通信電子線路 課件 第7章 反饋控制與整機線路

第7章反饋控制與整機線路7.1反饋控制電路7.2頻率合成器7.3整機線路小結

7.1反饋控制電路

在電子設備中，為了改善其性能指標，往往需要采用各種類型的控制電路。這些控制電路都是運用了反饋的原理，因而可統(tǒng)稱為反饋控制電路。

7.1.1自動增益控制電路

1.AGC電路的作用

AGC電路是某些電子設備的重要輔助電路之一，它的主要功能是使設備的輸入電平大范圍變化時保持其輸出電平在很小的電平范圍內變化。

為實現(xiàn)自動增益控制，必須有一個隨輸入信號改變而改變的控制電壓，稱為AGC電壓，利用此電壓去控制放大器的增益，達到自動增益控制的目的。

AGC電路經常用在接收機中，如電視機、收音機、移動電話等中。接收機工作時，其輸出信號取決于輸入信號和接收機的增益。接收機的輸入信號由于發(fā)射臺的發(fā)射功率、接收機與發(fā)射臺距離的遠近、接收環(huán)境的不同等原因而差別很大，所以必須設置AGC電路，保證接收機的輸出信號基本保持穩(wěn)定。圖7.1.1所示為一具有AGC功能的調幅接收機原理方框圖。

圖7.1.1具有AGC功能的調幅接收機方框圖

2.自動增益控制的主要類型

1)簡單AGC電路

在簡單AGC電路里，參考電平為0。

這樣，無論輸入信號振幅大小如何，AGC的作用都會使增益減小，從而使輸出信號振幅減小。

其輸出特性如圖7.1.2中的曲線b所示。

簡單AGC電路的優(yōu)點是線路簡單，在實用電路里不需要電壓比較器；缺點是對微弱信

號的接收很不利，因為輸入信號振幅很小時，放大器的增益仍會受到反饋控制而有所減

小，從而使接收靈敏度降低。

所以，簡單AGC電路適用于輸入信號振幅較大的場合。

圖7.1.2AGC電路的輸入輸出特性

2)延遲AGC電路

延遲AGC電路的輸出特性如圖7.1.2中的曲線c所示，只有當輸入信號電壓超過了門限電壓Uion時，AGC電路才起控制作用，從而保證在輸入信號小時，放大器的放大量較大，

而輸入信號較大時，圖7.1.1中的AGC檢波器才起作用，降低放大器的放大量。

所以這種AGC電路由于延遲到Ui>Uion

之后才開始起控制作用，故稱為延遲AGC?！把舆t”兩字不是指時間的延遲。

3.AGC電路的主要性能指標

AGC電路的主要性能指標有兩個：一是動態(tài)范圍，二是響應時間。

AGC電路的動態(tài)范圍是指輸出電平在規(guī)定范圍內變化時所允許的輸入信號電平的變化范圍。

AGC電路的響應時間是指從輸入信號電平開始變化到放大器增益作相應的變化這一段時間。

4.放大器的增益控制方法和電路

控制放大器增益的方法主要有兩種：

一種方法是通過改變放大器本身的某些參數，如發(fā)射極電流、負載、電流分配比、恒流源電流、負反饋大小等來控制其增益；

另一種方法是插入可控衰減器來改變整機的增益。

1)晶體管增益控制電路

晶體管集電極電流Ic

變化將引起放大器功率增益的變化，如圖7.1.3所示。

圖7.1.3放大器

Kp~Ic

曲線

反向AGC的優(yōu)點是工作電流較小，對晶體管安全工作有利，但工作范圍較窄，而正向AGC正好相反。

為了克服正向AGC工作電流較大的缺點，在制作晶體管時可以使其

KP~Ic

特性曲線的峰值點左移，同時使右端曲線斜率增大。

專供增益控制用的AGC管大多是正向AGC管。

晶體管增益控制電路的缺點是，當工作電流變化時，晶體管輸入/輸出電阻、電容也會發(fā)生變化，因此將影響放大器的幅頻特性、相頻特性和回路Q值。

但由于電路簡單，在一些要求不太高的AGC電路中仍被廣泛應用。

2)可控衰減器電路

在兩級放大器之間插入由二極管和電阻組成的可控衰減器，可以用AGC電壓來改變衰減器的衰減量，從而改變增益。

圖7.1.4為單個二極管構成的可控衰減器電路，隨著UC的增大，流過二極管的直流電流增大，二極管的動態(tài)電阻rd

減小，由于組成的衰減器的衰減量增大，整機增益下降。

可控衰減器的優(yōu)點是控制效果好，衰減器的衰減量變化較大(可大于40dB)且不影響放大器的頻率特性。

其缺點是對信號有一定的衰減量。

另外，用二極管做可變衰減器要注意極間電容的影響，極間電容越大則衰減器的頻率特性越差。

圖7.1.4可控衰減器電路

7.1.2自動頻率控制電路

1.AFC電路的工作原理

AFC的原理方框圖如圖7.1.5所示。

圖7.1.5中，標準頻率源(ωR

或fR)常采用石英晶體振蕩器，壓控振蕩器(VCO)是一個振蕩頻率受控制電壓uc(t)控制的振蕩器(輸出頻率為ωv

或fv)，通常用它產生所需要的頻率信號；頻率比較器將標準信號頻率ωR

與壓控振蕩器產生的頻率ωv

進行頻率比較，產生一個反映兩者頻率差的誤差信號ue(t)，誤差信號經濾波后控制壓控振蕩器的頻率，使之穩(wěn)定在接近標準信號的頻率上。

圖7.1.5AFC原理方框圖

AFC原理方框圖中，頻率比較器一般采用鑒頻器，其鑒頻特性曲線在前面的章節(jié)中介紹過。

鑒頻器分正鑒頻特性和負鑒頻特性兩種鑒頻曲線，正鑒頻特性如圖7.1.6(a)所示。

壓

控振蕩器也有兩種壓控特性，即正壓控特性和負壓控特性，負壓控特性如圖7.1.6(b)所示。

圖7.1.6鑒頻特性曲線與壓控特性曲線

2.AFC電路的應用

AFC電路的應用范圍非常廣泛，可應用于調頻波的調制與解調，也可應用于超外差接收機的自動頻率微調中。

利用AFC電路可自動控制超外差接收機的本振頻率，使其與外來信號的頻率維持在一個固定的中頻頻率上。

圖7.1.7所示為超外差接收機組成框圖。

圖7.1.7具有自動頻率微調的超外差調幅接收機

7.1.3鎖相環(huán)路

1.鎖相環(huán)路概述

鎖相技術廣泛應用于通信、雷達、導航、遙控、遙測、測量、廣播電視及計算機技術等領域。

目前，鎖相技術正朝多用途、集成化、數字化、系列化方向發(fā)展。

鎖相環(huán)路根據相位比較器輸出信號的不同分為模擬鎖相環(huán)和數字鎖相環(huán)。

模擬鎖相環(huán)相位比較器輸出的相差信號是連續(xù)的，環(huán)路對輸出相位的調節(jié)也是連續(xù)的；而數字鎖相環(huán)則與之相反，相位比較器輸出的相差信號是離散的，環(huán)路對輸出相位的調節(jié)也是離散的。

2.鎖相環(huán)的基本原理

1)鎖相環(huán)的基本組成

鎖相環(huán)的基本組成方框圖如圖7.1.8所示，它是由鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LF)、壓控振蕩器(VCO)和參考頻率源組成的。

圖7.1.8鎖相環(huán)路的基本組成方框圖

瞬時頻率和瞬時相位之間有如下關系：

兩個信號的頻率差Δωe(t)與相位差θe(t)的關系為

鎖相環(huán)路在相位鎖定時，輸出信號與參考信號的頻率相等，而兩者之間存在固定的相位差(即穩(wěn)態(tài)差)，此穩(wěn)態(tài)差經過鑒相器和低通濾波器轉化為一固定的直流誤差信號，去控制壓控振蕩器的振蕩頻率，使輸出信號的頻率與參考信號的頻率嚴格相等，而兩者之間的相位只有一個固定的相位差，鎖相環(huán)路的這種狀態(tài)稱為鎖定狀態(tài)。

2)鎖相環(huán)路的相位模型

(1)鑒相器。

在鎖相環(huán)路中，鑒相器作為相位比較器，它有兩個輸入信號，即參考信號uR(t)和壓控振蕩器的輸出信號uv(t)，輸出信號ue(t)反映了兩個輸入信號的相位差，如果采用正弦型鑒相器，則輸出信號與輸入信號之間有如下關系：

式中：θe(t)=θR(t)-θv(t)，即為鑒相器兩輸入信號的相位差；Kd為鑒相靈敏度，是與鑒相器本身有關的一個常數。

由以上分析可知，鑒相器的相位模型如圖7.1.9所示。

圖7.1.9鑒相器的相位模型

(2)環(huán)路濾波器。

環(huán)路濾波器的作用是濾除鑒相器輸出誤差信號中的高頻分量和干擾信號，獲得控制信號uc(t)。

下面以圖7.1.10所示的RC

低通濾波器為例介紹環(huán)路濾波器的傳輸函數。

圖7.1.10RC低通濾波器

設低通濾波器的傳輸函數為F(p)，其中，p為微分算子，則環(huán)路濾波器的相位模型為

式中，τ=RC。

環(huán)路濾波器還有其他的電路形式，不管它具有什么樣的電路形式，其作用是一致的，因此，可以用圖7.1.11描述環(huán)路濾波器的相位模型。圖7.1.11環(huán)路濾波器的相位模型

(3)壓控振蕩器。

壓控振蕩器的作用是產生頻率隨控制電壓變化而變化的振蕩信號。

壓控振蕩器的電路很多，前面的調頻電路中介紹過，這里不再討論。

根據壓控振蕩器的作用，可以描述其輸出信號與輸入信號的關系：

其中，Kc

為壓控特性在uc(t)=0時的斜率。

壓控振蕩器的相位模型可用圖7.1.12來描述。

圖7.1.12VCO的相位模型

(4)鎖相環(huán)路的相位模型和基本方程。

由前面的分析可知，鎖相環(huán)路的相位模型可用圖7.1.13描述。

根據該圖所示的相位模型，可以寫出鎖相環(huán)路的基本方程：圖7.1.13鎖相環(huán)路的相位模型

即

式(7.1.7)為鎖相環(huán)路的非線性微分方程，其中

K=KdKc。

式(7.1.7)又可以寫成如下形式：

即

式(7.1.8)中左邊一項表示壓控振蕩器輸出信號頻率偏離輸入信號頻率的數值，稱為瞬時頻差，用Δωe(t)表示；右邊第一項表示輸入信號頻率偏離振蕩器固有頻率的數值，稱為環(huán)路的固有頻差或開環(huán)頻差，用Δω0(t)(=ωR-ωv0)表示；第二項表示壓控振蕩器在控制電壓的作用下振蕩頻率偏離振蕩器固有頻率的數值，稱為控制頻差，用Δωv(t)(=ωv-ωv0)表示；ωR、ωv分別表示輸入的參考信號頻率和VCO輸出的瞬時頻率，ωv0

表示的是VCO在沒有受控電壓作用下(uc=0時)的頻率，即VCO的固有頻率。根據鎖相環(huán)路的基本方程可知，鎖相環(huán)路的瞬時頻差等于開環(huán)頻差(固有頻差)和控制頻差的代數和。

如果環(huán)路的

固

有

頻

差Δω0(t)固

定

不

變，則

環(huán)

路

在

進

入

鎖

定

的

過

程

中，控

制

頻

差Δωv(t)不斷增大，瞬時頻差Δωe(t)則不斷減小，直到瞬時頻差等于0，此時ωv=ωR，即壓控振蕩器的輸出信號頻率嚴格等于輸入信號頻率，而控制頻差等于瞬時固有頻差，環(huán)路進入鎖定狀態(tài)。

環(huán)路進入鎖定狀態(tài)，Δωe(t)=0，則瞬時相差為一常數，稱為環(huán)路的穩(wěn)態(tài)相位差，用θe∞

表示。

在鎖相環(huán)路中有兩種不同的相位自動調整過程。

一種是環(huán)路原先是鎖定的，然后輸入參考信號的頻率發(fā)生變化，環(huán)路通過自身的調節(jié)來維持鎖定的過程，即始終保持振蕩器輸出信號頻率等于輸入參考信號頻率的過程，稱為跟蹤過程或同步過程。

相應的，能夠維持鎖定所允許的輸入參考信號頻率偏離振蕩器輸出信號頻率的最大值，稱為鎖相環(huán)路的跟蹤帶或同步帶。

另一種是環(huán)路原先是失鎖的，即環(huán)路不能通過相位調節(jié)達到鎖定，則當減小振蕩器輸出信號頻率與輸入參考信號頻率之差到某一數值時，環(huán)路能夠通過相位調節(jié)達到鎖定，這種由失鎖進入鎖定的過程稱為環(huán)路的捕捉過程。

相應的，能夠由失鎖進入鎖定所允許的最大頻差稱為捕捉帶。

3.鎖相環(huán)的應用

1)鎖相倍頻電路

鎖相倍頻電路是在基本鎖相環(huán)路的反饋通道中插入一個分頻電路構成的，其組成方框圖如圖7.1.14所示。

當環(huán)路鎖定時，鑒相器(PD)的兩個比較信號頻率嚴格相等，即

fR=f'v，而

f'v=fv/N，則有fR=f'v=fv/N，所以fv=NfR，即鎖相環(huán)路的輸出信號頻率為輸入參考信號頻率的

N

倍，實現(xiàn)倍頻功能。

圖7.1.13鎖相環(huán)路的相位模型

2)鎖相分頻電路

鎖相分頻電路與鎖相倍頻電路類似。

只不過在鎖相環(huán)路的反饋通道中插入一個倍頻電路，即可以實現(xiàn)分頻功能。

其組成方框圖如圖7.1.15所示。

同理，當環(huán)路鎖定時，鑒相器的兩個比較信號頻率嚴格相等，即有fv=fR/N。

圖7.1.15鎖相分頻器的組成方框圖

3)鎖相混頻電路

鎖相混頻電路的組成方框圖如圖7.1.16所示，在鎖相環(huán)路的反饋通道中插入中頻濾波器和混頻電路。

環(huán)路鎖定時，f1

=fv

-f2

或f1

=f2-fv

，即輸出為fv=f1

+f2

或fv

=f2-f1

，這取決于圖中fv

是高于f2

還是低于f2。

當f2>f1

時，由于其差頻、和頻同f2

十分靠近，如果用普通混頻器進行混頻，要取出有用分量f2+f1

或f2-f1

，則對LC濾波器要求相當苛刻。

而利用鎖相環(huán)混頻電路進行混頻則十分方便。

圖7.1.16鎖相混頻器的組成方框圖

4)鎖相鑒頻

采用鎖相鑒頻器時其門限值低于一般的鑒頻器，有利于解調信噪比低的輸入信號。

所謂門限效應，是指輸入信噪比比較高時，鑒頻器輸出信噪比將高于輸入信噪比，且輸出信噪比與輸入信噪比成線性關系；而當輸入信噪比低到一定數值時，輸出信噪比將急劇下降，不再遵循線性關系，如圖7.1.17所示。

調頻波解調時的門限效應所對應的值稱為門限值。

圖7.1.17鑒頻器的門限效應

鎖相環(huán)作鑒頻器的組成方框圖如圖7.1.18所示。

作為鑒頻器用的鎖相環(huán)，其環(huán)路帶寬應設計得足夠寬，那么VCO就能跟蹤輸入調頻信號中的調制變化，也就是說，VCO輸出信號和輸入有相同調制規(guī)律的調頻波。

通常把這種環(huán)路稱為跟蹤型環(huán)路。VCO頻率變化與控制電壓uc

成正比，即uc

和輸入調頻信號中的瞬時頻率變化成正比，uc

即為解調器輸出。

圖7.1.18鎖相鑒頻器組成方框圖

5)調相信號的解調

圖7.1.19所示為鎖相環(huán)解調調相信號的組成方框圖。

鑒相器輸出電壓ud

作為解調器的輸出，這時環(huán)路的帶寬應設計得足夠窄，VCO只能跟蹤輸入信號中的載波頻率，而不能跟蹤輸入信號頻率的調制變化，我們把這種環(huán)路稱為載波跟蹤型鎖相環(huán)路。VCO的頻率等于輸入信號中的載波頻率，相位差θe

等于輸入信號中的相位調制分量，鑒相器輸出電壓ud

正比于相位差θe，即和輸入相位調制成正比，所以ud

就是所需的鑒相器的輸出電壓。

圖7.1.19鎖相環(huán)鑒相器組成方框圖

6)調幅波的同步檢波

圖7.1.20是調幅波的同步檢波電路組成方框圖。

采用鎖相環(huán)路可以從所接收的信號中提取載波信號，實現(xiàn)調幅波的同步檢波。

圖中，輸入電壓為調幅信號或帶有導頻的單邊帶信號。

環(huán)路濾波器的通頻帶很窄，使鎖相環(huán)路鎖定在調幅波的載頻上，這樣壓控振蕩器就可以跟蹤調幅信號載波頻率變化的同步信號。

不過，采用模擬鑒相器時，由于壓控振蕩器輸出電壓與輸入已調信號的載波電壓之間有π/2的固定相移，為了使壓控振蕩器輸出電壓與輸入已調信號的載波電壓同相，應將壓控振蕩器輸出電壓經π/2的移相器加到同步檢波器。

圖7.1.20采用鎖相環(huán)路的同步檢波方框圖

7)鎖相接收機

當地面接收裝置接收衛(wèi)星發(fā)來的無線電信號時，由于衛(wèi)星離地面距離遠，衛(wèi)星發(fā)射功率有限，因此地面接收機接收到的信號極其微弱。

又由于衛(wèi)星環(huán)繞地球運行時，存在多普勒效應，頻率漂移嚴重。

對于這種強度弱、中心頻率偏離大的信號，采用普通接收機進行接收，勢必要求接收機有足夠大的帶寬。

這樣，接收機的輸出信噪比將嚴重降低，甚至遠小于1。

在這種情況下，普通接收機就無法解調出有用信號。

采用鎖相接收機，由于環(huán)路具有窄帶跟蹤特性，因此可以十分有效地接收窄帶信號。圖7.1.21是鎖相接收機的原理方框圖。

環(huán)路輸入信號頻率為fc±fd，其中fd

是多普勒效應引起的頻移。

在鎖定狀態(tài)下，環(huán)路內的中頻信號頻率fi

與參考信號頻率fR

相等，即fi=fR，此時VCO頻率fo=fc±fd+fR，它包含有多普勒頻移fd

的信息。

因此，不論輸入頻率如何變化，混頻器的輸出中頻總是自動地維持為恒值。

這樣，中頻放大器通頻帶可以做得很窄，保證鑒相器輸入端有足夠的信噪比。

同時，將VCO頻率中的多普勒頻移信息送到測速系統(tǒng)中，可用作測量衛(wèi)星運動的數據。

圖7.1.21鎖相接收機原理方框圖

7.2頻

率

合

成

器

所謂頻率合成技術，就是將一個高穩(wěn)定度和高精度的標準頻率經過加、減、乘、除的四則運算方法，產生同樣穩(wěn)定度和精度的大量離散頻率的技術。

頻率合成器中的標準頻率是由一個或幾個高穩(wěn)定晶體振蕩器產生的，這個高穩(wěn)定晶振常稱為頻率標準。

由于頻率標準決定了整個合成器的頻率穩(wěn)定度，因此，應盡可能地提高頻率標準的穩(wěn)定度和精度。

從頻率合成技術的發(fā)展過程來看，頻率合成的方法可以分為三種：直接合成法、鎖相環(huán)路法(也稱間接合成法)和直接數字合成法。

相應地，頻率合成器可分為三類：直接式頻率合成器(DS)、鎖相式頻率合成器(PPL)和直接數字式頻率合成器(DDS)。

7.2.1頻率合成器的技術指標

1.頻率范圍

頻率范圍是指頻率合成器輸出最低頻率和輸出最高頻率之間的變化范圍。

通常要求在規(guī)定范圍內，在任何指定的頻率上，頻率合成器都能工作，而且電性能都能滿足質量指標要求。

2.頻率間隔

頻率合成器的輸出頻率是不連續(xù)的。

兩個相鄰頻率之間的間隔稱為頻率間隔，又稱為分辨力，用ΔF表示。

對短波單邊帶通信來講，現(xiàn)在多取頻率間隔為100Hz，有的甚至取為10Hz或1Hz。

對于超短波通信來說，頻率間隔多取為50kHz或10kHz。

3.頻率轉換時間

頻率轉換時間是指頻率合成器由一個頻率轉換到另一個頻率，并達到穩(wěn)定工作時所需要的時間。

它與采用的頻率合成方法有密切關系。

對于直接式頻率合成器，轉換時間取決于信號通過窄帶濾波器所需要的建立時間；對于鎖相式頻率合成器，則取決于環(huán)路進入鎖定所需要的暫態(tài)時間，即環(huán)路的捕捉時間。

4.頻率準確度

頻率準確度表示頻率合成器輸出頻率偏離其標稱值的程度。

若設頻率合成器實際輸出頻率為fg，標稱頻率為f0，則頻率準確度定義為

式中

應該指出，晶體振蕩器在長期工作時，頻率會發(fā)生漂移，不同時刻的準確度則不同。

5.頻率穩(wěn)定度

頻率穩(wěn)定度是指在一定的時間間隔內頻率準確度的變化。

對頻率穩(wěn)定度的描述應該引入時間概念，有長期、短期和瞬時穩(wěn)定度之分。

長期穩(wěn)定度是指年或月范圍內頻率準確度的變化。

短期穩(wěn)定度是指日或小時內的頻率準確度的變化。

瞬時穩(wěn)定度是指秒或毫秒內的隨機頻率準確度的變化，即頻率的瞬間無規(guī)則變化。

事實上，穩(wěn)定度與準確度有密切關系，因為只有頻率穩(wěn)定，才談得上頻率的準確，通常認為頻率誤差已包含在頻率不穩(wěn)定的偏差內，因此，一般只提頻率穩(wěn)定度。

6.頻譜純度

頻譜純度是衡量頻率合成器輸出信號質量的一個重要指標。

若用頻譜分析儀觀察頻率合成器的輸出頻譜，就會發(fā)現(xiàn)在主信號的兩邊出現(xiàn)了一些附加成分，叫做相位噪聲與雜散頻率，見圖7.2.1。

圖7.2.1單一頻率信號的實際頻譜圖

7.2.2直接式頻率合成器

圖7.2.2為直接式頻率合成器的原理方框圖。

圖7.2.2直接式頻率合成器原理方框圖

7.2.3鎖相式頻率合成器

鎖相式頻率合成器的基本構成方法主要有脈沖控制鎖相法、模擬鎖相合成法和數字鎖相合成法。

圖7.2.3為脈沖控制鎖相頻率合成器的原理方框圖。

圖中壓控振蕩器的輸出信號與參考信號的諧波在鑒相器中進行相位比較。

當振蕩頻率調整到接近于參考信號的某次諧波頻率時，環(huán)路就可能自動地把振蕩頻率鎖定到這個諧波頻率上。

圖7.2.3脈沖控制鎖相頻率合成器原理方框圖

圖7.2.4為模擬鎖相頻率合成器的原理方框圖。

由該圖可見，鎖相環(huán)路中接入了一個由混頻器和帶通濾波器組成的頻率減法器。

當環(huán)路鎖定時，可使VCO振蕩頻率fo

與外加控制頻率fL

之差fo-fL

等于參考頻率fR，所以，VCO的振蕩頻率fo=fL+fR。

改變外加控制頻率fL

的值，就可以獲得不同頻率信號輸出。

圖7.2.4所示為模擬鎖相頻率合成器的一個基本單元，該單元提供的信道數不可能很多，而且頻率間隔比較大。

為了增加模擬鎖相頻率合成器的輸出頻率數和減小信道間的頻率間隔，可采用由多個基本單元組成的多環(huán)路級聯(lián)工作方式；也可以在基本單元環(huán)路中，串接多個由混頻器和帶通濾波器組成的頻率減法器，把VCO的頻率連續(xù)與特定的等差數列頻率進行多次混頻，逐步降低到鑒相器的工作頻率上，通過單一的鎖相環(huán)路，獲得所需的輸出頻率，這稱為單環(huán)工作方式。

圖7.2.4模擬鎖相頻率合成器原理方框圖

圖7.2.5為數字鎖相頻率合成器的原理方框圖。

圖中，輸入參考信號由高穩(wěn)定晶振輸出，經參考分頻器分頻后獲得。VCO輸出信號在與參考信號進行相位比較之前先進行

N次分頻，VCO輸出頻率由程序分頻器(可變分頻器)的分頻比

N

來決定。

當環(huán)路鎖定時，程序分頻器的輸出頻率fN

等于參考頻率fR，而fR=fo/N，所以VCO輸出頻率fo

與參考頻率fR

的關系是fo=NfR。

圖7.2.5數字鎖相頻率合成器原理方框圖

數字頻率合成器的主要優(yōu)點是環(huán)路相當于一個窄帶跟蹤濾波器，具有良好的窄帶跟蹤濾波性能和抑制干擾的能力，節(jié)省了大量的濾波器，而且參考分頻器的程序分頻器可以采用數字集成電路。

設計良好的壓控振蕩器具有較高的短期頻率穩(wěn)定度，而一個高精度標準晶體振蕩器具有很高的長期頻率穩(wěn)定度，從而使數字式頻率合成器能得到高質量的輸出信號。

由于這

些優(yōu)點，數字式頻率合成器獲得了廣泛的應用。

7.2.4直接數字式頻率合成器

直接數字式頻率合成法(DDS)是一種新型的頻率合成方法，與直接頻率合成法(DS)和鎖相式頻率合成法(PLL)在原理上完全不同。DDS的基本原理是建立在不同的相位會給出不同的電壓幅度的基礎上；DDS給出按一定電壓幅度變化規(guī)律組成的輸出波形。

由于它不但給出了不同頻率和不同相位，而且還可以給出不同的波形，因此這種方法又稱波形合成法。

1.直接數字式頻率合成器的基本原理

直接數字式頻率合成器的基本原理也就是波形合成原理。最基本的波形合成是一個斜升波的合成，其原理方框圖如圖7.2.6所示。波形合成的過程如下：由一個標準頻率的時鐘產生器產生時鐘脈沖，送到計數器進行計數。計數器根據計數脈沖的多少給出不同的數碼，數/模轉換器(DAC)就產生一個上升的階梯波，階梯波的上升包絡即為一斜升波。當計數器記滿時，計數器復零又重新開始計數，階梯波又從零開始。如此反復循環(huán)，階梯波經平滑濾波器檢出其包絡，便成為斜升波。

圖7.2.6斜升波合成原理方框圖

就像數字鎖相頻率合成器中用可變分頻器代替固定分頻比的計數器一樣，在直接數字式頻率合成器中改變頻率的方法是用一個累加計數器代替計數器。

累加器的原理圖如圖

7.2.7所示。

累加器是由加法器和寄存器組成的，按照頻率控制數據的不同給出不同的編碼。

由圖7.2.7可知

式中，C1、C2、C3

對應加法器1、2、3的進位端。

設A4A3A2A1=0001，Q4Q3Q2Q1=0000，則

圖7.2.7累加器原理圖

可見，計數器或累加器的級數愈多，得出的階梯波越接近斜升波，控制斜升波的精度也就越高。數/模轉換器的分辨率與計數器或累加器位數n的關系為

斜升波幅度變化與其相位變化成正比，故可以把相位數碼直接轉換成幅度數碼，但是對于任意波形來說，相位和幅度的關系一般不是成正比關系，如正弦波的相位和幅度的關系就是正弦關系。如果要合成任意波形，就應找出波形幅度和相位的關系，然后用相碼/幅碼轉換器將相碼轉換成相應合成波形的幅碼，再用數/模轉換器變換成階梯波形，通過平滑濾波器濾除諧波得到所需要的合成波形。任意波形合成的方框圖如圖7.2.8所示，該方框圖也就是直接數字式頻率合成器的基本結構圖。

圖7.2.8任意波合成的方框圖(DSB方框圖)

2.直接數字式頻率合成器的特點

與數字鎖相頻率合成器中通過改變可變分頻器分頻比來改變環(huán)路輸出頻率一樣，在直接數字式頻率頻率合成器中，合成信號頻率為fo=K(fc/2n)，顯然，改變頻率控制數據K，便可以改變合成信號頻率fo。

直接數字式頻率合成器的主要優(yōu)點是：具有高速的頻率轉換能力；高度的頻率分辨率；能夠合成多種波形；具有數字調制能力；集成度高、體積小、重量輕等。

數字式頻率合成器的主要缺點是：雜散成分復雜，在時鐘頻率低時，雜散成分主要由相位量化和幅度量化引起，在時鐘頻率高時，主要由系統(tǒng)中數/模轉換器的非理想特性所決定；輸出頻率范圍有限。

3.直接數字式頻率合成器的應用

DDS主要用于頻率轉換速度快及頻率分辨率高的場合，如用于跳頻通信系統(tǒng)中的頻率合成器。

但是，在快速跳頻系統(tǒng)中，單獨采用DDS或PLL或DS都難以達到設計要求，一般是采用以DDS為核心的混合體系。

以DDS為核心的混合體系有三種結構，即DDS+DS、DDS+PLL和DDS+PLL+DS。

每一種結構都有其自身的特點。

圖7.2.9是超高速跳頻轉換的一個實例。

采用DDS+PLL結構，要求輸出頻率范圍為700~900MHz，頻率轉換時間小于5μs，頻率分辨率小于1Hz，雜波電平小于-50dB，相位噪聲小于-100dB/Hz(偏離主信號1kHz處)。

一種高性能的DDS芯片的時鐘為50MHz，n=32，12位幅度碼輸出，經DAC和濾波，輸出在14~18MHz范圍，雜散為-84dB，經50倍頻達到所需要的輸出頻段，最終分辨率為0.58Hz，滿足要求，雜散成分經50倍頻增加20lg50=34dB，剛好滿足小于-50dB的要求，同樣，相位噪聲也能滿足要求。

圖7.2.9中，fo

=50K·fc/2n

圖7.2.9超高速跳頻頻率合成器

圖7.2.10為DDS+PLL+DS結構的原理方框圖，它能滿足fR<BWDDS(DDS的輸出頻帶)。

混頻濾波電路由相乘器和帶通濾波器組成，其輸出頻率取兩個輸入頻率的和頻。該系統(tǒng)輸出頻率為：fo=NfR+fDDS=NfR+K(fc/2n)。

圖7.2.10DDS+PLL+DS結構原理方框圖

該結構的特點為：通過改變PLL中的可變分頻比

N，粗調到某一輸出頻段，再通過改變DDS的頻率控制數據

K，細調到某一輸出頻率。

由于DDS保證了高的頻率分辨率，從而能提高鑒頻頻率，縮短PLL的頻率轉換時間(因PLL的頻率轉換時間受頻率分辨率的限制)。

在頻率粗調范圍內，頻率細調時間完全由DDS確定。

要求fo<BWDDS

是為了避免在輸出頻率范圍內出現(xiàn)空白點。

7.3整

機

線

路

7.3.1波段劃分根據不同的要求，收發(fā)信機的波段劃分大體上有三種方法，即等比法、等差法和比差都不相等法。等比法即保持各分波段系數相等，而各分波段的波段寬度不相等。

這種波段劃分法的優(yōu)點是比較簡單，分波段數目也不多，適合于波段不太寬的收發(fā)信機。

其缺點是分波段寬度隨分波段序數的增加而增加，因而在高分波段的度盤刻度比較密集，各分波段的度數不能共用即需要分開。

等差法即是保持各分波段的波段寬度相等，而各分波段的波段系數不相等。

這種方法的優(yōu)點是度盤刻度均勻，各分波段可共用一個度盤刻度，一般只適用于窄頻段收發(fā)信機。

比差都不相等法是指各分波段系數不相等，各分波段的波段寬度也不相等。

這種方法只要選擇適當，可以既不明顯增加分波段的數目，又相對地減小高分波段刻度盤上刻度的密集程度，在軍用通信設備中應用較為廣泛。

以上的波段劃分方法，在相鄰的分波段中是相互銜接的，最低波段的低端和最高波段的高端，也是恰好滿足工作頻率要求的值，但是當更換器件時，或因溫度、濕度、震動等使回路參數發(fā)生改變，會引起各分波段的頻率變化，這就有可能使某些相鄰的分波段頻率不能互相銜接，出現(xiàn)“空白點”，妨礙正常的通信聯(lián)絡。

為了避免以上缺點，應在劃分波段時，考慮波段覆蓋的波段富余。

所謂“波段覆蓋”就是指相鄰的分波段之間有一定的頻率

重疊，即把低波段的最高頻率增加，高波段的最低頻率減小。所謂“波段富余”就是指最高波段高端和最低波段低端的頻率富余，即把最高波段高端頻率增加，最低波段低端頻率減小。

頻率減小和增加的數量約為邊界頻率的1%~3%。

7.3.2混頻次數與中頻數值的選擇

1.混頻次數的選擇

前面討論的超外差接收機采用的是一次混頻，其特點是；

第一，全機總增益及抑制鄰近干擾主要依靠中放；

第二，中頻數值不能太高，以保證高增益和窄通頻帶的獲得；

第三，對中頻和鏡像干擾的抑制能力較差；

第四，結構簡單，組合干擾比多次混頻的小，應用廣泛。

采用二次混頻的超外差接收機的方框圖如圖7.3.1所示，圖中fL1、fL2

分別為第一本振和第二本振頻率。

第一中頻fi1=fL1-fs，第二中頻fi2=fL2-fi1。

為了保證較窄的通頻帶，抑制鄰近干擾，第二中頻fi2

總是采用低中頻(即fi2<fi1)，通常取為465kHz。

圖7.3.1采用二次混頻的超外差接收機方框圖

2.中頻數值的選擇

中頻數值必須選擇在接收機的工作頻率范圍以外，這樣才能避免中頻干擾在某些工作頻率上無阻擋地進入接收機。

低于接收機最低工作頻率的中頻稱為低中頻，高于接收機最高工作頻率的中頻稱為高中頻。

對于一次混頻的超外差接收機，一般采用低中頻。

采用低中頻可以提高抑制中頻干擾的能力，同時接收機的通頻帶容易做得很窄，又可以提高抑制鄰道干擾的能力，帶通濾波器也容易設計和制作，而且每級中頻放大器具有較大的回路諧振阻抗和較小的寄生反饋，因此可以得到較高的穩(wěn)定增益。

7.3.3加重技術與靜噪電路

1.加重技術

在調頻接收機中，鑒頻器的輸出噪聲功率隨調制信號頻率的增加按拋物線增大，但各種消息信號(如話音、圖像、音樂等)的能量都集中分布在低頻端，其功率譜密度隨頻率增高而下降。

因此，在調制頻率的高頻端輸出信噪比明顯下降，這對調頻信號的接收是不利的。

2.靜噪電路

由于鑒頻器的非線性解調作用，鑒頻器輸入信噪比低于某一門限值時，鑒頻器輸出信噪比急劇下降，導致有用信號被噪聲所淹沒，這就是調頻接收(解調)時的門限效應。

在調頻系統(tǒng)的設計中，應設法降低門限值，考慮調頻信號傳輸的距離和信道傳輸衰減的情況，應使調頻收發(fā)信機的設計滿足在正常傳輸條件下鑒頻器輸入信噪比在門限值以上，以實現(xiàn)調頻時在抗噪聲方面的優(yōu)越性，獲得較高的解調輸出信噪比。

靜噪的方式和電路很多，常用的方式是用靜噪電路去控制鑒頻器之后的低頻放大器。在需要靜噪時，利用鑒頻器輸出噪聲大的特點，通過靜噪電路使低頻放大器停止工作，便

可達到靜噪的目的。

在有信號時，只要滿足一定的信號強度，噪聲就小，低頻放大器正常工作，解調后的信號可以通過低放輸出。

靜噪電路與鑒頻器的連接方式有兩種，一種是接在鑒頻器的輸入端，另一種是接在鑒頻器的輸出端。

兩種靜噪電路的接入方式如圖7.3.2所示。

圖7.3.2靜噪電路接入方式

7.3.4軟件無線電通信與系統(tǒng)結構

隨著無線電通信的集成化、小型化、數字化、智能化和網絡化，無線電通信已開始從模擬型轉向數字型，而且正在向軟件型方向發(fā)展。

與之相對應通信機的系統(tǒng)結構也將隨

之發(fā)生重大的變化。

數字中頻接收機的結構仍是超外差型，而僅僅是用模擬變頻方法把射頻已調信號變換到易于采用DSP的中頻上，然后再用A/D變換和DSP技術對這一中頻已調信號進行提取和解調。

而直接數字變頻接收機已經接近軟件無線電接收機了，它是利用現(xiàn)有的A/D技術和DSP技術，采用分階段實現(xiàn)軟件化的通信機結構，如圖7.3.3所示。

圖7.3.3直接數字變頻通信機系統(tǒng)結構框圖

軟件無線電是指由軟件來確定和完成無線電通信機的功能，使得多頻段、多模式、多信道、多速率、多協(xié)議等的多功能通信成為可能。

它的重要特點是射頻直接數字化，采用高速DSP和FPGA取代傳統(tǒng)的專用芯片ASIC進行從射頻到基帶部分的軟件化數字信號處理。

因此，軟件無線電通信機是通信與計算機的有機結合，其結構也必然是處理通信信號的計算機系統(tǒng)結構，如圖7.3.4所示，其中μP控制表示計算機控制。

圖7.3.4軟件無線電通信的典型系統(tǒng)結構框圖

7.3.5零中頻接收機

為清除片外外接元件，就促使了零中頻接收機體系結構的出現(xiàn)，圖7.3.5為該接收機的結構框圖。

這是一個用于直接序列擴頻系統(tǒng)的直接變頻接收機，從結構框圖上看，零中頻接收機比超外差接收機少了鏡頻抑制濾波器、混頻器、本振、中頻濾波器和中頻放大器等5個模塊。

它僅包括射頻濾波器、低噪聲前置放大器、本振鎖相環(huán)PLL、下變頻器M和片上濾波器LPF等，兩只ADC輸出分別為I/Q

信號。

圖7.3.5零中頻接收機結構框圖

本振PLL頻率(ωL2)等于頻射，下變頻器M(乘法器)將全部射頻頻譜下變頻到