背靠背變換器的仿真研究畢業(yè)論文.doc

畢業(yè)設(shè)計（論文）題 目 背靠背變換器的仿真研究 專 業(yè) 電氣工程及其自動化 西安理工大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計（論文）背靠背變換器的仿真研究摘 要背靠背電壓源型變換器在輕型直流輸電系統(tǒng)，變速恒頻風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)輕型直流輸電系統(tǒng)以及電動機變頻調(diào)速中有著越來越重要的作用。PWM整流-PWM逆變形式的背靠背VSC不僅具有良好的輸出性能，更具有良好的輸入性能，可獲得任意功率因數(shù)的正弦輸入電流，且具有能量雙向流動的良好能力。介紹了背靠背電壓源型變流器在dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的動態(tài)數(shù)學(xué)模型、背靠背電壓源型變流器與兩端交流系統(tǒng)互聯(lián)時的功率交換控制原理。設(shè)計了基于直接電流控制的雙閉環(huán)控制器，實現(xiàn)了有功功率和無功功率的解耦控制，基于系統(tǒng)傳遞函數(shù)，采用極點配置的PI參數(shù)設(shè)計方法，使控制器的期望性能指標(biāo)與PI參數(shù)之間建立了直接的量化關(guān)系。最后，利用PSCAD軟件搭建了背靠背VSC變換器控制仿真模型，最終通過對背靠背VSC與兩端交流系統(tǒng)的功率交換進(jìn)行控制仿真，驗證了所設(shè)計控制器的有效性。關(guān)鍵詞：背靠背電壓源型變換器、dq軸解耦控制、直接電流控制AbstractBack-to-back voltage source converter is becoming more and more important in new fields such as VSCF wind power generator system and HVDC light. back-to-back VSC in the form of PWM rectifier-PWM inverter not only has good output performance, but also has good input performance,and it can obtain sinusoidal input current with any power factor as well as a bidirectional energy flow.The dynamic mathematical model for back-to-back VSC under dq synchronous reference frame is represented as well as the power exchange control principle between converters and two side ac systems.t A dual closed loop controller based on direct current control strategy is designed for active power and reactive power exchange between the converter and two side ac systems, active power control and reactive power control are decoupled. According to the system transfer function, the direct quantitative relationship is established between the desired performance targets and PI parameters based on pole-assignment for PI parameters design method.Finally, power exchange control simulation model for back-to-back VSC based on PSCAD is set up, Power exchange control between back-to-back VSC and two side ac systems is simulated, the validity of the proposed controller is demonstrated by the simulation results.Keywords: back-to-back voltage source converter, dq axis decoupled control, direct current control目 錄第1章 緒論11.1 選題背景及意義11.2 背靠背VSC的研究現(xiàn)狀1 1.2.1 背靠背VSC的應(yīng)用情況1 1.2.2 VSC控制策略的研究現(xiàn)狀5第2章 背靠背VSC的數(shù)學(xué)模型62.1 背靠背VSC的工作原理62.2 背靠背VSC的數(shù)學(xué)模型10第3章 背靠背VSC的控制器設(shè)計113.1 背靠背VSC的上層控制策略113.2 背靠背VSC的控制器設(shè)計12 3.2.1 背靠背VSC內(nèi)環(huán)電流控制器設(shè)計12 3.2.2 背靠背VSC直流電壓控制器設(shè)計15 3.2.3 背靠背VSC2側(cè)控制器設(shè)計183.3 本章小結(jié)20第4章 背靠背VSC仿真運行結(jié)果224.1 背靠背 VSC 系統(tǒng)功率控制仿真建模22 4.1.1 鎖相環(huán)22 4.1.2 dq變換模塊23 4.1.3 調(diào)制波發(fā)生模塊23 4.1.4 上層控制模塊24 4.1.4 PWM發(fā)生模塊254.2 背靠背 VSC 系統(tǒng)功率控制仿真結(jié)果28 4.2.1 直流電壓控制仿真結(jié)果28 4.2.2 VSC1側(cè)無功功率控制仿真結(jié)果28 4.2.3 VSC2側(cè)有功功率控制仿真結(jié)果30 4.2.4 VSC2側(cè)無功功率控制仿真結(jié)果31結(jié)論33致謝22參考文獻(xiàn)32附錄42I第1章 緒論1.1 選題的背景及意義目前，以全控型器件和 PWM 技術(shù)為特征的背靠背電壓源型變流器（VoltageSource Converter, VSC），由于具有能夠?qū)崿F(xiàn)能量的雙向流動、有功功率和無功功率可獨立控制、產(chǎn)生的諧波含量小、直流電壓可控等諸多優(yōu)點，在節(jié)能與新能源備受重視的當(dāng)今社會，已成為變速恒頻風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)、輕型直流輸電系統(tǒng)及電動機變頻調(diào)速技術(shù)的核心，從而得到了廣泛的關(guān)注15。近年來，許多學(xué)者對于變流器的控制技術(shù)進(jìn)行了深入研究，取得了一些成果。背靠背電壓源型變流器應(yīng)用于上述領(lǐng)域時，其控制目標(biāo)是實現(xiàn)兩端交流系統(tǒng)功率的相互交換，系統(tǒng)的整體工作性能不僅取決于控制器的穩(wěn)定性、快速性和精確性，而且與主電路結(jié)構(gòu)及參數(shù)有關(guān)，而控制器的性能則決定于控制策略和控制器參數(shù)選擇的優(yōu)劣。因此，對于背靠背 VSC 的控制器如何設(shè)計，控制器參數(shù)如何選取以滿足控制目標(biāo)的要求、主電路參數(shù)對系統(tǒng)運行特性有何影響等內(nèi)容進(jìn)行深入的分析和研究，對于背靠背 VSC 的實際運行有重要的指導(dǎo)意義。1.2 背靠背VSC的研究現(xiàn)狀1.2.1 背靠背VSC的應(yīng)用情況a.背靠背VSC在變速恒頻風(fēng)力發(fā)電中的應(yīng)用在能源短缺、環(huán)境污染日益嚴(yán)重的今天，充分開發(fā)、利用可再生能源是解決能源與環(huán)境問題的最優(yōu)選擇，其中風(fēng)能的利用又是目前最具有現(xiàn)實意義的方案。對此，世界各國均高度重視、大力發(fā)展，使得風(fēng)電機組的裝機容量和在電能生產(chǎn)中所占比重均迅速增長。此外，隨著風(fēng)電機組單機容量的不斷擴大，如何最大限度地利用風(fēng)能、提高發(fā)電效率已經(jīng)成為風(fēng)力發(fā)電的重要研究內(nèi)容。變速恒頻發(fā)電方式已成為風(fēng)電技術(shù)的主流，其中采用變頻器交流勵磁的雙饋異步發(fā)電系統(tǒng)更是當(dāng)前的主要技術(shù)方案67。由于 PWM 整流-PWM 逆變形式的背靠背 VSC 不僅有良好的輸出性能，更具有良好的輸入性能，可獲得任意功率因數(shù)的正弦輸入電流，且具有能量雙向流動的能力。更為重要的是根據(jù)目前商品化自關(guān)斷功率器件的功率等級，可以滿足兆瓦級變速恒頻風(fēng)力發(fā)電機組轉(zhuǎn)子交流勵磁的需要，有著現(xiàn)實的工程應(yīng)用價值，因此在變速恒頻雙饋異步發(fā)電系統(tǒng)中可作為一種滿足交流勵磁要求的理想變頻電源。由于在變速恒頻雙饋風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的運行過程中，兩個 PWM 變流器的工作態(tài)經(jīng)常變換，通常不再以它們工作于整流或逆變的狀態(tài)來區(qū)分它們，而是按它們的位置分別稱之為網(wǎng)側(cè) PWM 變流器和轉(zhuǎn)子側(cè) PWM 變流器，交流勵磁雙饋風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖 1-1 所示。 圖 1-1 變速恒頻交流勵磁雙饋異步發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖在具體的運行控制過程中，網(wǎng)側(cè) PWM 變流器的任務(wù)主要有兩個：一是保證良好的輸入特性，即輸入電流的波形接近正弦，諧波含量少，功率因數(shù)符合要求，理論上網(wǎng)側(cè) PWM 變流器可獲得任意可調(diào)的功率因數(shù)，這就為整個系統(tǒng)的功率因數(shù)的控制提供了另一個途徑；二是保證直流母線電壓的穩(wěn)定，直流母線電壓的穩(wěn)定是兩個 PWM 變流器正常工作的前提，是通過對輸入電流的有效控制來實現(xiàn)的。轉(zhuǎn)子側(cè)變流器的作用是也主要分兩個方面：一是給雙饋異步發(fā)電機的轉(zhuǎn)子提供勵磁分量的電流，從而可以調(diào)節(jié)定子側(cè)所發(fā)出的無功功率；二是通過控制雙饋異步發(fā)電機轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)矩分量的電流控制轉(zhuǎn)速或控制定子側(cè)所發(fā)出的有功功率，從而使雙饋異步發(fā)電機運行在風(fēng)力機的最佳功率曲線上，實現(xiàn)最大風(fēng)能追蹤（捕獲）運行。b.背靠背VSC在輕型直流輸電系統(tǒng)中的應(yīng)用 輕型直流輸電（HVDC Light）技術(shù)采用全控型器件 IGBT（絕緣柵雙極晶體管）和PWM（脈寬調(diào)制）技術(shù)組成的電壓源換流器進(jìn)行換流，可以工作在無源逆變方式，不需要外加換相電壓，從而克服了傳統(tǒng) HVDC 受端必須是有源網(wǎng)絡(luò)的根本缺陷。由于其傳輸容量比傳統(tǒng)的小，裝置結(jié)構(gòu)簡單，因此稱為輕型直流輸電。全控型器件的應(yīng)用賦予了 HVDC Light 一些傳統(tǒng) HVDC 無法比擬的優(yōu)點，例如可以向無源網(wǎng)絡(luò)供電，同時獨立控制有功功率和無功功率，動態(tài)補償交流母線的無功功率，穩(wěn)定直流母線電壓等，甚至能夠在一側(cè)交流系統(tǒng)故障的條件下仍然通過另一側(cè)輸送功率，還可以構(gòu)成并聯(lián)多端直流系統(tǒng)。目前在瑞典、丹麥、澳大利亞和美國等國家已建成了 7 個輕型 HVDC 工程8-9，其主要適用于向孤立的遠(yuǎn)方小負(fù)荷區(qū)供電、風(fēng)力發(fā)電站或小型水電站與主網(wǎng)的聯(lián)結(jié)等。輕型直流輸電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖 1-2所示。 圖 1-2 輕型直流輸電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖 輕型直流輸電系統(tǒng)中的背靠背 VSC 一般有四種基本控制方式： （1）定直流電壓控制方式，用以控制直流母線電壓和輸送到交流側(cè)的無功功率； （2）定直流電流（功率）控制方式，用以控制直流電流（功率）和輸送到交流側(cè)的無功功率； （3）定交流電壓控制方式，僅控制交流側(cè)母線電壓； （4）變頻率控制方式，用以控制交流側(cè)頻率，適用于與風(fēng)力發(fā)電廠連接。其中方式（1）、（2）適用于與有源交流網(wǎng)絡(luò)相聯(lián)的情況，方式（3）適用于給無源網(wǎng)絡(luò)供電的情況。對于一個實際的輕型直流輸電系統(tǒng)，需有一端采用定直流電壓控制，另一端是采用定直流電流控制還是定交流電壓控制則取決于所聯(lián)的交流網(wǎng)絡(luò)是有源網(wǎng)絡(luò)還是無源網(wǎng)絡(luò)。c.背靠背VSC在電動機變頻調(diào)速中的應(yīng)用背靠背變流系統(tǒng)基于交-直-交結(jié)構(gòu)，輸入端采用 PWM 可控整流，輸出端采用 PWM 逆變，與傳統(tǒng)采用二極管不控整流的變流系統(tǒng)相比具有可以實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦化，且可實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)，便于控制直流母線電壓的泵升，能量可雙向流動，可將電機制動產(chǎn)生的能量回饋電網(wǎng)，實現(xiàn)電機四象限運行等諸多優(yōu)點10-11，背靠背變流系統(tǒng)如圖1-3 所示。圖 1-3 背靠背變流系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖根據(jù)能量的流向，背靠背變流系統(tǒng)運行狀態(tài)可以分為兩種：1、能量由三相交流電網(wǎng)流向電動機負(fù)載 當(dāng)電動機處于拖動運行狀態(tài)時，能量由交流電網(wǎng)經(jīng)系統(tǒng)中的 VSC1 流向 VSC2。此時，VSC1 工作在整流狀態(tài)下，使用 PWM 方式控制交流網(wǎng)側(cè)的電流與電網(wǎng)相電壓同相位，實現(xiàn)單位功率因數(shù)整流；VSC2 工作在逆變狀態(tài)下，逆變橋開關(guān)元件在PWM 控制下，輸出頻率與幅值可調(diào)的正弦電壓信號，實現(xiàn)交流電機的變頻調(diào)速。2、電動機再生能量饋入三相交流電網(wǎng) 在變頻調(diào)速過程中，當(dāng)電動機處于減速運行時，由于負(fù)載慣性作用進(jìn)入發(fā)電狀態(tài)。此時，VSC2 工作在整流狀態(tài)下，交流電動機的再生能量經(jīng)由 VSC2 中開關(guān)元件和續(xù)流二極管向中間直流環(huán)節(jié)的儲能電容充電，使電容器兩端電壓升高；VSC1 工作在有源逆變狀態(tài)下，其開關(guān)元件在 PWM 控制下，將能量饋入交流電網(wǎng)中，完成能量的雙向流動。同時，由于 PWM 整流器閉環(huán)控制作用，加上使用自關(guān)斷器件和開關(guān)頻率的大幅度提高，使饋入電網(wǎng)的電流為與電網(wǎng)相電壓相位相反的正弦波，系統(tǒng)的功率因數(shù)約等于1，回收了再生能量，提高了系統(tǒng)功率因數(shù)，消除了變頻裝置對電網(wǎng)的諧波污染。1.2.2 VSC控制策略的研究現(xiàn)狀目前，變流器的控制策略主要有間接電流控制、直接電流控制和基于非線性系統(tǒng)反饋線性化理論的 dq 矢量解耦控制。間接電流控制也稱為相位和幅值控制，是通過控制變流器前端電壓的相位和幅值，間接地控制交流側(cè)電流，實現(xiàn)功率因數(shù)校正，改善電流波形12。直接電流控制是通過運算求出交流輸入電流指令值，在引入交流電流反饋，通過對交流電流的直接控制而使其跟蹤指令電流值12。非線性系統(tǒng)反饋線性化理論的 dq 矢量解耦控制是通過選擇適當(dāng)?shù)姆蔷€性坐標(biāo)變換 z=T(x)和非線性狀態(tài)反饋量 v=(x)+(x)u，從而使非線性系統(tǒng)得以在大范圍甚至全局范圍內(nèi)線性化，對于多變量非線性系統(tǒng)，在實現(xiàn)線性化的同時，實現(xiàn)解耦13。第2章 背靠背VSC的數(shù)學(xué)模型背靠背電壓源型變流器的數(shù)學(xué)模型是對其控制技術(shù)進(jìn)行研究的基礎(chǔ)，本章首先對背靠背電壓源型變流器的工作原理進(jìn)行分析，在此基礎(chǔ)上建立其在 dq 同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的動態(tài)數(shù)學(xué)模型，并分析了該模型的特點。2.1 背靠背VSC的工作原理聯(lián)結(jié)2個有源系統(tǒng)的背靠背電壓源型變流器(VSC)的基本結(jié)構(gòu)如圖2-1所示。系統(tǒng)主要由2個電壓源型變流器(VSC1，、VSC2 )、直流側(cè)電容器(C)和交流側(cè)電抗器(L1、L2)構(gòu)成。電感寄生電阻及線路損耗電阻分別用R1和R2表示，通常L1=L2=L、Rl=R2=R。其中直流側(cè)電容器C為逆變側(cè)提供電壓支撐以及濾波作用。圖2-1 背靠背電壓源型變流器主電路結(jié)構(gòu)圖 由于兩側(cè)變流器對稱，下面以VSC1為例進(jìn)行分析其工作原理。假設(shè)VSC中功率開關(guān)元件為理想元件，以開關(guān)信號描述其通斷，定義三相橋臂開關(guān)信號為： 以a相為例，當(dāng)sa=1,既a相上橋臂導(dǎo)通、下橋臂關(guān)斷時，變流器a相對于直流側(cè)參考點O的電壓uao=udc，udc為直流側(cè)電壓；當(dāng)a相上橋臂關(guān)斷、下橋臂導(dǎo)通時，sa=0，uao=0。同理可得到b相與c相結(jié)果。因此： 因為 其中VNO為交流系統(tǒng)1的中性點與直流側(cè)參考點之間的電壓?？梢缘玫?由于VSC1交流側(cè)為三相平衡系統(tǒng)，其中，所以 因此 由此可得，VSC直流側(cè)電壓通過功率開關(guān)狀態(tài)與交流側(cè)電壓互相關(guān)聯(lián)，開關(guān)狀態(tài)確定后直流電壓與交流電壓之間的關(guān)系也就確定14。VSC交流輸出為電壓脈沖，包含有基波與高次諧波。由于電感L的濾波作用，VkN中的高次諧波分量使交流電流產(chǎn)生的脈動非常小，可以忽略，所以VSC交流輸出電壓為一幅值、相位與頻率可控的正弦電壓，可以用（2-7）表示： 式中：m為調(diào)制比，其值等于變流器輸出的交流相電壓基波幅值與直流側(cè)電壓之比；為變流器輸出的交流基波相電壓超前交流系統(tǒng)基波相電壓的相角。下面分析 VSC 交流側(cè)輸出電壓與功率流向的關(guān)系，如圖 2-2 所示，E 為交流系統(tǒng)電壓矢量，I 為交流系統(tǒng)電流矢量，V 為變流器輸出電壓基波矢量，VL 為電感電壓矢量，為V 超前E 的相位， 為交流系統(tǒng)的功率因數(shù)角。圖2-2 穩(wěn)態(tài)運行時變流器輸出電壓基波向量與傳輸功率關(guān)系示意圖 圖2-3 背靠背VSC系統(tǒng)運行狀態(tài)與能量流向關(guān)系示意圖忽略等效電阻 R，由穩(wěn)態(tài)運行時的電壓矢量關(guān)系可知，當(dāng)|E|不變，|I|一定的條件下，向量V 的端點軌跡是以|VL|為半徑的圓，通過控制 VSC 交流側(cè)電壓V 的幅值和相角，即可實現(xiàn) VSC 有功功率和無功功率的雙向流動，即實現(xiàn) VSC 的四象限運行。VSC 從交流系統(tǒng)中吸收的有功功率 P 的大小和方向主要取決于，吸收的無功功率的大小和方向主要決于|V |（V 的幅值）。當(dāng)0 變流器向交流系統(tǒng)傳輸有功功率；0，變流器從交流系統(tǒng)吸收有功功率。|V |E| ,變流器向交流系統(tǒng)提供無功功率，|V |E|, 變流器從交流系統(tǒng)吸收無功功率。背靠背VSC系統(tǒng)與兩側(cè)交流系統(tǒng)互聯(lián)時，通過對兩端VSC的運行狀態(tài)（即VSC1、VSC2交流輸出電壓）的控制來實現(xiàn)能量的雙向流動，如圖 2-3 所示：當(dāng)功率正向傳輸時，交流系統(tǒng)2從直流環(huán)節(jié)吸收能量VSC2在PWM 控制下工作于逆變狀態(tài)，直流環(huán)節(jié)的電容由于放電，會導(dǎo)致直流電壓有下降的趨勢，為了保持直流電壓穩(wěn)定，在脈沖控制下VSC1工作于整流狀態(tài)。當(dāng)功率反向傳輸時，交流系統(tǒng)2向直流環(huán)節(jié)釋放能量，VSC2在脈沖控制下轉(zhuǎn)換成整流狀態(tài)，電容充電，引起直流環(huán)節(jié)電壓的上升。為了限制直流環(huán)節(jié)電壓的上升，VSC1需要將直流環(huán)節(jié)的電能傳向交流系統(tǒng)1，因此在PWM控制下轉(zhuǎn)換成逆變狀態(tài)?？梢钥闯?，變流器工作狀態(tài)的切換是由功率傳輸?shù)姆较驔Q定的。由功率守衡原理可知，要保證有功功率的平衡傳輸，若只對兩端VSC進(jìn)行孤立控制是不行的，必須對兩端VSC進(jìn)行協(xié)調(diào)控制。而對于兩端VSC與各端交流系統(tǒng)的無功功率的交換，因其不需要直流側(cè)的參與，所以可獨立完成15。2.2 背靠背VSC的數(shù)學(xué)模型數(shù)學(xué)建模的目的是能夠正確反映被控對象的動態(tài)特性，為被控對象控制器的設(shè)計提供依據(jù)。因此，雙PWM變流器的數(shù)學(xué)模型是研究其實現(xiàn)多種控制功能的基礎(chǔ)。由圖1-1可知，背靠背VSC是對稱拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其三相對稱系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型可用如下基于d-q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的動態(tài)微分方程組描述16 其中，直流側(cè)電壓變化方程為： 式中：1、2 分別為交流系統(tǒng)相電壓角頻率；id1、id2、iq1、iq2 分別為VSC 交流側(cè)輸出電流矢量的d、q 軸分量；Esd、Vsd、Esq、Vsq 分別為VSC 交流側(cè)并聯(lián)系統(tǒng)電壓矢量的d、q 軸分量；md1、md2、mq1、mq2 分別為VSC1 和VSC2 調(diào)制開關(guān)函數(shù)的d、q 軸分量；Udc 為直流側(cè)母線電壓。三相對稱系統(tǒng)中，忽略交流線路損耗與開關(guān)損耗，則流入VSC1和流出VSC2的有功功率和無功功率分別為： 式中：i01、i02為VSC1、VSC2的直流側(cè)電流。第3章 背靠背VSC的控制器設(shè)計本章首先對背靠背VSC系統(tǒng)的功率交換進(jìn)行了分析，將有功功率和無功功率的控制轉(zhuǎn)化為對有功電流和無功電流的控制，控制系統(tǒng)的設(shè)計采用雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)，內(nèi)環(huán)電流控制器采用電流反饋和電壓前饋的解耦控制策略，實現(xiàn)電流的快速跟蹤，外環(huán)控制器用于確定電流參考值?；谙到y(tǒng)傳遞函數(shù)，采用極點配置的PI參數(shù)設(shè)計方法，將系統(tǒng)的期望性能指標(biāo)與PI參數(shù)建立起直接清晰的函數(shù)關(guān)系。3.1 背靠背VSC的上層控制策略背靠背VSC用于交流系統(tǒng)互聯(lián)時，其目的是實現(xiàn)有功功率與無功功率的單獨控制。根據(jù)式（2-10），穩(wěn)態(tài)情況下Esd、Vsd均為常數(shù)，所以，分別控制id1、iq1即可控制交流系統(tǒng)1的有功、無功功率交換；同理可得到交流系統(tǒng)2相同的結(jié)論。為了確保安全運行，背靠背系統(tǒng)應(yīng)維持直流側(cè)電壓穩(wěn)定于其額定值附近。由式（2-9）（2-10）可得，此約束條件即可得到背靠背交流系統(tǒng)之間的有功功率交換必須維持平衡。而由于兩側(cè)交流系統(tǒng)間無功功率交換無需直流側(cè)電容參與，因此相互獨立。因此，背靠背VSC通常情況下采取一側(cè)為定直流電壓和無功功率控制，另一側(cè)為有功功率和無功功率控制的控制策略。而背靠背VSC與兩側(cè)交流系統(tǒng)間的功率交換控制問題轉(zhuǎn)換為對其d-q軸電流參考值的跟蹤問題。3.2 背靠背VSC的控制器設(shè)計背靠背VSC的控制系統(tǒng)包括控制器和調(diào)制器兩部分，控制器用于獲取變換器輸出的電壓指令，而調(diào)制器則以此電壓指令為調(diào)制波，采取SPWM調(diào)制，獲得相應(yīng)的脈寬調(diào)制信號，從而使變換器輸出的電壓電流能夠接近所給定的電壓指令，從而對兩側(cè)交流系統(tǒng)的有功、無功功率進(jìn)行控制。而由于PWM技術(shù)發(fā)展已非常成熟，所以將不再進(jìn)行介紹，主要進(jìn)行控制器部分的設(shè)計說明。下面將通過分析背靠背VSC系統(tǒng)在d-q軸坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，對電網(wǎng)電流d軸與q軸分量進(jìn)行解耦控制，設(shè)計出電流內(nèi)環(huán)與電壓外環(huán)的雙閉環(huán)控制器，建立各個環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)，控制器的性能指標(biāo)與PI參數(shù)之間建立直接的量化關(guān)系。本文中，VSC1采用定直流電壓與無功功率控制，VSC2采用有功功率與無功功率控制。下面先討論VSC1的控制器設(shè)計。3.2.1 內(nèi)環(huán)電流控制器參照四象限變流器狀態(tài)方程，我們可以得到如下的VSC1電壓方程：其中Vd1、Vq1分別為VSC1交流輸出電壓的d軸分量與q軸分量。由上式可知，d、q軸電流除了受到控制量Vd1、Vq1影響外，還受到電流交叉耦合項Lid1、Liq1與電網(wǎng)電壓Esd、Esq的影響。因此，對id1、iq1進(jìn)行解耦控制，將是內(nèi)環(huán)電流控制器的核心。在這里，我們將采取前饋解耦控制，以消除電流交叉耦合以及電網(wǎng)電壓擾動的影響?？梢缘玫娇刂屏縑d1、Vq1為 式中的id1ref、iq1ref分別為VSC1側(cè)有功電流id1和無功電流iq1的參考值。將式（3-2）代入（3-1）中可得：由式（3-3）可以看出，引入電流狀態(tài)反饋與電網(wǎng)電壓前饋后，只要通過調(diào)節(jié)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)，即可使Vd1、Vq1分別跟蹤其參考值，進(jìn)而產(chǎn)生控制目標(biāo)對應(yīng)的d、q軸電流，并且實現(xiàn)了d、q軸電流的解耦控制。電流內(nèi)環(huán)控制的原理如圖3-1所示。圖3-1 內(nèi)環(huán)電流控制器由于d、q軸電流具有類似的控制對象，因此控制結(jié)構(gòu)與參數(shù)也應(yīng)基本相同，下面以d軸為例進(jìn)行控制器設(shè)計?？紤]數(shù)字化控制往往具有一個控制周期的延遲以及 PWM 裝置的延遲時間，在控制器的設(shè)計中加入了電流信號采樣延遲環(huán)節(jié)和 PWM 裝置的延遲環(huán)節(jié)，PWM 裝置的延遲時間 TTc（PWM 開關(guān)周期），一般取 T=0.5Tc，由于變流器的控制中，Tc 一般很小，時間常數(shù)很小的延遲環(huán)節(jié)可近似為一階慣性環(huán)節(jié)。內(nèi)環(huán)電流控制器傳遞函數(shù)等值框圖如圖 3-2 所示。圖 3-2 內(nèi)環(huán)電流控制器傳遞函數(shù)等值框圖將電流信號采樣延遲環(huán)節(jié)和 PWM 裝置延遲環(huán)節(jié)合并，由于開關(guān)頻率一般較高，合并后分母 s2項系數(shù)遠(yuǎn)小于 s 項系數(shù)，可將 s2項忽略，簡化為一階慣性環(huán)節(jié)：1/（1.5Tcs+1）, Tc為開關(guān)周期。簡化后的內(nèi)環(huán)電流控制器傳遞函數(shù)等值框圖如圖 3-3 所示。圖3-3 簡化后內(nèi)環(huán)電流控制器傳遞函數(shù)等值框圖開環(huán)傳遞函數(shù)為：其中可以看出，內(nèi)環(huán)電流控制系統(tǒng)為一個具有零點的三階系統(tǒng)，其性能很難分析，參數(shù)設(shè)計也較復(fù)雜，而且由于電流內(nèi)環(huán)要求具有快速的跟隨性能，因此需對其進(jìn)行降階處理。為此，令T1=L/R，即用 PI 控制器的零點和電流控制對象傳遞函數(shù)的極點對消，校正后的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：式中：，內(nèi)環(huán)電流控制器為典型二階系統(tǒng)，其PI參數(shù)可根據(jù)所需動態(tài)性能指標(biāo)選取?？梢钥闯?，L值越大，Tc越小，超調(diào)量越??；而Tc越小，調(diào)整時間越短。工程上常取最佳阻尼系數(shù) 作為系統(tǒng)設(shè)計的依據(jù)29，此時有 式中：Tc為控制周期。上式即為內(nèi)環(huán)電流控制器PI參數(shù)的計算公式。3.2.2 直流電壓控制器忽略線路損耗和變流器開關(guān)損耗，有 式中 p1為交流系統(tǒng)1發(fā)出的有功功率?？傻茫?式中 m1為 VSC1 調(diào)制比（VSC1 交流側(cè)輸出基波相電壓幅值與直流側(cè)電壓之比），1為 VSC1 交流側(cè)輸出基波相電壓與交流系統(tǒng)1相電壓的相位差?？紤]外環(huán)電壓信號采樣延遲，直流電壓控制環(huán)節(jié)可采用如下控制規(guī)律： 則直流電壓控制器傳遞函數(shù)等值框圖如圖 3-4 所示。圖3-4 直流電壓控制器傳遞函數(shù)等值框圖由于 m1cos1為一時變環(huán)節(jié)，這給直流電壓環(huán)設(shè)計帶來了困難，為此采用該環(huán)節(jié)的最大比例增量的取值來代替，采用 SPWM 調(diào)制時，m11, 由于該環(huán)節(jié)為1 時對整個電壓環(huán)穩(wěn)定性影響最大，因此這種近似處理是合理的。同時將電壓采樣延遲環(huán)節(jié)和電流內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)合并，并近似為一慣性環(huán)節(jié) 1/（4Tcs+1），簡化后的直流電壓控制器傳遞函數(shù)等值框圖如圖 3-5 所示。圖 3-5 簡化后的直流電壓控制器傳遞函數(shù)等值框圖控制器閉環(huán)傳遞函數(shù)為：其中：其閉環(huán)特征方程為：直流電壓控制器為3階系統(tǒng)，利用主導(dǎo)極點的概念將系統(tǒng)在允許的誤差情況下進(jìn)行降階處理：如果一個實數(shù)極點（或一對復(fù)數(shù)極點）距離虛軸最近，而其它極點與虛軸的距離都比這個（或這對）極點與虛軸的距離大5倍以上，則此系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)可近似視為由這個（或這對）極點所產(chǎn)生，并稱之為主導(dǎo)極點。在高階穩(wěn)定系統(tǒng)中，主導(dǎo)極點往往是一對共軛復(fù)數(shù)極點，這樣可得到最短的調(diào)整時間和較高的精度，此時高階系統(tǒng)相應(yīng)的性能指標(biāo)可近似按二階系統(tǒng)來分析30-31。為此，將系統(tǒng)其中兩個極點配置為一對共軛極點并使之成為主導(dǎo)極點，另外1個極點配置在距離虛軸很遠(yuǎn)的地方。假設(shè)系統(tǒng)期望的閉環(huán)主導(dǎo)極點為：，閉環(huán)非主導(dǎo)極點為：，n 一般取510。n 越大 3 階系統(tǒng)的特性越接近于閉環(huán)主導(dǎo)極點決定的二階系統(tǒng)。期望的閉環(huán)特征方程為：對比D（s）與D（s）有當(dāng)開關(guān)周期Tc確定時，由n、可求得n，進(jìn)而確定直流電壓控制器PI參數(shù)：其中取n=10，阻尼系數(shù) 按二階系統(tǒng)最佳整定值取 0.707，PI 參數(shù)計算公式為：式（3-6）和（3-14）即為基于極點配置方法設(shè)計的背靠背 VSC 控制器參數(shù)，這些參數(shù)與系統(tǒng)動態(tài)性能指標(biāo)建立了直接的函數(shù)關(guān)系，確保了動態(tài)性能指標(biāo)的實現(xiàn)。q 軸電流參考值由 VSC1 側(cè)無功功率參考值確定：。VSC1控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3-6所示。圖3-6 VSC1控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖3.2.3 VSC2側(cè)控制器由于VSC2和VSC1側(cè)對稱，同理將式（2-8）表示為式中Vd2、Vq2分別為VSC2交流輸出電壓的d軸分量和q軸分量。引入 d、q軸電壓耦合補償項ud2、uq2，對電網(wǎng)擾動電壓 Vsd、Vsq采取前饋補償，實現(xiàn) d、q 軸電流的獨立解耦控制。VSC2輸出電壓控制方程為：式中id2ref、iq2ref分別為VSC2側(cè)有功電流id2和無功電流iq2的參考值，將式（3-16）代入（3-15）有：即調(diào)節(jié)PI控制器參數(shù)使之滿足式（3-17），即可實現(xiàn)了d、q 軸電流的解耦控制：圖3-7 VSC2內(nèi)環(huán)電流控制器由于 VSC2 與 VSC1 電流控制對象結(jié)構(gòu)相同，因此具有相同的傳遞函數(shù)，PI參數(shù)也相同。即式（3-6）亦為 VSC2 電流內(nèi)環(huán) PI 參數(shù)的求解公式。VSC2 側(cè)電流參考值由有功功率和無功功率的參考值確定，即 VSC2 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖 3-8 所示。圖3-8 VSC2控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖3.3 本章小結(jié)1本章根據(jù)背靠背 VSC 系統(tǒng)的上層控制策略，確立了一側(cè)變流器定直流電壓和無功功率控制，另一側(cè)變流器采用定有功功率和無功功率控制的控制模式。將背靠背 VSC 與兩端交流系統(tǒng)間的功率交換控制問題，轉(zhuǎn)化為滿足運行約束下電流有功分量和無功分量參考值的跟蹤問題。2設(shè)計了基于直接電流控制的雙閉環(huán)解耦控制器，外環(huán)控制用于確定電流參考值，內(nèi)環(huán)控制用于快速跟蹤電流參考值，實現(xiàn)了有功功率和無功功率的解耦控制?；谙到y(tǒng)傳遞函數(shù)，采用極點配置的 PI 參數(shù)設(shè)計方法，使控制器的期望性能指標(biāo)與 PI 參數(shù)之間建立了直接的量化關(guān)系。圖 3-9 背靠背 VSC 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖第四章 背靠背VSC仿真運行結(jié)果4.1 背靠背VSC系統(tǒng)功率控制仿真建模采用PSCAD仿真軟件建立了背靠背電壓源型變換器的仿真模型，并對其功率及直流側(cè)電壓控制進(jìn)行了仿真實驗，驗證了其控制器及主電路模型的有效性，選取的電路參數(shù)如下：表5-1 背靠背VSC系統(tǒng)電路參數(shù)表5-2 PI調(diào)節(jié)器參數(shù)下面介紹仿真模型中的各個模塊。4.1.1 鎖相環(huán) 圖4-1 鎖相環(huán)模塊仿真圖Usa、Usb、Usc、Usa2、Usb2、Usc2分別是兩側(cè)交流系統(tǒng)三相電壓；theta為整流側(cè)交流系統(tǒng)A相電壓相位，theta2為逆變側(cè)交流系統(tǒng)A相電壓相位。由于PSCAD軟件dq變換模塊所采取的dq軸超前于國內(nèi)采用的dq軸90，因此在鎖相環(huán)輸出的電壓相位在提供給park變換模塊進(jìn)行3s/2r變換之前，需減90，才能使之與數(shù)學(xué)模型計算中采用的dq軸統(tǒng)一，進(jìn)而得到正確的結(jié)果。4.1.2 dq變換模塊 圖4-2 dq變換模塊仿真圖Ia、Ib、Ic、Ia2、Ib2、Ic2分別為兩側(cè)交流系統(tǒng)三相電流；usd、usq、usd1、usd2分別為兩側(cè)交流系統(tǒng)三相電壓進(jìn)行park變換后的d軸與q軸電壓分量，id、iq、id2、iq2分別為兩側(cè)交流系統(tǒng)三相電流進(jìn)行park變換后的d軸與q軸電流分量；4.1.3 調(diào)制波發(fā)生模塊 圖4-3 調(diào)制波發(fā)生模塊Udc為直流側(cè)電壓；theta、theta2分別為兩側(cè)交流系統(tǒng)A相電壓相位；ura、urb、urc、ura2、urb2、urc2分別為兩側(cè)變換器三相調(diào)制波。4.1.4 上層控制模塊圖4-4 VSC1上層控制模塊Udcref為直流側(cè)電壓參考值，Qref為無功功率參考值，Udc為直流側(cè)電壓。值0.5652為運算后得到的固定值。圖4-5 VSC2上層控制模塊圖4-6 VSC1側(cè)PWM脈沖發(fā)生模塊圖4-5中P2ref、Q2ref分別為VSC2側(cè)交流系統(tǒng)有功、無功功率參考值。4.1.5 PWM發(fā)生模塊圖4-7中comparator為比較器，當(dāng)AB時，輸出1；當(dāng)AB時，輸出0。G1G6為VSC1的6路控制脈沖。圖4-7 VSC2側(cè)PWM脈沖發(fā)生模塊T1T6為VSC2的6路控制脈沖，其余與VSC1側(cè)相同。圖4-8 鋸齒波發(fā)生模塊uc為鋸齒波輸出，即PWM脈沖發(fā)生模塊輸入的載波。35圖4-9 仿真模塊主電路圖4.2 背靠背VSC功率控制仿真結(jié)果4.2.1 直流電壓控制仿真結(jié)果圖4-10 直流電壓控制仿真結(jié)果圖在經(jīng)過0.25s時間后，直流側(cè)電壓接近參考電壓700V，為702V。符合電路參數(shù)中的直流電壓波動值小于udcref的10%的要求。4.2.2 VSC1側(cè)無功功率控制結(jié)果當(dāng)無功功率給定值為0Var時，其仿真控制結(jié)果為：圖4-11 Qref=0時VSC1側(cè)無功功率仿真控制結(jié)果圖圖4-12 Qref=0時VSC1側(cè)交流系統(tǒng)A相電壓和A相電流波形當(dāng)無功功率給定值為0Var時，VSC1側(cè)交流系統(tǒng)無功功率在3s時跟蹤上給定值，由VSC1側(cè)交流系統(tǒng)A相電壓電流波形可知，其電壓電流同相位，無功功率為0，確實跟蹤上了給定。當(dāng)無功功率給定值為10kVar時，其仿真控制結(jié)果為：圖4-13 Qref=10kVar時VSC1側(cè)無功功率仿真控制結(jié)果圖圖4-14 Qref=10kVar時VSC1側(cè)交流系統(tǒng)A相電壓和A相電流波形無功功率給定值為10kVar時，無功功率于5s時達(dá)到了穩(wěn)態(tài)值的98%,跟蹤了給定。4.2.3 VSC2側(cè)有功功率控制結(jié)果圖4-15 VSC2側(cè)有功功率仿真結(jié)果圖VSC2側(cè)有功功率給定值為20kW，VSC2側(cè)有功功率于0.1s時達(dá)到給定值的99%,表明VSC2能良好的跟蹤給定有功功率。4.2.4 VSC2側(cè)無功功率控制結(jié)果當(dāng)無功功率給定值為0Var時，其仿真控制結(jié)果為：圖4-16 Qref=0時VSC2側(cè)無功功率仿真控制結(jié)果圖圖4-17 Qref=0Var時VSC2側(cè)交流系統(tǒng)A相電壓和A相電流波形當(dāng)無功功率給定值為0Var時，VSC2側(cè)無功功率于3s時跟蹤給定，其A相電壓電流同相位。當(dāng)無功功率給定值為10kVar時，其仿真控制結(jié)果為圖4-18 Qref=10kVar時VSC2側(cè)無功功率仿真控制結(jié)果圖圖4-19 Qref=10kVar時VSC2側(cè)交流系統(tǒng)A相電壓和A相電流波形當(dāng)VSC2側(cè)無功功率給定值為10kVar時，無功功率于8s時跟蹤上給定，較無功功率給定值為0時，跟蹤特性有所下降。結(jié)論本文對背靠背電壓源型變流器的數(shù)學(xué)建模、控制器設(shè)計進(jìn)行了研究，取得如下結(jié)論：1 基于背靠背電壓源型變流器與兩端交流系統(tǒng)互聯(lián)時的控制目標(biāo)，確定了一側(cè)變流器定直流電壓和無功功率控制，另一側(cè)變流器采用定有功功率和無功功率控制的控制策略。設(shè)計了基于直接電流控制的雙閉環(huán)控制器，外環(huán)控制用于確定電流參考值，內(nèi)環(huán)控制用于快速跟蹤電流參考值，實現(xiàn)了有功功率和無功功率的解耦控制?；谙到y(tǒng)傳遞函數(shù)，采取了極點配置的PI參數(shù)設(shè)計方法進(jìn)行了PI參數(shù)計算。2 利用PSCAD軟件搭建了電網(wǎng)到電網(wǎng)的背靠背VSC系統(tǒng)的仿真模型，通過對背靠背 VSC 與