在本設(shè)計(jì)的軟件流程詳見(jiàn)系統(tǒng)框圖由于模塊很多所以在此...【精品-】

1、1. 在本設(shè)計(jì)的軟件流程詳見(jiàn)系統(tǒng)框圖。由于模塊很多所以在此不再一一介紹。下面是設(shè)計(jì)中的幾個(gè)主要模塊。其中分頻模塊，串并/并串模塊比較簡(jiǎn)單，所以不再介紹。信道估計(jì)模塊的算法采用自己的LS算法。上變頻DDC由于邊頻很高，所以擬采用AD公司的ad9857，如果板子上沒(méi)有專用器件的話，則改成基于FPGA的DDC。下邊頻在FPGA中作。圖1 /4-DQPSK調(diào)制框圖圖2 /4-DQPSK解調(diào)框圖 圖3 8PSK調(diào)制框圖和頂層原理圖2 調(diào)制解調(diào)器的系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)在現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)中，F(xiàn)PGA的應(yīng)用相當(dāng)廣泛。尤其是在對(duì)基帶信號(hào)的處理和整個(gè)系統(tǒng)的控制中，F(xiàn)PGA不但能大大縮減電路的體積，提高電路的穩(wěn)定性，而且先進(jìn)的

2、開(kāi)發(fā)工具使整個(gè)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)調(diào)試周期大大縮短。本系統(tǒng)的核心算法也都是在FPGA中實(shí)現(xiàn)的。在調(diào)制端，數(shù)據(jù)首先在FPGA中完成信道編碼（本系統(tǒng)中此工作也可在DSP中完成），然后有數(shù)據(jù)調(diào)制，分路，內(nèi)插和成形濾波，信號(hào)在AD9857中完成直接數(shù)字上變頻和數(shù)模轉(zhuǎn)換，經(jīng)過(guò)運(yùn)放得到帶寬為200kHz的中頻信號(hào)。圖4 系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)示意圖在解調(diào)端，模擬信號(hào)通過(guò)A/D采樣器被搬移到低中頻，并轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)，再由FPGA中設(shè)計(jì)的DDC將其下變頻至基帶。除此以外，收端FPGA還需要完成同步捕獲，數(shù)據(jù)解調(diào)和信道解碼，如果是相干解調(diào)還需要完成相干載波的恢復(fù)，最后輸出解調(diào)數(shù)據(jù)。2.1 成形濾波器設(shè)計(jì)信號(hào)的相位跳變是瞬時(shí)變化的，

3、瞬時(shí)變化的相位會(huì)使信號(hào)頻譜發(fā)生擴(kuò)散，導(dǎo)致需要非常大的信道帶寬才能無(wú)失真地傳輸信號(hào)。為了把信號(hào)頻譜限制在一個(gè)比較合理的范圍內(nèi)，對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行濾波是必不可少的。但是基帶濾波會(huì)使信號(hào)在時(shí)域上擴(kuò)展，如果設(shè)計(jì)不好將在接收端引起嚴(yán)重的碼間干擾（ISI）。奈奎斯特第一準(zhǔn)則（第一無(wú)失真條件）告訴我們：如果信號(hào)經(jīng)傳輸后整個(gè)波形發(fā)生了變化，但只要其特定點(diǎn)的抽樣值保持不變，那么用再次抽樣的方法仍然可以準(zhǔn)確無(wú)誤的恢復(fù)原始信號(hào)。也就是說(shuō)，只要把通信系統(tǒng)包括發(fā)射機(jī)、信道和接收機(jī)的整個(gè)響應(yīng)設(shè)計(jì)成在接收機(jī)端每個(gè)抽樣時(shí)刻只對(duì)當(dāng)前的符號(hào)有響應(yīng)，而對(duì)其他符號(hào)的響應(yīng)全等于0，那么ISI的影響便可消除。這是對(duì)奈奎斯特準(zhǔn)則的時(shí)域描述。滿

4、足奈奎斯特準(zhǔn)則的濾波器有許多種，最簡(jiǎn)單的是理想低通濾波器。但是這種理想的濾波器是物理不可實(shí)現(xiàn)的，因?yàn)閷?shí)際的濾波器不可能做到垂直截止，而且時(shí)域拖尾過(guò)長(zhǎng)，運(yùn)算時(shí)要求很高的精度且容易產(chǎn)生偏差。在實(shí)際通信系統(tǒng)中廣泛應(yīng)用的成形濾波器是升余弦濾波器，這是因?yàn)樗哂幸韵碌膬?yōu)點(diǎn)：（1）可以消除理想低通濾波器設(shè)計(jì)的困難，有一平滑的過(guò)渡帶；（2）通過(guò)引入滾降系數(shù)，改變傳輸信號(hào)的成形波形，可以減小抽樣定時(shí)脈沖誤差所帶來(lái)的影響，即降低了碼間干擾（ISI）。升余弦濾波器的頻率響應(yīng)由下式?jīng)Q定： (2-1)其中，是滾降因子。是符號(hào)間隔，（是符號(hào)速率）。整個(gè)系統(tǒng)的絕對(duì)帶寬為 (2-2)該傳輸函數(shù)的時(shí)域響應(yīng)為 (2-3)由上式

5、可以計(jì)算出，升余弦滾降信號(hào)在前后抽樣處的串?dāng)_始終為零，因而滿足抽樣值無(wú)失真的充要條件。滾降系數(shù)愈小，傳輸頻帶愈小，但波形的起伏愈大，對(duì)接收端定時(shí)的要求增加。滾降系數(shù)愈大，雖然波形的起伏愈小，但傳輸頻帶就愈大。當(dāng)時(shí)，升余弦滾降信號(hào)變成了上面提到的理想低通濾波器，此時(shí)信號(hào)的頻帶最窄；當(dāng)時(shí)，升余弦滾降信號(hào)的頻帶最寬，為理想低通濾波器的2倍。所以，升余弦滾降濾波器是以頻帶的擴(kuò)大來(lái)?yè)Q取碼間干擾的減小?？紤]到接收波形的再生判決中還要再抽樣一次以得到無(wú)失真波形的抽樣值，而理想瞬時(shí)抽樣不可能實(shí)現(xiàn)，也就是抽樣時(shí)刻不可能完全沒(méi)有誤差，因此，為了減小抽樣定時(shí)脈沖誤差所帶來(lái)的影響，滾降系數(shù)不可能太小，通常要求。而在高

6、速數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，還應(yīng)該考慮頻帶利用率，故滾降系數(shù)的范圍一般為。當(dāng)，階數(shù)N91，每個(gè)碼元采樣點(diǎn)數(shù)M8時(shí)，濾波器的沖激響應(yīng)和頻率響應(yīng)分別如圖5.1 a)，圖5.2 b)所示。 a) 升余弦濾波器的沖激響應(yīng) b) 升余弦濾波器的頻率響應(yīng)圖5 成形濾波器特性 a) 濾波前頻譜 b) 濾波后頻譜2.2 直接數(shù)字下變頻器根據(jù)Nyquist采樣定律可知，如果中頻頻率為36.864MHz時(shí)，采樣頻率必須超過(guò)73.728MHz，而一般情況采樣頻率為4倍載波頻率，即147.456MHz。如此高的采樣頻率對(duì)系統(tǒng)提出了很高的要求：高速采樣AD和很高的處理帶寬?？紤]本文系統(tǒng)的中頻信號(hào)是一個(gè)帶通信號(hào)，由Nyquist帶

7、通抽樣定理8可知，抽樣速率并不需要一定大于信號(hào)最高頻率的2倍，用較低的采樣速率也可以正確地反映帶通信號(hào)的特性。根據(jù)上面的分析，本文系統(tǒng)采用單AD的直接中頻帶通采樣方案。這不僅大大降低了系統(tǒng)的工作頻率和處理帶寬，還大大降低了系統(tǒng)的成本和復(fù)雜度。 圖6 直接數(shù)字下變頻器原理圖圖6中的FCW為頻率控制字，用于設(shè)定NCO所產(chǎn)生信號(hào)的頻率值，CLK為NCO的工作時(shí)鐘，AFC為自適應(yīng)頻率控制字，用于載波跟蹤，由后面要講述的鑒頻器產(chǎn)生，I、Q為經(jīng)過(guò)下變頻器后得到的正交和同相兩路信號(hào)，ROM為正余弦表，每張表暫存1024個(gè)樣本值。接收的模擬信號(hào)頻率為36.864MHz，首先進(jìn)行AD采樣，采樣時(shí)鐘頻率為16.3

8、84MHz，AD采樣后頻譜被搬移到4.096MHz的低中頻處，再由FPGA中設(shè)計(jì)的直接數(shù)字下變頻器DDC將中心頻率搬至零頻。2.3 積分梳狀濾波器高分解速率濾波器的一種非常有效的結(jié)構(gòu)就是由Hogenauer引入的“級(jí)聯(lián)積分器梳狀(cascade integrator comb,CIC)”濾波器。CIC濾波器（也稱為Hogenauer濾波器）已經(jīng)被證明是在高速抽取或插值系統(tǒng)中非常有效的單元。主要應(yīng)用就是無(wú)線通信，其中包括以RF（Radio Frequency，射頻）或者IF（Intermediate Frequency，中頻）為采樣速率的信號(hào)需要降低到基帶。由于其不需要復(fù)雜的乘法運(yùn)算，因此非常適

9、合于前端的高速濾波。本系統(tǒng)FPGA前端采樣速率為16.384MHz，128倍抽取。如果采用199階FIR濾波器，做一次卷積運(yùn)算大概需要100次乘法運(yùn)算，100次移位運(yùn)算和99次加法運(yùn)算，這將直接導(dǎo)致系統(tǒng)前端的負(fù)荷非常大，而且需要占用大量的邏輯資源。因此我們選擇更加有效的級(jí)聯(lián)積分梳狀結(jié)構(gòu)，即CIC濾波器。CIC 濾波器是一種基于零極點(diǎn)相抵消得FIR濾波器，它由積分和梳狀兩部分組成，其結(jié)構(gòu)原理如圖7所示。其表達(dá)式可以寫(xiě)為下式： (2-4)其頻率響應(yīng)可以寫(xiě)成下式： (2-5)其中N，R，M分別表示濾波器中積分和梳狀部分的級(jí)數(shù)，抽取率的大小以及差分延時(shí)的大小。CIC的性能指標(biāo)主要由旁瓣抑制A，阻帶衰減

10、，以及帶內(nèi)容差等參數(shù)指標(biāo)決定。它們與參數(shù)N，R，M的關(guān)系分別為 (2-6)其中b表示帶寬比例因子。圖7給出了一個(gè)三階CIC濾波器，該濾波器包括一個(gè)三階積分器和一個(gè)三階梳狀部分，并且采樣速率降低了R倍，即R倍抽取。高抽取速率濾波器的延遲數(shù)量D的典型值是1或2。設(shè)濾波器輸入字寬為M位，D = 2，即DR = 2R，需要的內(nèi)部字寬為，以保證不會(huì)產(chǎn)生運(yùn)行時(shí)間溢出。 圖7 三級(jí)CIC濾波器，每級(jí)N位綜合考慮帶外衰減特性和帶內(nèi)容差問(wèn)題，CIC濾波器的級(jí)聯(lián)數(shù)不宜過(guò)大，本系統(tǒng)中采用三級(jí)32倍抽取的CIC濾波器。圖3.17為FPGA中同相支路數(shù)據(jù)濾波前后的譜特性分析，濾波后的頻譜中不斷衰減的梳狀部分清晰可見(jiàn)。如

11、果CIC的級(jí)數(shù)過(guò)大，抽取倍數(shù)過(guò)多，通帶的衰減將會(huì)導(dǎo)致信號(hào)失真，這時(shí)我們需要對(duì)通帶進(jìn)行補(bǔ)償。由于本系統(tǒng)中抽取倍數(shù)并不高，所以補(bǔ)償濾波器的設(shè)計(jì)這里不做過(guò)多討論。2.4 匹配相關(guān)器的同步捕獲數(shù)字匹配相關(guān)是偽隨機(jī)序列的一種快速捕獲方法，能大大縮小捕獲時(shí)間。在捕獲過(guò)程中，接收信號(hào)與本地序列連續(xù)地進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，每進(jìn)行一次相關(guān)運(yùn)算得到的相關(guān)結(jié)果都與一門(mén)限相比較。由于本地序列是靜止的，相關(guān)過(guò)程相當(dāng)于接收信號(hào)滑過(guò)本地序列，每來(lái)一個(gè)數(shù)據(jù)產(chǎn)生一個(gè)相關(guān)結(jié)果，當(dāng)滑到兩個(gè)序列的相位對(duì)齊時(shí)，必有一個(gè)很高的相關(guān)峰輸出，此時(shí)本地序列與接收信號(hào)同步。匹配濾波器的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果為 (2-7) 其中，為偽隨機(jī)碼，為偽隨機(jī)碼序列長(zhǎng)度。相

12、關(guān)峰為 (2-8)本文系統(tǒng)采用仿真提出的能量檢測(cè)法，幀頭包含L位巴克碼，BPSK調(diào)制方式，而數(shù)據(jù)采用/4-DQPSK調(diào)制方式，同時(shí)實(shí)現(xiàn)位同步和幀同步。根據(jù)巴克碼序列的自相關(guān)特性，先對(duì)I、Q兩路分別做滑動(dòng)相關(guān)，窗口長(zhǎng)度為L(zhǎng)，然后將相關(guān)的結(jié)果平方相加。簡(jiǎn)單起見(jiàn)，實(shí)際系統(tǒng)中只抽取四路，主時(shí)鐘頻率為四倍符號(hào)速率，流水線設(shè)計(jì)。為方便描述，給出如下并行結(jié)構(gòu)圖：圖8 FPGA中同步捕獲實(shí)現(xiàn)框圖FPGA中匹配相關(guān)模塊時(shí)序?qū)?yīng)關(guān)系如圖8所示，其中Mag1，Mag2，Mag3，Mag4為四路相關(guān)峰信號(hào)，DET是位同步指示信號(hào)，它對(duì)應(yīng)著四路極大值中的最值。在實(shí)際系統(tǒng)中，我們將并行結(jié)構(gòu)改為更適合FPGA實(shí)現(xiàn)的流水線結(jié)

13、構(gòu)，它可以使程序更緊湊，占用更少的邏輯單元。經(jīng)過(guò)在FPGA中對(duì)這兩種方法的設(shè)計(jì)比較，發(fā)現(xiàn)流水線結(jié)構(gòu)大概可節(jié)省2/3的邏輯單元。上述的匹配相關(guān)器可同時(shí)實(shí)現(xiàn)突發(fā)檢測(cè)、位同步和幀同步，定時(shí)誤差最大為1/8碼片長(zhǎng)度。2.5 頻偏估計(jì)和環(huán)路濾波在本方案的設(shè)計(jì)中，幀頭包括兩部分，L位的巴克碼和M位的訓(xùn)練序列，巴克碼序列用做位定時(shí)恢復(fù)，訓(xùn)練序列用來(lái)進(jìn)行頻偏估計(jì)。為了簡(jiǎn)化算法，巴克碼和訓(xùn)練序列均采用BPSK調(diào)制方式。頻率誤差信號(hào)的產(chǎn)生是通過(guò)比較前后碼元相位誤差而得到的，并由此產(chǎn)生頻率控制信號(hào)AFC，通過(guò)AFC對(duì)本地載波的不斷調(diào)整，從而使本地載波和接收信號(hào)載波達(dá)到同步，算法如下：假設(shè)I、Q兩路的第k個(gè)經(jīng)下變頻和

14、濾波后的輸出分別為Ik、Qk，則有： (2-9) (2-10)設(shè)接收到的第k個(gè)碼元為 (2-11) (2-12)其中為前后碼元調(diào)制相位差，對(duì)應(yīng)于BPSK其可能的相位取值分別為：和。為前后碼元的相位誤差，主要由接收信號(hào)和本地載波之間的頻率偏差引起的。當(dāng)準(zhǔn)確同步時(shí)，可近似為零，因此有 (2-13)其中，為的實(shí)部，為的虛部。 (2-14)經(jīng)過(guò)下式得到頻率誤差信息，正比于。 (2-15)環(huán)路濾波器完成對(duì)鑒頻器產(chǎn)生的頻率誤差信息進(jìn)行濾波和修正下變頻器的載波同步，其原理框圖見(jiàn)圖9，傳輸函數(shù)為 (2-16)式中K1為直通放大系數(shù)，K2為環(huán)路積分系數(shù)。圖中的“Sign”表示求輸入的符號(hào)，“AFC_LF”為經(jīng)過(guò)

15、環(huán)路濾波后得到的AFC信息。圖9 頻偏估計(jì)和環(huán)路濾波原理框圖圖4 FPGA中同步捕獲實(shí)現(xiàn)框圖圖5 直接數(shù)字下變頻器原理圖圖6 頻偏估計(jì)和環(huán)路濾波原理框圖1. 在星型16QAM的內(nèi)環(huán)上8個(gè)相量的振幅為，外環(huán)上8個(gè)相量的振幅為。設(shè)在第k個(gè)碼元取樣時(shí)刻，接收信號(hào)的振幅值為，相位樣值為，則解調(diào)器需要根據(jù)和來(lái)判定信號(hào)振幅是否發(fā)生了很大變化，以便確定當(dāng)前碼元的第一個(gè)比特是否為“1”。其實(shí)這便是2DASK的解調(diào)。一種采用自適應(yīng)判決門(mén)限的判決方法如下【8】：如果 （1） 或 （2）其中，（和如圖4.7中所示） （3）則表明信號(hào)振幅已發(fā)生顯著變化，判決結(jié)果為“1”。如果式(1)和式(2)都不滿足，則判決結(jié)果為“

16、0”。通過(guò)此方法判決，我們可以得到16QAM碼元的第一個(gè)比特。在該判決方法中，判決門(mén)限取決于，而不是絕對(duì)門(mén)限值。如果在衰落信道中，相量的振幅發(fā)生變化，那么判決門(mén)限也隨之改變。由于星型16QAM碼元的剩余三個(gè)比特代表相位，為此判決算法類似于8DPSK解調(diào)，具體方法如下：假設(shè)沒(méi)有定時(shí)偏差和碼間干擾，第k個(gè)碼元判決處的同相和正交基帶分量分別記做,，相位分量記為，第k-1個(gè)碼元判決處的同相和正交基帶分量分別記做,，相位分量記為。根據(jù)點(diǎn)乘和叉乘運(yùn)算的定義，可得： （4） 式中，表示當(dāng)前碼元的相位差。因?yàn)樾切?6QAM差分解調(diào)時(shí)相差有0，八種可能取值，首先通過(guò)（，）將組成的向量分別逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)，角度，分別得

17、到旋轉(zhuǎn)后的相量的正弦值a，b，c，d為： （5） 然后，按照如下規(guī)則判決： (6)根據(jù)式（6），就可得到剩余三個(gè)比特信息。當(dāng)收發(fā)兩端存在固定頻差時(shí)對(duì)解調(diào)性能無(wú)明顯影響。但是當(dāng)存在相位漂移時(shí)，將會(huì)使誤碼率增加。6wWbB!hH)mM2sS7xXdD$iI-oO3tT9zYeE&kJ+pP5vUaA#gF*lL1qQ6wWbB!hH)mM2sS7xXdD$iI-oO3tT9zYeE&kJ+pP5v0qQ6wWbB!hH(mM2sR7xXdD$iI-oN3tT9yYeE&kJ+pP5uUaA#fF*lL0qQ6wWbB!hH(mM2sR7xXdD$iI-oN3tT9yYeE&kJ+pP5uUaA#f

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