《通信電路》課件-第3章

３.１概述３.２丙類諧振功率放大電路３.３寬帶高頻功率放大電路與功率合成電路３.４集成高頻功率放大電路及應用簡介３.５章末小結(jié)第3章高頻功率放大電路

與低頻功率放大電路一樣,輸出功率、效率和非線性失真同樣是高頻功率放大電路的三個最主要的技術指標。不言而喻,安全工作仍然是首先必須考慮的問題。在通信系統(tǒng)中,高頻功率放大電路作為發(fā)射機的重要組成部分,用于對高頻已調(diào)波信號進行功率放大,然后經(jīng)天線將其輻射到空間,所以要求輸出功率很大。輸出功率大,從節(jié)省能量的角度考慮,效率更加顯得重要。因此,高頻功放常采用效率較高的丙類工作狀態(tài),即晶體管集電極電流導通時間小于輸入信號半個周期的工作狀態(tài)。同時,為了濾除丙類工作時產(chǎn)生的眾多高次諧波分量,采用LC諧振回路作為選頻網(wǎng)絡,故稱為丙類諧振功率放大電路。３.１概述

顯然,諧振功放屬于窄帶功放電路。對于工作頻帶要求較寬,或要求經(jīng)常迅速更換選頻網(wǎng)絡中心頻率的情況,可采用寬帶功率放大電路。寬帶功放工作在甲類狀態(tài),利用傳輸線變壓器等作為匹配網(wǎng)絡,并且可以采用功率合成技術來增大輸出功率。3.2.1工作原理圖3.2.1是諧振功率放大電路原理圖。假定輸入信號是角頻率正弦波,輸出選頻回路調(diào)諧在輸入信號的相同頻率上。根據(jù)基爾霍夫電壓定律,可得到以下表達式:uBE=UBB+ub=UBB+Ubmcosω0t(3.2.1)

uCE=UCC+uc=UCC-Ic1mRΣcosω0t

=UCC-Ucmcosω0t

3.2丙類諧振功率放大電路(3.2.2)圖3.2.1諧振功率放大電路原理圖

其中uBE和uCE分別是晶體管b、e極電壓和c、e極電壓，ub和uc分別是輸入交流信號和輸出交流信號,RΣ是回路等效總電阻,IC0和Ic1m分別是集電極電流iC中的直流分量和基波振幅。UBB和UCC是直流電源。

由此可以得到集電極電源提供的直流功率PD、諧振功放輸出交流功率Po、集電極效率ηc和集電極功耗PC如下:(3.2.3)(3.2.4)(3.2.5)

從式(3.2.5)可知,如果要提高效率,需增大Ic1m或減小IC0(減小IC0即減小集電極平均電流,通過降低靜態(tài)工作點可以實現(xiàn))。

圖3.2.2是三種不同靜態(tài)工作點情況時晶體管轉(zhuǎn)移特性分析。其中QA、QB和QC分別是甲類、乙類和丙類工作時的靜態(tài)工作點。工程上通常用dBm作為功率的單位，轉(zhuǎn)換式為10lgP（dBm），其中P的單位是mW。例如，1mW=0dBm，100mW=20dBm。

在甲類工作狀態(tài)時,為保證不失真,必須滿足Ic1m≤IC0,又Ucm≤UCC(忽略晶體管飽和壓降),所以由公式(3.2.5)可知,最高效率為50%。在乙類工作狀態(tài)時,集電極電流是在半個周期內(nèi)導通的尖頂余弦脈沖,可以用傅氏級數(shù)展開為:其中ICm是尖頂余弦脈沖的高度,即集電極電流最大值。

由此可求得在Ucm=UCC時的最高效率

在圖3.2.2中,隨著基極偏置電壓UBB逐漸左移,靜態(tài)工作點逐漸降低,晶體管的工作狀態(tài)由甲類、乙類而進入丙類。由剛才的分析可知,乙類的效率確實高于甲類。圖3.2.2甲、乙、丙類三種工作狀態(tài)下的轉(zhuǎn)移特性分析

功率放大電路是大信號工作,而在大信號工作時必須考慮晶體管的非線性特性,這樣將使分析比較復雜。為簡化分析,可以將晶體管特性曲線理想化,即用一條或幾條直線組成折線來代替,稱為折線近似分析法。圖3.2.3用兩段直線組成的折線來近似表示將晶體管的轉(zhuǎn)移特性,由此來分析丙類工作狀態(tài)的有關參數(shù)。

圖3.2.3丙類狀態(tài)轉(zhuǎn)移特性分析

由圖3.2.3可以得到集電極電流iC的分段表達式：

iC=g(uBE-Uon)uBE≥Uon

0uBE＜Uon(3.2.6)

如果將輸入信號在一個周期內(nèi)的導通情況用對應的導通角度2θ來表示,則稱θ為導通角。可見,0°≤θ≤180°。在放大區(qū),將式(3.2.1)代入式(3.2.6),可以得到:

iC=g(UBB+Ubmcosωt-Uon)

iC(3.2.7)當ωt=θ時,iC=0,由式(3.2.7)可求得:(3.2.8)當ωt=0時,iC=ICm,由式(3.2.7)和(3.2.8)可求得:所以,式(3.2.7)可寫成:(3.2.9)(3.2.10)

從集電極電流iC的表達式可以看出,這是一個周期性的尖頂余弦脈沖函數(shù),因此可以用傅里葉級數(shù)展開,即

iC=IC0+Ic1mcosωt+Ic2mcos2ωt+…+Icnmcosnωt+…其中各個系數(shù)可用積分方法求得，例如，式中iC式（3.2.10）代入。由于iC是ICm和θ的函數(shù),所以它的各次諧波的振幅也是ICm和θ的函數(shù),若ICm固定,則只是θ的函數(shù),通常表示為：IC0=ICmα0(θ),Ic1m=ICmα1(θ),Ic2m=ICmα2(θ),…(3.2.11)

其中α0(θ),α1(θ),α2(θ),…被稱為尖頂余弦脈沖的分解系數(shù)。圖3.2.4給出了θ在0°～180°范圍內(nèi)的分解系數(shù)曲線和波形系數(shù)曲線。

若定義集電極電壓利用系數(shù)ξ=Ucm/UCC,可以得到集電極效率和輸出功率的另一種表達式:(3.2.12)(3.2.13)圖3.2.4尖頂余弦脈沖的分解系數(shù)α(θ)與波形系數(shù)g1(θ)

由圖3.2.4可以看出,α1(90°)=α1(180°)=0.5,這兩種情況分別對應于乙類和甲類工作狀態(tài),均比丙類(θ＜90°)的數(shù)值高,而α1的最大值是α1(120°)=0.536,處于甲乙類狀態(tài)。這意味著當回路等效總電阻RΣ和脈沖高度ICm相同時,丙類的輸出功率比甲類、甲乙類和乙類都要小一些,但是丙類的集電極效率比它們都要高。

分析式(3.2.12)、(3.2.13)可知,增大ξ和g1的值是提高效率的兩個措施,增大α1是增大輸出功率的措施。然而圖3.2.4告訴我們,增大g1與增大α1是互相矛盾的。導通角θ越小,g1越大,效率越高,但α1卻越小,輸出功率也就越小。所以要兼顧效率和輸出功率兩個方面,選取合適的導通角θ。若取θ=70°,此時的集電極效率可達到85.9%,而θ=120°時的集電極效率僅為64%左右。因此,一般以70°作為最佳導通角,可以兼顧效率和輸出功率兩個重要指標。

例3.1在圖3.2.3中,若Uon=0.6V,g=10mA／V,ICm=20mA,又UCC=12V,求當θ分別為180°,90°和60°時的輸出功率和相應的基極偏壓UBB,以及θ為60°時的集電極效率。(忽略集電極飽和壓降)

解：由圖3.2.4可知:α0(60°)=0.22,α1(180°)=α1(90°)=0.5,α1(60°)=0.38因為 Ucm=UCC=12V所以,當甲類工作時(θ=180°),根據(jù)式(3.2.11),(3.2.4),在乙類工作時(θ=90°)，有

當丙類工作時(θ=60°),有由式(3.2.9)可所以由式(3.2.8)可求得:3.2.2性能分析若丙類諧振功放的輸入是振幅為Ubm的單頻余弦信號,那么輸出單頻余弦信號的振幅Ucm與Ubm有什么關系?Ucm的大小受哪些參數(shù)影響?

式(3.2.1)、(3.2.2)和(3.2.6)分別給出了諧振功放輸入回路、輸出回路和晶體管轉(zhuǎn)移特性的表達式。由這些公式可以看出,當晶體管確定以后,Ucm的大小與VBB、VCC、RΣ和Ubm四個參數(shù)有關。利用圖3.2.5所示折線化轉(zhuǎn)移特性和輸出特性曲線,借助以上三個表達式,我們來分析以上兩個問題。在分析之前,讓我們先確定動態(tài)線的情況。

當接入負載并有交流信號輸入時，在輸出特性圖中,表示集電極電流iC與輸出電壓uCE之間相互變化關系的軌跡線稱為動態(tài)線,又稱為交流負載線，即圖中的CABD線。由于諧振功放的輸出端具有選頻網(wǎng)絡,故輸出交流電壓uc必然是一個完整的余弦信號。由圖3.2.5可以看到,截止區(qū)和飽和區(qū)內(nèi)的動態(tài)線BD和CA分別和輸出特性中的截止線和臨界飽和線重合(其中臨界飽和線斜率為gcr),而放大區(qū)內(nèi)的動態(tài)線是一條其延長線經(jīng)過Q點的負斜率線段AB。故整條動態(tài)線由CA、AB和BD三段直線組成，其中關鍵是放大區(qū)內(nèi)動態(tài)線AB的位置。圖3.2.5折線化轉(zhuǎn)移特性和輸出特性分析

由式(3.2.1)和式(3.2.2)可寫出：代入式(3.2.6),經(jīng)過整理可得到動態(tài)線表達式:iC=-gd(uCE-U0)

其中(3.2.14)有關Q點位置的說明如下。我們知道，在甲類和甲乙類工作時，Q點位于放大區(qū)內(nèi)的動態(tài)線上；在乙類工作時，Q點下移到放大區(qū)與截止區(qū)交界處的動態(tài)線上。所以，在丙類工作時，Q點應該沿著動態(tài)線繼續(xù)下移，位于動態(tài)線的延長線上，即在第四象限內(nèi)。另外，由圖3.2.5中的轉(zhuǎn)移特性和式（3.2.14）可知，在靜態(tài)工作點，因為uBE=UBB，故有uCE=UCC，這也是Q點應該滿足的條件。綜上所述，輸出特性中的Q點位置應該是在動態(tài)線AB的延長線與uCE=UCC的相交處。Q點位于第四象限內(nèi)并非表示此時iC為負值，而是說明此時iC=0，因為集電極電流不可能反向流動。Q點是為了作圖的需要而虛設的一個輔助點。由圖(3.2.5)可以寫出斜率值gd的另一種形式:因為

Ic1m=ICmα1(θ),RΣ=Ucm/Ic1m(3.2.15)可見，放大區(qū)內(nèi)動態(tài)線的斜率是負的，其數(shù)值gd（動態(tài)電導）與RΣ、θ兩個參數(shù)都有關系，且動態(tài)電阻Rd與回路等效總電阻RΣ不相等

1.負載特性

若UBB、UCC和Ubm三個參數(shù)固定,RΣ發(fā)生變化,動態(tài)線、Ucm以及Po、ηc等性能指標會有什么變化呢?這就是諧振功放的負載特性。由圖3.2.6可知,UBB和UCC固定意味著Q點固定,Ubm固定進一步意味著θ也固定。根據(jù)式(3.2.14),放大區(qū)動態(tài)線斜率1/Rd將僅隨RΣ而變化。圖中給出了三種不同斜率情況下的動態(tài)線。圖3.2.6三種不同斜率情況下的動態(tài)線及波形分析

動態(tài)線A1B1的斜率最大,即對應的負載RΣ最小,相應的輸出電壓振幅Ucm1也最小,晶體管工作在放大區(qū)和截止區(qū)。動態(tài)線A2B2的斜率較小，與特性曲線相交于飽和區(qū)和放大區(qū)的交點處(此點稱為臨界點),相應的輸出電壓振幅Ucm2增大,晶體管工作在臨界點、放大區(qū)和截止區(qū)。動態(tài)線A3B3的斜率最小,即對應的負載RΣ最大,相應的輸出電壓振幅Ucm3比Ucm2略為增大,晶體管工作在飽和區(qū)、放大區(qū)和截止區(qū)。根據(jù)輸出電壓振幅大小的不同,這三種工作狀態(tài)分別稱為欠壓狀態(tài)、臨界狀態(tài)和過壓狀態(tài),而放大區(qū)和飽和區(qū)又可分別稱為欠壓區(qū)和過壓區(qū)。注意,在過壓狀態(tài)時,iC波形的頂部發(fā)生凹陷,這是由于進入過壓區(qū)后轉(zhuǎn)移特性為負斜率而產(chǎn)生的。

圖3.2.7給出了負載特性曲線。參照圖3.2.6和式(3.2.3)～(3.2.5),對于圖3.2.7中各參數(shù)曲線隨RΣ變化的規(guī)律將很容易理解。由圖3.2.7可以看到,隨著RΣ的逐漸增大,動態(tài)線的斜率逐漸減小,由欠壓狀態(tài)進入臨界狀態(tài),再進入過壓狀態(tài)。在臨界狀態(tài)時,輸出功率Po最大,集電極效率ηc接近最大,所以是最佳工作狀態(tài)。圖3.2.7諧振功放的負載特性曲線

2.放大特性

若UBB、UCC、RΣ三個參數(shù)固定,輸入Ubm變化,此時輸出Ucm以及Po、ηc等性能指標隨之變化的規(guī)律被稱為放大特性。圖3.2.8是利用折線化轉(zhuǎn)移特性分析丙類工作時iC波形隨Ubm變化的關系,并給出了Ucm、Ic1m和Ic0與Ubm的關系曲線。由于Ubm的變化將導致θ的變化,從而使輸出特性欠壓區(qū)內(nèi)動態(tài)線的斜率發(fā)生變化,所以利用輸出特性分析放大特性不方便。

由圖3.2.8可以看到,在欠壓狀態(tài)時,Ucm隨Ubm增大而增大,但不成線性關系,因為θ也會隨之增大,使iC脈沖的寬度和高度都隨之增大。僅當處于甲類或乙類工作狀態(tài)時,θ固定為180°或90°,不會隨Ubm的變化而變化,此時Ucm與Ubm才成正比關系。在過壓狀態(tài),隨著Ubm增加,Ucm幾乎保持不變。圖3.2.8放大特性分析3.調(diào)制特性

(1)基極調(diào)制特性。若UCC、RΣ和Ubm固定,輸出電壓振幅Ucm隨基極偏壓UBB變化的規(guī)律被稱為基極調(diào)制特性。由于UBB和ub是以串聯(lián)迭加方式處于功放的輸入回路,所以UBB的變化與ub的振幅Ubm的變化對輸出電流iC和輸出電壓振幅Ucm的影響是類似的,可以將圖3.2.9和圖3.2.8(b)進行對照分析?；鶚O調(diào)制的目的是使Ucm隨UBB的變化規(guī)律而變化,所以功放應工作在欠壓狀態(tài),才能使UBB對Ucm有控制作用。圖3.2.9基極調(diào)制特性2)集電極調(diào)制特性。若UBB、RΣ和Ubm固定,輸出電壓振幅Ucm隨集電極電壓UCC變化的規(guī)律被稱為集電極調(diào)制特性。由圖3.2.10(a)可以看到,UCC的變化使得靜態(tài)工作點左右平移,從而使欠壓區(qū)內(nèi)的動態(tài)線左右平移,動態(tài)線的斜率不變。由圖3.2.10(b)可以看到，在欠壓狀態(tài)時,當UCC改變時,Ucm幾乎不變。在過壓狀態(tài)時,Ucm隨UCC而單調(diào)變化。所以,此時功放應工作在過壓狀態(tài),才能使UCC時對Ucm有控制作用,即振幅調(diào)制作用。圖3.2.10集電極調(diào)制特性

4.小結(jié)根據(jù)以上對丙類諧振功放的性能分析,可得出以下幾點結(jié)論:(1)若對等幅信號進行功率放大,應使功放工作在臨界狀態(tài),此時輸出功率最大,效率也接近最大。比如對第7章將介紹的調(diào)頻信號進行功率放大。

(2)若對非等幅信號進行功率放大,應使功放工作在欠壓狀態(tài),但線性較差。若采用甲類或乙類工作,則線性較好。比如對第6章將介紹的調(diào)幅信號進行功率放大。(3)丙類諧振功放在進行功率放大的同時,也可進行振幅調(diào)制。若調(diào)制信號加在基極偏壓上,功放應工作在欠壓狀態(tài)；若調(diào)制信號加在集電極電壓上,功放應工作在過壓狀態(tài)。

(4)回路等效總電阻RΣ直接影響功放在欠壓區(qū)內(nèi)的動態(tài)線斜率,對功放的各項性能指標關系很大,在分析和設計功放時應重視負載特性。

例3.2某高頻功放工作在臨界狀態(tài),已知UCC=18V,gcr=0.6A／V,θ=60°,RΣ=100Ω,求輸出功率Po、直流功率PD和集電極效率ηc。

解：由式(3.2.14)可求得:Rd=α1(60°)(1-cos60°)×100=19Ω由圖3.2.6可以寫出以下關系式:故所以【例3.3】已知一諧振功放工作在欠壓狀態(tài)，如果要將它調(diào)整到臨界狀態(tài)，需要改變哪些參數(shù)？不同調(diào)整方法所得到的輸出功率Po是否相同？為什么？

解：可以有四種調(diào)整方法。設原輸出功率為Po0，原放大區(qū)內(nèi)動態(tài)線及其延長線為AQ1，四種方法得到的輸出功率分別為Po1、Po2、Po3、Po4。（1）增大負載RΣ，則放大區(qū)內(nèi)動態(tài)線斜率減小，Q點不變，仍為Q1，動態(tài)線及其延長線為BQ1。根據(jù)圖3.2.7負載特性，Ucm和Po將增大，所以Po1＞Po0。

（2）減小UCC，則動態(tài)線平行左移，RΣ不變，動態(tài)線及其延長線為BQ2。根據(jù)圖3.2.10集電極調(diào)制特性，Ucm略減小，Po略有減小，所以Po2≈Po0。（3）增大UBB，則動態(tài)線平行上移，RΣ

不變，Q點上移，動態(tài)線及其延長線為CQ3。根據(jù)圖3.2.9基極調(diào)制特性，Ucm增大，Po將增大，所以Po3＞Po0。（4）增大Ubm，則動態(tài)線從A延長到D，RΣ不變，Q點不變，根據(jù)圖3.2.8放大特性，Ucm和Po均增大，所以Po4＞Po0。

從圖例3.2.11可見，（4）的Ucm略大于（3）的Ucm，而（3）和（4）的RΣ相同，故Po4＞Po3。另外，（1）的Ucm

略大于（3）、（4）的Ucm

，但（1）的RΣ大于（3）、（4）的RΣ

，所以，Po1的功率大小取決于RΣ增大的程度。若采用方法（1）時RΣ增大較多，使Po1＜Po3，則有Po4＞Po3＞Po1＞Po2。圖3.2.11例3.3圖3.2.3直流饋電線路與匹配網(wǎng)絡

1.直流饋電線路

在高頻功放的輸入回路和輸出回路應分別加上合適的直流偏壓,有關的直流饋電線路可分為串聯(lián)饋電和并聯(lián)饋電兩種基本電路形式。前者是指晶體管、直流電源和回路三部分串聯(lián),后者是指這三部分并聯(lián)。但無論哪種電路形式,直流偏壓與交流電壓總是串聯(lián)迭加的,假定交流電壓是單頻信號,即滿足uBE=UBB+Ubmcosωt,uCE=UCC-Ucmcosωt的關系式。

(1)集電極饋電線路。圖3.2.11給出了集電極饋電線路的兩種基本形式。由于集電極電流是脈沖形狀,包括直流、基頻及各次諧波分量,所以集電極饋電線路除了應有效地將直流電壓加在晶體管的集電極與發(fā)射極之間外,還應使基頻分量流過負載回路產(chǎn)生輸出功率,同時有效地濾除高次諧波分量。圖中的高頻扼流圈Lc和高頻短路電容Cc、Cc1、Cc2的作用在于阻止高次諧波流過直流電源并為其提供短路通道,以免高次諧波影響直流電源的穩(wěn)壓性能。串聯(lián)饋電方式的優(yōu)點是Lc和Cc處于高頻地電位,它們對地的分布電容不會影響回路的諧振頻率,缺點是電容器C的動片不能直接接地,安裝調(diào)整不方便。而并聯(lián)饋電方式的優(yōu)缺點正好相反。由于Lc和Cc1不處于高頻地電位,它們對地的分布電容直接影響回路的諧振頻率,但回路處于直流地電位,L、C元件可接地,故安裝調(diào)整方便。圖3.2.12集電極饋電線路(a)串聯(lián)饋電；(b)并聯(lián)饋電(2)基極饋電線路?；鶚O饋電也有串饋與并饋兩種形式,但對于丙類諧振功放,通常采用自給偏壓方式。圖3.2.13給出了幾種基極饋電線路,均為自給偏壓形式。在無輸入信號時,自給偏壓電路的偏置為零。隨著輸入信號的逐漸增大,加在晶體管be結(jié)之間的偏置電壓向負值方向增大。由此可見,乙類功放不能采用自給偏壓方式。圖3.2.13諧振功放的基極偏置電路

2.匹配網(wǎng)絡

為了使諧振功放的輸入端能夠從信號源或前級功放得到有效的功率,輸出端能夠向負載輸出不失真的最大功率或滿足后級功放的要求,在諧振功放的輸入和輸出端必須加上匹配網(wǎng)絡。匹配網(wǎng)絡的作用是在所要求的信號頻帶內(nèi)進行有效的阻抗變換(根據(jù)實際需要使功放工作在臨界點、過壓區(qū)或欠壓區(qū)),并充分濾除無用的雜散信號。第1章已介紹了幾種基本LC選頻匹配網(wǎng)絡,具體應用時為了產(chǎn)生良好的選頻匹配效果,常采用多節(jié)匹配網(wǎng)絡級聯(lián)的方式。為了衡量輸出匹配網(wǎng)絡上的功率損耗，可以定義回路效率為（3.2.16）其中，PL、Po分別是負載上得到的功率和功放的輸出功率

例3.4

分析圖例3.2.14所示工作頻率為175MHz的兩級諧振功率放大電路的組成及元器件參數(shù)。圖3.2.14例3.4圖

解：兩級功放的輸入饋電方式均為自給負偏壓,輸出饋電方式均為并饋。此電路輸入功率Pi=1W,輸出功率Po=12W,信號源阻抗Rs=50Ω,負載RL=50Ω。其中第一級輸出功率Po1=4W,電源電壓UCC=135V。兩級功放管分別采用3DA21A和3DA22A,均工作在臨界狀態(tài),飽和壓降分別為1V和15V。各項指標滿足安全工作條件?？梢杂嬎愠龈骷壔芈返刃Э傋杩狗謩e應該為

由于3DA21A和3DA22A的輸入阻抗分別為R2=7Ω和R4=5Ω,因此Rs≠R2,RΣ1≠R4,RΣ2≠RL,即不滿足匹配條件,所以在信號源與第一級放大器之間、第一級放大器與第二級放大器之間分別加入T型選頻匹配網(wǎng)絡(C1、C2、L1和C3、C4、L2),在第二級放大器與負載之間加入倒L型選頻匹配網(wǎng)絡(C5、L3、C6)。三個選頻匹配網(wǎng)絡在175MHz工作頻率點的輸入阻抗分別是R1、R3和R5。且有R1=RS=50Ω,R3=RΣ1=20Ω,R5=RΣ2=6Ω。

高頻大功率晶體管的等效電路與用作小信號放大的高頻小功率晶體管的等效電路不一樣，比較復雜。工作在高頻段時，功放管的輸入電容可以忽略，僅考慮輸入電阻即可；而輸出電阻很大，可以忽略，只需要考慮輸出電容。在設計匹配網(wǎng)絡時應注意這一點。其中第一級輸入匹配網(wǎng)絡是T型，可直接采用第1章例1.4所得結(jié)果確定其中三個電抗元件值。設Q2＝5，由式（1.1.39）、式（1.1.40）式（1.1.41）可求得

第一級與第二級之間的級間匹配網(wǎng)絡雖然也采用T型網(wǎng)絡，但由于要考慮第一級放大器輸出電容的影響，因此不能直接采用例1.4所得結(jié)果。第二級輸出匹配網(wǎng)絡同樣要考慮第二級放大器輸出電容的影響，所以也不能直接采用倒L型匹配網(wǎng)絡的公式。有關級間和輸出匹配網(wǎng)絡的公式推導較復雜，故此處不再討論。3DA21A與3DA22A的輸出電容分別是36pF和80pF。根據(jù)相應公式可計算出本電路中另外兩個匹配網(wǎng)絡的電抗元件值分別為C3≈23.3pF，C4≈20.7pF，L2≈0.023μH，C5≈18.2pF，L3≈0.071μH，C6≈23.9pF。

以上計算未考慮晶體管參數(shù)的分散性和分布參數(shù)的影響。C1～C6均采用可變電容器,其最大容量應為計算值的2～3倍。通過實驗調(diào)整,最后確定匹配網(wǎng)絡元件的精確值。電路中四個高扼圈的電感量為1μH左右,其中兩個作為基極直流偏置的組成元件,另外兩個在集電極并饋電路中對iC中的各次諧波分量起阻擋作用,并為集電極直流電源提供通路。高頻旁路電容C7和C9的值均為0.05μF,穿心電容C8和C10為1500pF,它們使高次諧波分量短路接地。一般來說,在400MHz以下的甚高頻(VHF)段,匹配網(wǎng)絡通常采用第1章介紹的集總參數(shù)LC元件組成,而在400MHz以上的超高頻(UHF)段,則需使用分布參數(shù)的微帶線組成匹配網(wǎng)絡,或使用微帶線和LC元件混合組成。

微帶線又稱微帶傳輸線,是用介質(zhì)材料把單根帶狀導體與接地金屬板隔離而構(gòu)成的,圖3.2.15給出了結(jié)構(gòu)示意圖和符號。微帶線的電性能,如特性阻抗、帶內(nèi)波長、損耗和功率容量等,與絕緣基板的介電系數(shù)、基板厚度H和帶狀導體寬度W有關。實際使用時,微帶線是采用雙面敷銅板,在上面作出各種圖形,構(gòu)成電感、電容等各種微帶元件,從而組成諧振電路、濾波器以及阻抗變換器等的。圖3.2.15微帶線符號(a)和結(jié)構(gòu)(b)

寬帶高頻功率放大電路采用非調(diào)諧寬帶網(wǎng)絡作為匹配網(wǎng)絡,能在很寬的頻帶范圍內(nèi)獲得線性放大。常用的寬帶匹配網(wǎng)絡是傳輸線變壓器,它可使功放的最高頻率擴展到幾百兆赫甚至上千兆赫,并能同時覆蓋幾個倍頻程的頻帶寬度。由于無選頻濾波性能,故寬帶高頻功放只能工作在非線性失真較小的甲類或乙類狀態(tài),效率較低。所以,寬帶高頻功放是以犧牲效率來換取工作頻帶的加寬。3.3寬帶高頻功率放大電路 與功率合成電路3.3.1傳輸線變壓器

1.寬頻帶特性普通變壓器上、下限頻率的擴展方法是相互制約的。為了擴展下限頻率,就需要增大初級線圈電感量,使其在低頻段也能取得較大的輸入阻抗,如采用高導磁率的高頻磁芯和增加初級線圈的匝數(shù),但這樣做將使變壓器的漏感和分布電容增大,降低了上限頻率；為了擴展上限頻率,就需要減小漏感和分布電容,減小高頻功耗,如采用低導磁率的高頻磁芯和減少線圈的匝數(shù),但這樣做又會使下限頻率提高。

傳輸線變壓器是基于傳輸線原理和變壓器原理二者相結(jié)合而產(chǎn)生的一種耦合元件。它是將傳輸線(雙絞線、帶狀線或同軸線等)繞在高導磁率的高頻磁芯上構(gòu)成的,以傳輸線方式與變壓器方式同時進行能量傳輸。利用圖3.3.1所示一種簡單的1∶1傳輸線變壓器,可以說明這種特殊變壓器能同時擴展上、下限頻率的原理。在圖3.3.1中,(a)圖是結(jié)構(gòu)示意圖,(b)圖和(c)圖分別是傳輸線方式和變壓器方式的工作原理圖,(d)圖是用分布電感和分布電容表示的傳輸線分布參數(shù)等效電路。圖3.3.11∶1傳輸線變壓器結(jié)構(gòu)示意圖及等效電路(a)結(jié)構(gòu)圖；(b)、?工作原理圖(d)等效電路

在以傳輸線方式工作時,信號從①、③端輸入,②、④端輸出。如果信號的波長與傳輸線的長度可以相比擬,兩根導線固有的分布電感和相互間的分布電容就構(gòu)成了傳輸線的分布參數(shù)等效電路。若傳輸線是無損耗的,則傳輸線的特性阻抗其中ΔL、ΔC分別是單位線長的分布電感和分布電容。若Zc與負載電阻RL相等,則稱為傳輸線終端匹配。

在此無耗、匹配情況下,若傳輸線長度l與工作波長λ相比足夠小(l＜λmin／8)時,可以認為傳輸線上任何位置處的電壓或電流的振幅均相等,且輸入阻抗Zi=Zc=RL,故為1∶1變壓器。可見,此時負載上得到的功率與輸入功率相等且不因頻率的變化而變化。在以變壓器方式工作時,信號從①、②端輸入,③、④端輸出。由于輸入、輸出線圈長度相同,從圖(c)可見,這是一個1∶1的反相變壓器。

當工作在低頻段時,由于信號波長遠大于傳輸線長度,分布參數(shù)很小,可以忽略,故變壓器方式起主要作用。由于磁芯的導磁率高,所以雖傳輸線較短也能獲得足夠大的初級電感量,保證了傳輸線變壓器的低頻特性較好。當工作在高頻段時,傳輸線方式起主要作用,在無耗匹配的情況下,上限頻率將不受漏感、分布電容、高導磁率磁芯的限制。而在實際情況下,雖然要做到嚴格無耗和匹配是很困難的,但上限頻率仍可以達到很高。由以上分析可以看到,傳輸線變壓器具有良好的寬頻帶特性。

2.阻抗變換特性

與普通變壓器一樣,傳輸線變壓器也可以實現(xiàn)阻抗變換,但由于受結(jié)構(gòu)的限制,只能實現(xiàn)某些特定阻抗比的變換。圖3.3.2給出了一種4∶1傳輸線阻抗變換器的原理圖。在無耗且傳輸線長度很短的情況下,傳輸線變壓器輸入端與輸出端電壓相同,均為,流過的電流均為。由此可得到特性阻抗Zc和輸入端輸入阻抗Zi分別為所以,當負載RL為特性阻抗Zc的1/2時,此傳輸線變壓器可以實現(xiàn)4∶1的阻抗變換。故此時的終端匹配條件是RL=Zc/2。其中Zi是指①、④端之間的等效阻抗。利用傳輸線變壓器還可以實現(xiàn)其它一些特定阻抗比的阻抗變換。注意不同阻抗比時的終端匹配條件不一樣。圖3.3.24∶1阻抗變換器

圖3.3.3給出了一個兩級寬帶高頻功率放大電路,其匹配網(wǎng)絡采用了三個傳輸線變壓器。由圖可見,兩級功放都工作在甲類狀態(tài),并采用本級直流負反饋方式展寬頻帶,改善非線性失真。三個傳輸線變壓器均為4∶1阻抗變換器。前兩個級聯(lián)后作為第一級功放的輸出匹配網(wǎng)絡,總阻抗比為16∶1,使第二級功放的低輸入阻抗與第一級功放的高輸出阻抗實現(xiàn)匹配。第三個使第二級功放的高輸出阻抗與50Ω的負載電阻實現(xiàn)匹配。圖3.3.3寬帶高頻功率放大電路3.3.2功率合成利用多個功率放大電路同時對輸入信號進行放大,然后設法將各個功放的輸出信號相加,這樣得到的總輸出功率可以遠遠大于單個功放電路的輸出功率，這就是功率合成技術。利用功率合成技術可以獲得幾百瓦甚至上千瓦的高頻輸出功率。理想的功率合成器不但應具有功率合成的功能,還必須在其輸入端使與其相接的前級各率放大器互相隔離,即當其中某一個功率放大器損壞時,相鄰的其它功率放大器的工作狀態(tài)不受影響,僅僅是功率合成器輸出總功率減小一些。圖3.3.4功率合成器原理圖

由圖可見,采用7個功率增益為2,最大輸出功率為10W的高頻功放,利用功率合成技術,可以獲得40W的功率輸出。其中采用了三個一分為二的功率分配器和三個二合一的功率合成器。功率分配器的作用在于將前級功放的輸出功率平分為若干份,然后分別提供給后級若干個功放電路。利用傳輸線變壓器可以組成各種類型的功率分配器和功率合成器,且具有頻帶寬、結(jié)構(gòu)簡單、插入損耗小等優(yōu)點,然后可進一步組成寬頻帶大功率高頻功放電路。

在VHF和UHF頻段,已經(jīng)出現(xiàn)了一些集成高頻功率放大器件。這些功放器件體積小,可靠性高,外接元件少,輸出功率一般在幾瓦至十幾瓦之間。日本三菱公司的M57704系列、美國Motorola公司的MHW系列便是其中的代表產(chǎn)品。表3.4.1列出了Motorola公司集成高頻功率放大器MHW系列中部分型號的電特性參數(shù)。圖3.4.1給出了其中一種型號的外形圖。3.4集成高頻功率放大電路及應用簡表3.4.1Motorola公司MHW系列部分功放器件電特性（T=25℃）圖3.4.1MHW105外形圖MHW系列中有些型號是專為便攜式射頻應用而設計的,可用于移動通信系統(tǒng)中的功率放大,也可用于工商業(yè)便攜式射頻儀器。使用前,需調(diào)整控制電壓,使輸出功率達到規(guī)定值。在使用時,需在外電路中加入功率自動控制電路,使輸出功率保持恒定,同時也可保證集成電路安全工作,避免損壞。