放大器的通頻帶，如圖3.18所示。電阻R3正是為加寬放大器的通頻帶而設的。R3的并接意味著調(diào)諧回路的外接負載加重，ＱL值下降，BW0.7加寬。因此，稱R3為降Ｑ電阻。在回路兩端并聯(lián)一個電阻以加寬放大器的頻帶是以降低放大器的電壓增益為代價的。由式(3-31)可得

當Yfe、n1、n2、CΣ均為定值時，諧振放大器的增益與通頻帶的乘積為一常數(shù)，也就是說，通頻帶越寬，增益越??；反之則增益越大。(3-34)

3)單調(diào)諧放大器的選擇性

得

BW0.1=2Δf0.1=上式與式(3-33)相比，得矩形系數(shù)

上式說明，單調(diào)諧放大器的矩形系數(shù)遠大于１，諧振曲線與矩形相差太遠，故單調(diào)諧諧振放大器的選擇性較差。(3-35)

4)功率增益

單調(diào)諧放大器的功率增益可由下式表示：

GP=

或GP(dB)=10lg

式中，Pi為放大器的輸入功率；Po為輸出端負載gL上所獲得的功率。在滿足匹配的條件下，并考慮到回路的固有損耗，可由下式計算實際的功率增益：

GPo=GPomax

(3-36)

式中，GPomax=是回路無損耗又匹配時，晶體管能給出的最大功率；稱為電路的插入損耗，它表示回路存在損耗時增益下降的程度。3.2.2多級單調(diào)諧回路諧振放大器

在圖3.19中晶體管V2集電極上加一個諧振回路，就可得雙級單調(diào)諧放大電路，如圖3.20所示。圖3.19單調(diào)諧放大電路圖3.20雙級單調(diào)諧放大器

1.電壓增益

設有n級單調(diào)諧放大器相互級聯(lián)，且各級的電壓增益相同，即

Ａu1=Ａu2=Ａu3=…=Ａun

則級聯(lián)后放大器的總電壓增益為

|An|=|Au1|·|Au2|·|Au3|…|Aun|=|Aun|n

(3-37)諧振時，電壓增益為

|An0|=

(3-38)

電壓增益諧振曲線數(shù)學表達式為

(3-39)圖3.21級聯(lián)放大器諧振曲線從式(3-38)可以看出，級聯(lián)后總電壓增益是單級電壓增益的n次方。在圖3.21中，n=1是單級單調(diào)諧放大器電壓增益諧振曲線；n=2是雙級單調(diào)諧放大器電壓增益諧振曲線；n=3是三級單調(diào)諧放大器電壓增益諧振曲線。

2.通頻帶

令式(3-39)等于0.707，可得n級級聯(lián)放大器的總通頻帶

(3-40)

式中,f0/ＱL是單級單調(diào)諧放大器通頻帶；是頻帶縮小因子。下表列出不同n值時縮小因子的大?。嚎梢?級聯(lián)后通頻帶按倍數(shù)減小。

3.選擇性

令式(3-39)等于0.1，可得n級級聯(lián)放大器總通頻帶BW0.1為

將上式與式(3-40)相比，得矩形系數(shù)為

(3-41)下表列出了不同n值時矩形系數(shù)的大小。由表可以看出，級數(shù)越大，矩形系數(shù)越接近１。總之，在多級級聯(lián)放大器中，級聯(lián)后放大器的總電壓增益比單級放大器的電壓增益大，選擇性好,但總通頻帶比單級放大器通頻帶窄。如果要保證總的通頻帶與單級時的一樣，則必須通過減小每級回路有載Ｑ值，以加寬各級放大器的通頻帶的方法來彌補。對于圖3.21所示的曲線，級數(shù)增加，選擇性有所提高，但是當n＞３時，選擇性改善程度不明顯。所以說，靠增加級數(shù)來改善選擇性是有限的。3.2.3雙調(diào)諧回路諧振放大器

雙調(diào)諧回路放大器具有較好的選擇性、較寬的通頻帶，并能較好地解決增益與通頻帶之間的矛盾，因而它被廣泛地用于高增益、寬頻帶、選擇性要求高的場合。但雙調(diào)諧回路放大器的調(diào)整較為困難。圖3.22雙調(diào)諧回路放大器雙調(diào)諧回路放大器如圖3.22(a)所示，圖中，L1C1與L2C2組成的雙調(diào)諧耦合回路，作為晶體管V1的集電極交流負載。晶體管V1的集電極在初級線圈的接入系數(shù)為n1；晶體管V2的基極在次級線圈的接入系數(shù)為n2。假設初、次級回路本身的損耗都很小，可以忽略,則雙調(diào)諧放大器的等效電路如圖3.22(b)所示。為了討論方便，將晶體管V1中的、goe、Coe折算到L1C1中；將晶體管V2中的gie、Cie折算到L2C2中，可得圖3.22(c)。設初、次級回路都調(diào)諧在同一個中心頻率f0上，并且兩個回路中的組件都取相同值,即L1=L2=L、C1=C2=C、G1=G2=G

。這樣可以方便地計算雙調(diào)諧回路放大器的主要參數(shù)。

1.電壓增益

式中

ξ=QL(3-42)為廣義失調(diào)量；

η=

=KQL

為耦合因子；

K=

為L1、L2之間的耦合系數(shù)。

對耦合回路來講，可分為臨界耦合、強耦合及弱耦合三種情況。下面對不同耦合時的電壓增益進行討論。圖3.23臨界耦合時放大器電壓增益諧振曲線圖3.24η＞1及η＜1時放大器電壓增益諧振曲線

1)臨界耦合時的電壓增益

臨界耦合條件是η=1(K=1/ＱL)。

在諧振時，ξ=0，放大器電壓增益為最大值，記為

(3-43)

電壓增益諧振曲線關系式為

可得|Au/Au0|~ξ曲線如圖3.23所示。(3-44)

2)強耦合及弱耦合時電壓增益

強耦合條件：η＞１；

弱耦合條件：η＜１。

放大器在強耦合及弱耦合條件下的電壓增益諧振曲線關系式為

它們對應的諧振曲線如圖3.24所示。(3-45)從圖3.23和圖3.24可以看出，弱耦合時諧振曲線為單峰值；強耦合時諧振曲線為雙峰值；臨界耦合時，諧振曲線為單峰值且最大。

2.通頻帶

令式(3-44)

=0.707，得雙調(diào)諧放大器的通頻帶

BW0.7=

(3-46)上式表明雙調(diào)諧放大器在臨界耦合狀態(tài)時，通頻帶為單調(diào)諧放大器通頻帶的倍。

3.選擇性

令式(3-44)

=0.1，得

BW0.1=

將上式與(3-46)式相比，得臨界耦合時雙調(diào)諧放大器的矩形系數(shù)：

K0.1=

(3-47)上式表明雙調(diào)諧放大器在臨界耦合狀態(tài)時，選擇性比單調(diào)諧放大器選擇性好。

綜上所述，雙調(diào)諧放大器在弱耦合時，其放大器的諧振曲線和單調(diào)諧放大器相似，通頻帶窄，選擇性差；在強耦合時，通頻帶顯著加寬，矩形系數(shù)變好，但不足之處是諧振曲線的頂部出現(xiàn)凹陷，這就使回路通頻帶、增益的兼顧較難。解決的方法通常是在電路上采用雙—單—雙的方式，即用雙調(diào)諧回路展寬頻帶，又用單調(diào)諧回路補償中頻段曲線的凹陷，使其增益在通頻帶內(nèi)基本一致。但在大多數(shù)情況下，雙調(diào)諧放大器是工作在臨界耦合狀態(tài)的。3.2.4諧振放大器的穩(wěn)定性

在討論放大器的穩(wěn)定性之前，先分析一下放大器的輸入導納。

1.放大器的輸入導納

如圖3.25所示，求放大器輸入導納Yi

。圖中，Ys是信號源導納；YL是集電極總負載導納。圖3.25計算Yi的調(diào)諧放大器等效電路放大器輸入導納：

式中，Yi′是輸出電路通過Yre的反饋而引起的輸入導納，稱反饋等效導納；Yie是晶體管的輸入導納。(3-48)當反向傳輸導納Yre=0時，反饋等效導納Yi′=0，放大器

的輸入導納等于晶體管的輸入導納，即Yi=Yie。

顯然在這種情況下，放大器輸出電路中晶體管的參量Yfe、Yoe和集電極負載導納YL對放大器輸入導納沒有影響。圖3.26內(nèi)反饋對諧振曲線的影響當反向傳輸導納Yre≠0時，反饋等效導納Yi′≠0，放大

器輸入導納不等于晶體管的輸入導納。這時放大器輸出電路中晶體管的參量Yfe、Yoe和集電極負載導納YL都對放大器的輸入導納有影響。顯然，Yre起到了放大電路的輸出回路與輸入回路的連接作用。在條件合適時，放大器輸出電壓可通過Yre把一部分信號反饋到輸入端，形成自激振蕩。即使不發(fā)生自激振蕩，由于內(nèi)部反饋隨頻率變化而變化，它對某些頻率可能是正反饋，而對另一些頻率則是負反饋，其總結(jié)果是使放大器頻率特性受到影響，通頻帶和選擇性都有所改變，如圖3.26所示。從上面的簡單分析可以看出，晶體管Yre的存在對放大器的穩(wěn)定性起著不良影響，要設法盡量把它減小或消除。

2.穩(wěn)定性

從式(3-48)看出，如果加大負載導納YL，則放大器輸入導納

Yi=Yie-≈Yie

這樣可以認為輸出電路對輸入電路沒有影響，從而消弱了Yre的作用。即使YL有一點變化，它對Yi的影響也是很小的。在實際應用中，應盡量選用增益不太高、Yre小的晶體管，同時在電路上可采用失配法來減小內(nèi)反饋的影響。失配是指：信號源內(nèi)阻不與晶體管輸入阻抗匹配；晶體管輸出端負載阻抗不與本級晶體管的輸出阻抗匹配。

失配法的典型電路是共發(fā)射極—共基極級聯(lián)放大器。圖3.27是尋呼機的射頻放大電路，圖中兩個晶體管V1、V2組成共發(fā)射極—共基極級聯(lián)電路，其等效電路如圖3.28所示。前一級是共射電路，后一級是共基電路。該電路是利用共基電路輸入導納很大，使得V1、V2管之間嚴重失配來減小內(nèi)反饋的影響，來達到電路穩(wěn)定的。圖3.27尋呼機的射頻放大電路圖3.28共發(fā)射極-共基極級聯(lián)放大器等效電路當V2與V1連接時，V2管的輸入導納可作為V1管的負載，由于V2的輸入導納很大，晶體管V1的輸入導納Yi中的YL可以為很大，這時Yi=Yie。可見，共射極—共基極級聯(lián)電路的輸出電路對輸入端的影響很小。即晶體管內(nèi)反饋的影響相應地減小，甚至可以不考慮內(nèi)反饋的影響，因此，放大器的穩(wěn)定性就得到了提高。對于共射極—共基極級聯(lián)電路，雖然共射極電路在負載導納很大的情況下，電壓增益很小，但電流增益仍比較大；共基極電路雖然電流增益小于１，但電壓增益卻較大。因此，它們相互補充，可使整個級聯(lián)放大器有較高的功率增益。必須指出：在此，我們只討論了內(nèi)部反饋引起的放大器不穩(wěn)定，并沒有考慮外部其它途徑反饋的影響。這些影響有輸入、輸出之間的空間電磁耦合，公共電源的耦合等。外部反饋的影響在理論上是很難討論的，必須在去耦電路和工藝結(jié)構(gòu)上采取措施。前面介紹了幾種類型的調(diào)諧放大器，它們的線路和性能雖有所不同，但仍有一些共同的特點。在線路上，放大器的每一級都包含有晶體管和調(diào)諧回路，即它們既有放大器件，又有選擇性電路，后者對指定頻率調(diào)諧，以保證獲得所需的選擇性。當放大器的級數(shù)較少時，采用這種線路是合適的。但是，在要求放大器的頻帶寬、增益高時，采用多級調(diào)諧放大器，就會暴露出一些缺點。因為每一級都要有調(diào)諧回路，元件多，調(diào)整麻煩，工作也不容易穩(wěn)定。3.3集中選頻放大器采用集中放大和濾波的集中濾波選頻放大器，則可以在比較方便地獲得高增益的同時，提供一個良好的選頻特性。由于集成電路的迅速發(fā)展，尤其是在寬頻帶、高增益線性集成電路出現(xiàn)以后，高增益的集中選頻放大器性能有了很大的提高，因此被廣泛地應用。

集中選頻放大器構(gòu)成如圖3.29所示，它由兩部分組成，一部分是寬頻帶放大器，另一部分是集中選頻濾波器。圖3.29集中選頻放大器組成示意圖寬頻帶放大器一般由線性集成電路構(gòu)成，當工作頻率較高時，也可用其它分立元件寬頻帶放大器構(gòu)成。集中選頻濾波器可以由多節(jié)電感、電容串并聯(lián)回路構(gòu)成的LC濾波器構(gòu)成，也可以由石英晶體濾波器、陶瓷濾波器和聲表面波濾波器構(gòu)成。由于這些濾波器可以根據(jù)系統(tǒng)的性能要求進行精確的設計，而且在與放大器連接時可以設置良好的阻抗匹配電路，因此，其選頻特性可以接近理想的要求。下面先介紹陶瓷濾波器和聲表面波濾波器，然后介紹集中選頻放大器的應用。3.3.1集中選頻濾波器

1.陶瓷濾波器

在通信、廣播等接收設備中，陶瓷濾波器有著廣泛的應用。

陶瓷濾波器是利用某些陶瓷材料的壓電效應構(gòu)成的濾波器，常用的陶瓷濾波器是由鋯鈦酸鉛［Pb(ZrTi)O3］壓電陶瓷材料(簡稱PZT)制成的。

在制造時，陶瓷片的兩面涂以銀漿(一種氧化銀)，加高溫后還原成銀，且牢固地附著在陶瓷片上，形成兩個電極；再經(jīng)過直流高壓極化后，便具有和石英晶體相類似的電壓效應。因此，它可以代替石英晶體作濾波器用。與其它濾波器相比，陶瓷容易焙燒，可制成各種形狀，適合濾波器的小型化；而且耐熱性、耐濕性好，很少受外界條件的影響。它的等效品質(zhì)因數(shù)QL值為幾百，比LC濾波器的高，但比石英晶體濾波器的低。因此，它作濾波器時，通頻帶沒有石英晶體的那樣窄，選擇性也比石英晶體濾波器的差。

所謂壓電效應，就是指當陶瓷片發(fā)生機械變形時，例如拉伸或壓縮，它的表面就會出現(xiàn)電荷；而當陶瓷片兩電極加上電壓時，它就會產(chǎn)生伸長或壓縮的機械變形。這種材料和其它彈性體一樣，具有慣性和彈性，因而存在著固有振動頻率。當固有振動頻率與外加信號頻率相同時，陶瓷片就產(chǎn)生諧振，這時機械振動的幅度最大，相應地，在陶瓷片表面上產(chǎn)生的電荷量也最大，因而外電路中的電流也最大。這表明壓電陶瓷片具有串聯(lián)諧振的特性，其等效電路和電路符號如圖3.30(ａ)、(ｂ)所示。圖中C0為壓電陶瓷片的固定電容值，Lq、Cq、rq分別相當于機械振動時的等效質(zhì)量、等效彈性系數(shù)和等效阻尼。壓電陶瓷片的厚度、半徑等尺寸不同時，其等效電路參數(shù)也就不同。圖3.30壓電陶瓷片等效電路和電路符號圖3.31陶瓷片的阻抗頻率特性從圖3.30電路可見，陶瓷片具有兩個諧振頻率，一個是串聯(lián)諧振頻率fs，另一個是并聯(lián)諧振頻率fp,

(3-49)

(3-50)在串聯(lián)諧振頻率時，陶瓷片的等效阻抗最??；在并聯(lián)諧振頻率時，陶瓷片的等效阻抗為最大。其阻抗頻率特性如圖3.31所示。如將陶瓷濾波器連成如圖3.32所示的形式，即為四端陶瓷濾波器。圖3.32(ａ)為由兩個陶瓷片組成的四端陶瓷濾波器，圖(ｂ)和(ｃ)分別為由五個陶瓷片和九個陶瓷片組成的四端陶瓷濾波器。陶瓷片數(shù)目愈多，濾波器的性能愈好。圖3.33所示為四端陶瓷濾波器的電路符號。圖3.32四端陶瓷濾波器圖3.33四端陶瓷濾波器的電路符號在使用四端陶瓷濾波器時，應注意輸入、輸出阻抗必須與信號源、負載阻抗互相匹配，否則其幅頻特性將會變壞，通頻帶內(nèi)的響應起伏增大，阻帶衰減值變小。陶瓷濾波器的工作頻率可以從幾百千赫茲到幾十兆赫茲，帶寬可以做得很窄。其缺點是頻率特性曲線較難控制，生產(chǎn)一致性較差，通頻帶也往往不夠?qū)?。采用石英壓電晶體片作濾波器可取得更好的頻率特性，其等效品質(zhì)因數(shù)比陶瓷片高得多，但由于石英晶體片濾波器價格比較高，只有在質(zhì)量要求較高的通信設備中才使用。2.聲表面波濾波器目前，在高頻電子線路中，還應用聲表面波濾波器。這種濾波器具有體積小、重量輕、性能穩(wěn)定、工作頻率高(幾兆赫茲～１吉赫茲)、通頻帶寬、特性一致性好、制造簡單、適于批量生產(chǎn)等特點，近年來發(fā)展很快，是當前通信、廣播等接收設備中主要采用的一種選擇性濾波器。聲表面波濾波器結(jié)構(gòu)示意圖如圖3.34所示。它以鈮酸鋰、鋯鈦酸鉛或石英等壓電材料為基片，利用真空蒸鍍法，在拋光過的基片表面形成厚度約為10μｍ的鋁膜或金膜電極，稱其為叉指電極。左端叉指電極為發(fā)端換能器，右端叉指電極為收端換能器。圖3.34聲表面波濾波器結(jié)構(gòu)示意圖聲表面波濾波器工作原理是：當把輸入信號加到發(fā)端換能器上時，叉指間便產(chǎn)生交變電場，在基片表面和不太深的內(nèi)部便會產(chǎn)生彈性變形，形成聲表面波，它沿著垂直于電極軸向的兩個方向傳播。向左傳播的聲表面波將被涂于基片左端的吸收材料所吸收；向右傳播的聲表面波沿著圖中箭頭方向，從發(fā)端到達收端，并通過壓電效應作用，在收端換能器的叉指電極對其產(chǎn)生電信號，并傳送給負載。聲表面波濾波器的中心頻率、通頻帶等性能與基片材料以及叉指電極的幾何尺寸和形狀有關。

圖3.34所示是一種長度L(兩叉指重疊部分的長度，稱指長)和寬度a(稱指寬)以及指距b均為一定值的結(jié)構(gòu)，稱其為均勻叉指。假如聲表面波傳播的速度是v，可得f0＝ｖ／ｄ，即換能器的頻率為ｆ0時，聲表面波的波長是λ0，它等于換能器周期段長ｄ，ｄ＝２(ａ+ｂ)。當輸入信號的頻率ｆ等于換能器的頻率f0時，各節(jié)所激發(fā)的表面波同相疊加，振幅最大，可寫成

As=nA0

(3-51)

式中，Ａ0是每節(jié)所激發(fā)的聲波強度振幅值，ｎ是叉指條數(shù)(有N=n/2個周期段)，Ａs是總振幅值。這時的信號頻率為換能器的頻率ｆ0，稱為諧振頻率。當信號頻率偏離ｆ0時，換能器各節(jié)電極所激發(fā)的聲波強度振幅值基本不變，但相位有變化。這時振幅—頻率特性曲線如圖3.35所示。圖3.35均勻叉指換能器的振幅—頻率特性曲線為了獲得理想矩形頻率特性的濾波器，可采用非均勻叉指換能器，如圖3.36所示。圖中發(fā)端換能器的指寬相等，各指的指距也相等，但重疊部分的指長按一定函數(shù)規(guī)律變化。這種根據(jù)某一函數(shù)變化規(guī)律設計出的指長分布不同的叉指換能器，稱為長度加權結(jié)構(gòu)。也可以維持各叉指電極長度不變，而使其寬度隨某一函數(shù)規(guī)律而變化，稱為寬度加權結(jié)構(gòu)。

為了保證對信號的選擇性要求，聲表面波濾波器接入實際電路時，必須實現(xiàn)良好的阻抗匹配。圖3.36非均勻叉指換能器3.3.2集中選頻放大器的應用

圖3.37是尋呼機射頻接收電路的一部分原理圖。圖3.37尋呼機射頻接收電路的一部分原理圖

1)天線

L1、L2是一個雙環(huán)路金屬板天線，Ｃ1、Ｃ2和微調(diào)電容Ｃ3為其調(diào)諧電容，其作用是提高接收機的選擇性。從天線接收到的射頻信號通過由Ｃ4和Ｃ5組成的阻抗匹配網(wǎng)絡耦合到射頻放大器輸入端。

2)射頻放大器

從天線輸入的射頻信號由射頻放大器放大。放大器是包含V1和V2及有關元件的級聯(lián)電路。

V1和V2組成共射極—共基極級聯(lián)電路，它的特點是穩(wěn)定且反饋最小，因此，在電路中無需中和。VD是保護二極管，防止負脈沖信號損壞V1。

3)帶通濾波器

帶通濾波器用來濾除無用的射頻輸入信號，以提高接收機的抗擾性。其電路包括聲表面波射頻帶通濾波器FL1、Ｃ8和L3。電容Ｃ8和電感Ｌ3用作射頻放大器和濾波器之間的阻抗匹配。3.4.1電阻熱噪聲、晶體管的噪聲

1.電阻熱噪聲

電阻熱噪聲是由電阻體內(nèi)的自由電子在一定溫度下，處于無規(guī)則的熱運動狀態(tài)引起的。這種運動的方向和速度都是隨機的，溫度越高，自由電子的運動就越劇烈。3.4放大器的噪聲圖3.38電阻噪聲電壓波形電阻內(nèi)大量自由電子進行無規(guī)則的熱運動，將產(chǎn)生的窄脈沖電流相疊加，這就形成了電阻的噪聲電流。由于這種噪聲是自由電子的熱運動所產(chǎn)生的，通常把它稱為電阻熱噪聲。在足夠長的時間內(nèi)，其電流平均值等于零，而瞬時值是上下波動的，稱為起伏電流。起伏電流流經(jīng)電阻Ｒ時，電阻兩端就會產(chǎn)生噪聲電壓un和噪聲功率。圖3.38所示為電阻噪聲電壓波形。電阻的起伏噪聲具有極寬的頻譜，從零頻率開始，一直延伸到1013～1014Hz以上的頻率，而且它的各個頻率分量的強度是相等的。這種頻譜和光學中的白色光譜類似，因為后者為一個包括所有可見光譜的均勻連續(xù)光譜，所以人們也就把這種具有均勻連續(xù)頻譜的噪聲叫做白噪聲。由于起伏噪聲具有隨機性質(zhì)，因而對它只能用統(tǒng)計的方法進行研究，即描述其統(tǒng)計特性。這里我們只研究它的宏觀表現(xiàn)，即用均方值的方法進行研究。

在單位頻帶內(nèi)，電阻所產(chǎn)生的熱噪聲電壓的均方值為

S(f)=4kTR(V2/Hz)

(3-52)式中，k為玻耳茲曼常數(shù)，為1.38×10-23J/K；T為熱力學溫度，單位為K，絕對溫度T(K)與攝氏溫度T(℃)間的關系為

T(K)=T(℃)+273

S(f)稱為噪聲功率譜密度。

電阻熱噪聲頻譜很寬，但只有位于放大器通頻帶Δf內(nèi)那一部分噪聲功率才能通過放大器得到放大。能通過放大器的電阻熱噪聲電壓的均方值為(3-53)因此，噪聲電壓的有效值(噪聲電壓)為

上面所討論的是以金屬導體作電阻(如金屬膜電阻、線繞電阻)產(chǎn)生熱噪聲的情況，但對于碳膜電阻、碳質(zhì)電阻等除會產(chǎn)生上述熱噪聲外，還會因碳粒之間的放電和表面效應等產(chǎn)生噪聲，因而這類電阻的噪聲較大。(3-54)一個實際電阻在電路中，可以用一個理想的電阻和一個均方值為的噪聲電壓源相串聯(lián)的電路來等效，如圖3.39(b)所示。也可以用一個理想的電導和一個均方值為的噪聲電流源相并聯(lián)的電路來等效,如圖3.39(c)所示。圖3.39電阻熱噪聲等效電路在圖3.39中，

=4kTRΔfn，

=4kTGΔfn

在由多個電阻組成的電路中，每個電阻都將引入一個噪聲源，每個電阻噪聲源都是獨立的，并且所有電阻都處在同一溫度。當幾個電阻串聯(lián)時，總噪聲電壓的均方值就等于各個電阻產(chǎn)生的噪聲電壓均方值之和。當幾個電阻并聯(lián)時，總噪聲電流均方值等于各個電阻產(chǎn)生的噪聲電流均方值之和。

2.晶體管的噪聲

晶體管的噪聲一般比電阻熱噪聲大，它有四種形式。

1)熱噪聲

和電阻相同，在晶體管中，電子不規(guī)則的熱運動也會產(chǎn)生熱噪聲。其中基極電阻rbb′所引起的熱噪聲最大，發(fā)射極和集電極電阻的熱噪聲一般很小，可以忽略。所以rbb′產(chǎn)生的熱噪聲電壓均方值為

=4kTrbb′Δfn

(3-55)

2)散粒噪聲

散粒噪聲是晶體管的主要噪聲源。散粒噪聲這個詞是沿用電子管噪聲中的詞。在二極管和三極管中都存在散粒噪聲。當PN結(jié)加上正向電壓后，電流流通。這種電流是由于載流子運動而形成的。在單位時間內(nèi)通過PN結(jié)的載流子數(shù)目隨機起伏，使得通過PN結(jié)的電流在平均值上下作不規(guī)則的起伏變化而形成噪聲，我們把這種噪聲叫做散粒噪聲。晶體三極管是由兩個PN結(jié)構(gòu)成的，當晶體管處于放大狀態(tài)時，發(fā)射結(jié)為正向偏置，發(fā)射結(jié)所產(chǎn)生的散粒噪聲較大；集電結(jié)為反向偏置，集電結(jié)所產(chǎn)生的散粒噪聲可忽略不計。發(fā)射結(jié)散粒噪聲電流均方值為

=2qIEΔfn

(3-56)

式中,q為電子的電量。

3)分配噪聲

晶體管發(fā)射區(qū)注入到基區(qū)的多數(shù)載流子，大部分到達集電極，成為集電極電流，而小部分在基區(qū)內(nèi)被復合，形成基極電流。這兩部分電流的分配比例是隨機的，因而造成通過集電結(jié)的電流在靜態(tài)值上下起伏變化，引起噪聲，把這種噪聲稱為分配噪聲。晶體管集電極分配噪聲電流均方值為(3-57)

4)閃爍噪聲

閃爍噪聲又稱低頻噪聲。一般認為這種噪聲是由于晶體管清潔處理不好或有缺陷造成的。其特點是頻譜集中在低頻(約1kHz以下)，在高頻工作時通?？刹豢紤]它的影響。

綜合上述討論，可畫出晶體管共基極接法時噪聲的等效電路，如圖3.40所示。圖3.40晶體管共基極接法時噪聲等效電路

3.場效應管的噪聲

場效應管的噪聲主要是由場效應管溝道電阻產(chǎn)生的熱噪聲、柵極漏電流產(chǎn)生的散粒噪聲、表面處理不當引起的閃爍噪聲。一般說來，場效應管的噪聲比晶體管的噪聲低。3.4.2噪聲系數(shù)

研究噪聲的目的在于如何減少它對信號的影響。因此，離開信號談噪聲是無意義的。從噪聲對信號影響的效果看，不在于噪聲電平絕對值的大小，而在于信號功率與噪聲功率的相對值，即信噪比，記為S/N(信號功率／噪聲功率)。即使噪聲電平絕對值很高，但只要信噪比達到一定要求，噪聲影響就可忽略。否則，即使噪聲絕對電平低，由于信號電平更低，即信噪比低于１，則信號仍然會被淹沒在噪聲中而無法辨別。因此，信噪比是描述信號抗噪聲質(zhì)量的一個物理量。圖3.41描述放大器噪聲系數(shù)的等效圖

1.噪聲系數(shù)的定義

要描述放大系統(tǒng)固有噪聲的大小，就要用到噪聲系數(shù)。噪聲系數(shù)定義為

NF=

研究放大系統(tǒng)噪聲系數(shù)的等效圖如圖3.41所示。其中，Us為信號源電壓；

Rs為信號源內(nèi)阻；為Rs熱噪聲等效電壓均方值；RL為負載。

設Pi為信號源的輸入信號功率，Pni為信號源內(nèi)阻Rs產(chǎn)生的噪聲功率，設放大器的功率增益為Gp、帶寬為Δf，其內(nèi)部噪聲在負載上產(chǎn)生的功率為Pnao；Po和Pno分別為信號和信號源內(nèi)阻在負載上所產(chǎn)生的輸出信號功率和輸出噪聲功率。任何放大系統(tǒng)都是由導體、電阻、電子器件等構(gòu)成的，其內(nèi)部一定存在噪聲。由此不難看出，放大器以功率增益Gp放大信號功率Pi的同時，它也以同樣的功率增益放大輸入噪聲功率Pni。

此外，由于放大器系統(tǒng)內(nèi)部有噪聲，它必然在輸出端造成影響。因此，輸出信噪比要比輸入信噪比低。NF反映出放大系統(tǒng)內(nèi)部噪聲的大小。噪聲系數(shù)可由下式表示:

或

(3-58)噪聲系數(shù)通常只適用于線性放大器，因為非線性電路會產(chǎn)生信號和噪聲的頻率變換，噪聲系數(shù)不能反映系統(tǒng)附加的噪聲性能。由于線性放大器的功率增益

Gp=

所以式(3-58)可寫成

(3-59)式中，GpPni為信號源內(nèi)阻Rs產(chǎn)生的噪聲經(jīng)放大器放大后，在輸出端產(chǎn)生的噪聲功率;而放大器輸出端的總噪聲功率Pno應等于GpPni和放大器本身噪聲在輸出端產(chǎn)生的噪聲功率Pnao之和，即

Pno=Pnao+GpPni

(3-60)顯然，Pno＞GpPni，故放大器的噪聲系數(shù)總是大于1的。理想情況下，Pnao=0，噪聲系數(shù)NF才可能等于1。

將式(3-60)代入式(3-59),則得

NF=1+

(3-61)

2.信噪比與負載的關系

設信號源內(nèi)阻為Rs,信號源的電壓為Us(有效值)，當它與負載電阻RL相接時，在負載電阻RL上的信噪比計算如下：

信號源在RL上的功率

信號源內(nèi)阻噪聲在RL上的功率

在負載兩端的信噪比

結(jié)論：信號源與任何負載相接并不影響其輸入端信噪比，即無論負載為何值，其信噪比都不變，其值為負載開路時的信號電壓平方與噪聲電壓均方值之比。

3.用額定功率和額定功率增益表示的噪聲系數(shù)

放大器輸入信號源電路如圖3.42所示。

任何信號源加上負載后，其信噪比與負載大小無關，信噪比均為信號均方電壓(或電流)與噪聲均方電壓(或電流)之比。為了方便地計算噪聲系數(shù)，可設放大器輸入端和輸出端阻抗匹配，即Rs=Ri,Ro=RL；放大器輸入噪聲功率和信號功率均為最大，輸出端噪聲功率和信號功率也均為最大，稱為額定功率。圖3.42以額定功率表示的噪聲系數(shù)故放大器的噪聲系數(shù)NＦ為

NF=

式中，Pai和Pao分別為放大器的輸入和輸出額定信號功率，Pani和Pano分別為放大器的輸入和輸出額定噪聲功率，Gpa為放大器的額定功率增益。

信號源輸入額定噪聲功率為

Pani=

(3-62)

由此看出，不管信號源內(nèi)阻如何，它產(chǎn)生的額定噪聲功率是相同的，均為kTΔf，與阻值大小無關，只與電阻所處的環(huán)境溫度Ｔ和系統(tǒng)帶寬有關。但信號源額定功率為它隨Ｒs增加而減小，這也就是為什么接收機采用低內(nèi)阻天線的原因。

4.多級放大器噪聲系數(shù)的計算

已知各級的噪聲系數(shù)和各級功率增益，求多級放大器的總噪聲系數(shù)，如圖3.43所示。

由噪聲系數(shù)定義可得

Pano1=NF1Gpa1kTΔf圖3.43多級放大器噪聲系數(shù)計算等效圖在第二級輸出端，由第一級和第二級產(chǎn)生的總噪聲

Pano2=Gpa2Pano1+Gpa2kTΔfNF2-kTΔfGpa2

=Gpa2Gpa1NF1kTΔf+(NF2-1)Gpa2kTΔf由于由Ro1產(chǎn)生的噪聲已在Pano1中考慮，故這里應減掉，所以第一、二兩級的噪聲系數(shù)為

NF1-2=

(3-63)同理，可以導出多級放大器的總噪聲系數(shù)計算公式為

(3-64)上式表明，在多級放大器中，各級噪聲系數(shù)對總噪聲系數(shù)的影響是不同的，第一級的噪聲系數(shù)起決定性作用,越往后影響就越小。因此，要降低整個放大器的噪聲系數(shù)，最主要的是降低前級(尤其是第一級)的噪聲系數(shù)，并提高它們的額定功率增益。

5.等效噪聲溫度

在某些通信設備中，用等效噪聲溫度Ｔe表示更方便、更直接。熱噪聲功率與絕對溫度成正比，所以可用等效噪聲溫度來代表設備噪聲的大小。噪聲溫度可定義為：把放大器本身產(chǎn)生的噪聲功率折算到放大器輸入端時，使噪聲源電阻所升高的溫度稱為等效噪聲溫度Ｔe。

設放大器的噪聲系數(shù)為NF，噪聲源的溫度為Ｔ0，則折算到放大器輸入端的噪聲功率為NFkT0Δf，相當于新的溫度為NFT0，則它的溫升

Te=NFT0-T0=(NF-1)T0

(3-65)可得

NF=1+

(3-66)

Ｔｅ只代表放大器本身的熱噪聲溫度，與噪聲功率大小無關。由上式可知：

多級放大器的等效噪聲溫度為

(3-67)

6.晶體管放大器的噪聲系數(shù)

根據(jù)圖3.44所示的共基極放大器噪聲等效電路，可求出各噪聲源在放大器輸出端所產(chǎn)生的噪聲電壓均方值總和，然后根據(jù)噪聲系數(shù)的定義，可得到放大器的噪聲系數(shù)的計算公式(3-68)式中，ＩCO為集電結(jié)的反向飽和電流;其它符號的意義在前面均已介紹過。由式(3-68)可知，放大器噪聲系數(shù)NＦ是Ｒs的函數(shù)。

所以，在低頻工作時，選用共發(fā)射極電路作為輸入級比較有利。在高頻工作時，則選用共基極電路作為輸入級更好。圖3.44共基極放大器噪聲等效電路3.4.3降低噪聲系數(shù)的措施

通過以上分析，我們對電路產(chǎn)生噪聲的原因以及影響噪聲系數(shù)大小的主要原因有了基本了解?，F(xiàn)對降低噪聲系數(shù)的有關措施歸納如下。

1.選用低噪聲元、器件

對晶體管而言，應選用rbb′和噪聲系數(shù)小的管子。對電阻元件，則應選用結(jié)構(gòu)精細的金屬膜電阻。

2.選擇合適的直流工作點

晶體管放大器的噪聲系數(shù)與晶體管的直流工作點有較大的關系，選擇合適的直流工作點，可降低噪聲系數(shù)。

3.選擇合適的信號源內(nèi)阻

信號源內(nèi)阻與放大電路輸出噪聲及噪聲系數(shù)有著密切關系。在較低工作頻率時，由于最佳內(nèi)阻為500～2000Ω，與共發(fā)射極放大器的輸入電阻相近，因而這時宜選用共發(fā)射極放大器作為前級放大器，這樣可獲得最小噪聲系數(shù)。在較高頻率時，最佳內(nèi)阻為幾十到三四百歐姆，此時選用共基極放大器更為合適，這是因為共基極放大器輸入電阻較低，與最佳內(nèi)阻相近。

4.選擇合適的工作帶寬

噪聲電壓與通帶寬度有著密切關系，適當減小放大器的帶寬，有助于降低噪聲系數(shù)。

要使系統(tǒng)的噪聲系數(shù)小，就應使前級放大器增益大，本級噪聲系數(shù)小。例如，衛(wèi)星信號的接收系統(tǒng)將低噪聲放大器置于室外等措施，就是降低系統(tǒng)噪聲的方法。3.5實訓:高頻小信號諧振放大器的仿真與性能分析本節(jié)利用PSpice仿真技術來完成對高頻小信號諧振放大器的測試及性能分析。

范例：分析并觀察高頻小信號諧振放大器的輸出波形

步驟一繪出電路圖

(1)請建立一個項目CH2，然后繪出如圖3.45所示的電路圖。其中V1為正弦交流電壓源，V2為直流電源，Q1為晶體管。

(2)將圖中的其它元件編號和參數(shù)按圖中設置。

圖3.45高頻小信號諧振放大器電路步驟二瞬態(tài)分析(1)創(chuàng)建瞬態(tài)分析仿真配置文件,設定瞬態(tài)分析參數(shù):Runtotime(仿真運行時間)設置為6μs,Startsavingdataafter(開始存儲數(shù)據(jù)時間)設置為4μs,Maximumstepsize(最大時間增量)設置為1ns。(2)啟動仿真,觀察瞬態(tài)分析輸出波形。①設計的電路圖形文件若是可以順利地完成仿真,就會自動打開波形窗口。這是一個空圖,X軸變量已經(jīng)按照我們前面的參數(shù)設置為4μs~6μs,Y軸變量則等待著我們的選擇輸入。②在波形窗口中選擇Trace→AddTrace打開AddTrace對話框。請在窗口下方的TraceExpression欄處用鼠標選擇或直接由鍵盤輸入字符