第四章 模擬調(diào)制系統(tǒng)

1、4.1 引言引言 4.2 幅度調(diào)制（線性調(diào)制）的原理幅度調(diào)制（線性調(diào)制）的原理 4.3 線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能 4.4 非線性調(diào)制（角調(diào)制）的原理非線性調(diào)制（角調(diào)制）的原理 4.5 性能比較性能比較 4.6 頻分復(fù)用頻分復(fù)用 第第 四四 章章 模擬調(diào)制系統(tǒng)模擬調(diào)制系統(tǒng) 調(diào)制解調(diào) 在發(fā)送端把具有較低頻率分量的基帶信號 搬移到高頻段內(nèi)的過程稱為調(diào)制。 在接收端把高頻的頻帶信號的頻譜還原為 基帶信號頻譜的過程稱為解調(diào)。 調(diào)制解調(diào) 調(diào)制本質(zhì)：頻譜搬移 調(diào)制方式分類： 信號形式 模擬調(diào)制 幅度調(diào)制（AM DSB SSB VSB） 角度調(diào)制（FM PM） 數(shù)字調(diào)制（ASK FSK

2、 PSK） 載波形式 連續(xù)波調(diào)制（載波為正弦波） 脈沖調(diào)制（脈沖串為載波） 解調(diào)方式 非相干解調(diào)（本地不產(chǎn)生載波） 相干解調(diào)（接收機(jī)中產(chǎn)生載波，載波恢復(fù)） 4.2 幅度調(diào)制的原理幅度調(diào)制的原理 幅度調(diào)制是用調(diào)制信號m(t)去控制高頻載波的振幅，使 其按調(diào)制信號的規(guī)律而變化。 h(t)m(t)sm(t) cos ct 濾波器 未調(diào)信號 幅度調(diào)制器一般模型 輸出已調(diào)信號的時(shí)域和頻域一般表示式為 sm(t)=m(t) cosct*h(t) Sm()= M(+c)+M(-c)H() 2 1 原始基 帶信號 載 波 卷 積 濾波器沖 激響應(yīng) 在波形上， 幅度隨基帶信號規(guī)律而變化；在頻譜上， 基帶信號頻

3、譜在頻域內(nèi)的搬移。 由于這種搬移是線性的，因此幅度調(diào)制通常又稱為線 性調(diào)制。 濾波器的特性H()取不同情況時(shí)，可以得到各種幅度調(diào)制信號。例 如，調(diào)幅、雙邊帶、單邊帶及殘留邊帶信號等。 濾波器頻 譜特性 4.2.2 調(diào)幅調(diào)幅(AM) 假設(shè)h(t)=(t)，即濾波器（H()=1）為全通網(wǎng)絡(luò)，調(diào)制信 號m(t)疊加直流A0后與載波相乘 ， 就可形成調(diào)幅(AM)信號 。 AM調(diào)制器模型 m(t) A0cos ct sAM(t) sAM(t) =A0+m(t)cosct = A0cosct+m(t)cosct SAM()=A0(+c)+(-c)+ M(+c)+M(-c) 2 1 載波直 流分量 兩個(gè)載波

4、分 量（離散譜） 下邊帶上邊帶 AM信號的波形和頻譜 m(t) O t A0 m(t) O t O O t t cos c(t) sAM(t) 1 M() A0 H H c c A0 SAM() 0 2 1 0 當(dāng) |m(t)|maxA0 ，AM信號的包絡(luò)能夠反映出調(diào)制信號m(t)，可以用包絡(luò)檢波法恢復(fù)出 原始信號。 如果|m(t)|maxA0， 會出現(xiàn)過調(diào)幅現(xiàn)象而產(chǎn)生包絡(luò)失真。不能用包絡(luò)檢波法解調(diào)，只 能采用同步檢波器。 總結(jié)：AM信號是帶有載波的雙邊帶信號，它的帶寬是基帶信 號帶寬fH的兩倍，即BAM=2fH。 AM信號平均功率 PAM = sc pp tmA 2 )( 2 22 0 載波

5、功率雙邊帶功率 AM信號的總功率包括載波功率和邊帶功率兩部分。載波分量不 攜帶信息，但占據(jù)大部分功率，而含有用信息的兩個(gè)邊帶占有的功率較小， 利用率比較低。載波完全是DC信號帶來的。 為節(jié)省功率，把AM進(jìn)化為抑制載波的雙邊帶信號DSB-SC )( 2 tSp AMAM twtmA c 22 0 cos)( twtmAtwtmtwA ccc 2 0 2222 0 cos)(2cos)(cos （1歐姆） 4.2.3 抑制載波雙邊帶調(diào)制（抑制載波雙邊帶調(diào)制（DSB-SC） 將直流A0去掉， 即可輸出抑制載波雙邊帶信號，簡稱 雙邊帶信號（DSB）。 sDSB(t)=m(t)cosct SDSB()=

6、 M(+c)+M(-c) 2 1 圖 4-4DSB信號的波形和頻譜 cos 0t O t t O m(t) sDSB(t) O t O c c M() O H H SDSB() O c c 載波反相點(diǎn) 2 H 圖中，m(t)不含直流分量，DSB信號的包絡(luò)不再與m(t)成 正比（正比條件|m(t)|A0 ，現(xiàn)在A0=0），因而不能采用包絡(luò) 檢波， 需采用相干解調(diào)(同步檢波)。另外，在調(diào)制信號m(t)的 過零點(diǎn)處，高頻載波相位有180的突變。 由頻譜圖可知，DSB信號的頻帶寬度仍是調(diào)制信號帶寬的信號的頻帶寬度仍是調(diào)制信號帶寬的 兩倍兩倍。由于DSB信號的上、下兩個(gè)邊帶是完全對稱的， 只要 傳一個(gè)邊

7、帶就可以，能節(jié)省一半的功率和頻帶，這就是單邊帶 調(diào)制SSB。 幅度調(diào)制器的一般模型 h(t)m(t)sm(t) cos ct 濾波器 未調(diào)信號 4.2.4 單邊帶調(diào)制單邊帶調(diào)制(SSB) 這種只傳輸一個(gè)邊帶的通信方式稱為單邊帶通信。 形成SSB信號的濾波特性 H() 1 0 c c H() 0 c c 1 (a) (b) HPF：產(chǎn)生上邊帶信號 LPF：產(chǎn)生下邊帶信號 SSB信號的頻譜 M() H H SM() c c O O 上邊帶 下邊帶 下邊帶 上邊帶 c c O 上邊帶頻譜 O c c 下邊帶頻譜 設(shè)單頻調(diào)制信號為m(t)=Amcosmt，載波為c(t)=cosct， 兩 者相乘得DS

8、B信號的時(shí)域表示式為 twtwAts cmmDSB coscos)( twwAtwwA mcmmcm )cos( 2 1 )cos( 2 1 上邊帶信號 下邊帶信號 twtmtwtmtS ccSSB sin)( 2 1 cos)( 2 1 )( + ：下邊帶 m(t)=Amcosmt - ：上邊帶 m(t)=Amsinmt 式中， 是m(t)的希爾伯特變換，是m(t)所有頻率成分 相移 的信號。 )(tm )( )( )( M M H h 2 希爾伯特濾波 器的傳遞函數(shù) 在實(shí)際應(yīng)用中，可以把原始信號m(t)通過希爾伯特 濾波器（移相），生成 ，再共同組成單邊帶信號。 )(tm 相移法形成單邊帶

9、信號 SSB調(diào)制方式優(yōu)點(diǎn): 節(jié)省載波發(fā)射功率; 占用的頻帶寬度為占用的頻帶寬度為 BSSB=fH，只有AM、 DSB的一半。 SSB調(diào)制方式缺點(diǎn): 寬帶相移網(wǎng)絡(luò)的制作難以實(shí)現(xiàn)；理想濾 波特性難以實(shí)現(xiàn)。 SSB信號的解調(diào)和DSB一樣不能采用簡單的包絡(luò)檢波，因?yàn)?SSB信號也是抑制載波的已調(diào)信號，它的包絡(luò)不能直接反映 調(diào)制信號的變化， 所以仍需采用相干解調(diào)。 殘留邊帶調(diào)制既克服了DSB信號占用頻帶寬的 缺點(diǎn)，又解決了SSB信號實(shí)現(xiàn)上的難題。 在VSB中，不是完全抑制一個(gè)邊帶（如同SSB中 那樣），而是逐漸切割，使其殘留一小部分。 4.2.5 4.2.5 殘留邊帶調(diào)制（殘留邊帶調(diào)制（VSBVSB）

10、DSB、 SSB和VSB信號的頻譜 M() 2B2BO DSB() c c O (a) (b) SSB() O c c c c VSB( ) O (c) (d) VSB調(diào)制和解調(diào)器模型 (a) VSB調(diào)制器模型 (b) VSB解調(diào)器模型 HVSB() m(t) c(t) cos ct sVSB(t) LPF mo(t) 2cos ct sVSB(t) (a)(b) 調(diào)制器輸出的殘留邊帶信號的頻譜為 SVSB()= )()()( 2 1 wHwwMwwM VSBcc 解調(diào)器輸出信號 Mo() =1/2 * M()HVSB(+c)+HVSB(-c) 要保證相干解調(diào)能無失真地恢復(fù)信號，必須滿足 HV

11、SB(+c)+HVSB(-c)=常數(shù)，|H H是調(diào)制信號的最高頻率。 滿足上式的濾波器只有兩種：殘留上邊帶/下邊帶 殘留邊帶濾波器特性 殘留部分上邊帶的濾波器特性;b） 殘留部分下邊帶的濾波器特性 (a) （帶通特性）（帶阻特性） HVSB() 1 0.5 0 c c c c 0 0.5 1 HVSB() (a) (b) 殘留上邊帶濾波器的幾何解釋 c O c HVSB() HVSB( c) c O c HVSB( c) HVSB( c) HVSB( c) O O c c (a) (b) (c) (d) HVSB(-c)和HVSB(+c)在=0處具有互補(bǔ)對稱的滾 降特性。 滿足這種要求的滾降特

12、性曲線并不是惟一的，而是有 無窮多個(gè)。只要?dú)埩暨厧V波器的特性HVSB()在c處具有 互補(bǔ)對稱（奇對稱）特性，那么，采用相干解調(diào)法解調(diào)殘留 邊帶信號就能夠準(zhǔn)確地恢復(fù)所需的基帶信號。 4.3 線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能 解調(diào)器抗噪聲性能分析模型 帶通 濾波器 sm(t) sm(t) n(t) ni(t) 解調(diào)器 mo(t) no(t) 4.3.1 分析模型分析模型 Sm(t):輸入的已調(diào)信號 n(t): 信道噪聲（信道中各種噪聲可以用加性高斯白噪聲 近似模擬、寬帶噪聲） ni(t)：窄帶高斯噪聲 解調(diào)器輸出信噪比： 解調(diào)器輸入信噪比： 信噪比增益（調(diào)制制度增益）G= 帶限噪

13、聲平均功率Ni= )( )( 2 0 2 0 0 0 tn tm N s )( )( 2 2 tn ts N s i m i i ii NS NS / / 00 BN0 解調(diào)輸出有用信號平均功率 解調(diào)輸出噪聲平均功率 解調(diào)輸入有用信號平均功率 解調(diào)器輸入噪聲平均功率 G越大，解調(diào)器抗噪聲性能越好 由于噪聲是在傳輸信號的信道中有影響，因此我們只需 要在接收端研究解調(diào)器的抗噪聲性能。 線性調(diào)制相干解調(diào)的抗噪聲性能分析模型 帶通 濾波器 sm(t) sm(t) n(t) ni(t) mo(t) no(t) 低通 濾波器 cosct 4.3.2 相干解調(diào)的抗噪聲性能 DSB SSB VSB包絡(luò)不能反映

14、原始信號，只能采用相干 解調(diào)。（ |m(t)|A0=0 ） 相干解調(diào)信號與噪聲可以分別單獨(dú)計(jì)算。 1、DSB調(diào)制系統(tǒng)性能 DSB調(diào)制系統(tǒng)的制度增益GDSB= =2 ii NS NS / / 00 DSB信號的解調(diào)器使信噪比改善一倍。這是因?yàn)?采用同步解調(diào)，使輸入噪聲中的一個(gè)正交分量被 消除。 雙邊帶已調(diào)信號的平均功率是單邊帶信號的 2 倍，所以兩 者的輸出信噪比是在不同的輸入信號功率情況下得到的（基帶 信號相同）。 如果我們在相同的輸入信號功率Si，相同輸入噪 聲功率譜密度n0，相同基帶信號帶寬fH條件下，對這兩種調(diào)制 方式進(jìn)行比較， 可以發(fā)現(xiàn)它們的輸出信噪比是相等的。 因此雙邊帶信號與單邊帶

15、信號的抗噪聲性能是相同的， 但雙邊帶信號所需的傳輸帶寬是單邊帶的 2 倍 2、SSB調(diào)制系統(tǒng)性能 SSB調(diào)制系統(tǒng)的制度增益GSSB= =1 ii NS NS / / 00 4. VSB調(diào)制系統(tǒng)的性能調(diào)制系統(tǒng)的性能 當(dāng)殘留邊帶不是太大的時(shí)候，近似認(rèn)為與SSB調(diào)制系統(tǒng) 的抗噪聲性能相同。 帶通 濾波器 sm(t)sm(t) n(t) ni(t) 包絡(luò) 檢波器 mo(t) no(t) 3.3.3 調(diào)幅信號調(diào)幅信號包絡(luò)檢波包絡(luò)檢波的抗噪聲性能的抗噪聲性能 前面的DSB SSB VSB包絡(luò)信號不代表原始調(diào)制信號變 化，只能采用相干解調(diào)法。AM信號還可以采用包絡(luò)檢波法。 （|m(t)|max A0 ） 接

16、收方輸入的AM信號： sm(t)=A0+m(t)cosct 輸入信噪比 檢波器輸入信號：sm(t)+ni(t)=E(t)cosct+(t) 檢波器輸出包絡(luò)信號： E(t)= Bn tmA N s i i 0 22 0 2 )( )()()( 22 tntntmA sc 3 2 AM G 這是AM系統(tǒng)的最大信噪比增益。這說明解調(diào)器對輸入 信噪比沒有改善， 而是惡化了。 剛才是采用非相干包絡(luò)檢波法解調(diào)，如果采用同步檢波 法解調(diào)，則得到的GAM相同。 因此在AM信號在大信噪比時(shí)， 采用包絡(luò)檢波器解調(diào)時(shí)的性能與同步檢波器時(shí)的性能幾乎一樣。 (1) 大信噪比 (2) 小信噪比 說明:在小信噪比時(shí)，有用信

17、號m(t)與噪聲混和在一起。 （“有用信號淹沒在噪聲中”），說明當(dāng)包絡(luò)檢波器輸入 信噪比降低到一個(gè)特定值時(shí)，輸出信噪比急劇惡化，這種 現(xiàn)象稱為門限效應(yīng)門限效應(yīng)（由于包絡(luò)檢波器非線性解調(diào)引起的） 開始出現(xiàn)門限效應(yīng)的輸入信噪比稱為門限值。 )(cos)()()( 0 ttmAtRtE 解調(diào)器輸出包絡(luò)信號： 其中R(t)及(t)代表噪聲ni(t)的包絡(luò)及相位 用相干解調(diào)的方法解調(diào)各種線性調(diào)制信號時(shí)不存在門 限效應(yīng)。原因是信號與噪聲可分別進(jìn)行解調(diào)，解調(diào)器輸出端 總是單獨(dú)存在有用信號項(xiàng)。 （包絡(luò)法提取包絡(luò)，分不清哪些是有用信號哪些是噪聲） 由以上分析可得如下結(jié)論：大信噪比情況下，AM信號 包絡(luò)檢波器的性

18、能幾乎與相干解調(diào)法相同;但隨著信噪比的減 小，包絡(luò)檢波器將在一個(gè)特定輸入信噪比值上出現(xiàn)門限效應(yīng); 一旦出現(xiàn)門限效應(yīng)，解調(diào)器的輸出信噪比將急劇惡化。 角度調(diào)制與線性調(diào)制不同，已調(diào)信號頻譜不再是原調(diào) 制信號頻譜的線性搬移，而是頻譜的非線性變換，會產(chǎn)生 與頻譜搬移不同的新的頻率成分，故又稱為非線性調(diào)制。 非線性調(diào)制通常改變載波的頻率和相位來實(shí)現(xiàn)，用原始 基帶信號來控制載波的F、P。 頻率和相位存在積分與微分的關(guān)系，都可以看成載波 角度的變化，故又稱為角度調(diào)制。 4.4 非線性調(diào)制（角度調(diào)制）非線性調(diào)制（角度調(diào)制） 1 角度調(diào)制的基本概念角度調(diào)制的基本概念 角度調(diào)制信號的一般表達(dá)式為 sm(t)=A

19、cosct+(t) 平均功率：A2/2 c :載波角頻率 A：載波的振幅； ct+(t)：信號的瞬時(shí)相位(t) (t) ：瞬時(shí)相位偏移； dct+(t)/dt ：信號的瞬時(shí)角角頻率， d(t)/dt ：瞬時(shí)角角頻偏，最大角角頻偏= d(t)/dt max。 =2fc 4.3.1 角度調(diào)制的基本概念角度調(diào)制的基本概念 相位調(diào)制： 瞬時(shí)相位偏移(t)隨基帶信號m(t)成比例變化 (t)=Kpm(t) 代入 Kp是比例常數(shù)。 調(diào)相信號可表示為 SPM(t)=Acosct+Kpm(t) 頻率調(diào)制： 瞬時(shí)角頻偏隨基帶信號m(t)成比例變化 )( )( tmk dt td f (t)= 代入 調(diào)頻信號為

20、SFM(t)=Acosct + dmk t f )( )(dmk t f 調(diào)頻與調(diào)相并無本質(zhì)區(qū)別，兩者之間可相互轉(zhuǎn)換。 2. 調(diào)頻信號帶寬調(diào)頻信號帶寬 調(diào)頻波的一般表示式為 sFM(t)=A cosct+ 設(shè)基帶信號為單頻調(diào)制信號： m(t)=Amcosmt 則 SFM(t)=A cosct+ =A cosct+ )(dmk t f t AK m m mf sin tm mf sin mm mf f AK m 調(diào)頻指數(shù) 最大角頻偏 調(diào)制角頻率 卡森公式卡森公式調(diào)頻波帶寬調(diào)頻波帶寬 BFM=2(mf+1)fm=2(f+fm) 當(dāng)mf1時(shí)，窄帶調(diào)頻，NBFM， f1時(shí)，寬帶調(diào)頻，WBFM，f fm

21、 BFM2f 單音調(diào)制的AM與NBFM頻譜 sAM() O m m F() O c m c c m cm c c m sNBFM() O c m c c m c m c c m 窄帶調(diào)頻窄帶調(diào)頻 AM與NBFM的矢量表示 m 窄帶調(diào)頻 m 下邊頻 上邊頻 載波 調(diào)幅 載波 上邊頻 下邊頻 m m 調(diào)頻信號的頻譜（mf=5 ） 6 5 4 3 2 101 23456 2 J2(mf ) 1 2 J1(mf ) 1 2 J3(mf ) 1 2 J0(mf ) 1 2 J1(mf ) 1 2 J3(mf ) 1 f fc fm 2 J2(mf ) 1 寬帶調(diào)頻寬帶調(diào)頻 產(chǎn)生調(diào)頻波的方法通常有兩種：

22、直接法和間接法。 （1） 直接法。直接法就是用調(diào)制信號直接控制振蕩器的 頻率，使其按調(diào)制信號的規(guī)律線性變化。 4.3.3 調(diào)頻信號的產(chǎn)生與解調(diào)調(diào)頻信號的產(chǎn)生與解調(diào) 直接法的主要優(yōu)點(diǎn)是可以獲得較大的頻偏（主要用于寬 帶調(diào)頻）。缺點(diǎn)是頻率穩(wěn)定度不高。因此往往需要采用自動(dòng) 頻率控制系統(tǒng)來穩(wěn)定中心頻率。 PLL調(diào)制器 晶振PDLFVCO 調(diào)制信號 F(t) FM或PM信號 誤差電壓 m(t) （2） 間接法。間接法是先對調(diào)制信號積分后對載波進(jìn)行 相位調(diào)制，從而產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號(NBFM)。然后，利用倍 頻器把NBFM變換成寬帶調(diào)頻信號(WBFM)。 間接調(diào)頻框圖 積 分 器 N 倍 頻 器 相 位 調(diào)

23、 器 m(t) sNBFM(t)sWBFM(t) Acos ct 倍頻器的作用是提高調(diào)頻指數(shù)mf，從而獲得寬帶調(diào)頻。 倍頻器可以用非線性器件實(shí)現(xiàn)，然后用帶通濾波器濾去不需 要的頻率分量。 同理，經(jīng)n次倍頻后可以使調(diào)頻信號的載頻和調(diào)頻指數(shù)增 為n倍。 但倍頻后新的載波頻率往往太高，實(shí)現(xiàn)困難。因此需要混 頻器進(jìn)行下變頻來解決這個(gè)問題。 4. 調(diào)頻信號的解調(diào)調(diào)頻信號的解調(diào) 包括相干、非相干解調(diào)兩種方式 非相干解調(diào)：NBFM WBFM （包絡(luò)檢波法，存在門限效應(yīng)） 相干解調(diào)：NBFM （同步檢波） 鑒頻器：頻率變化轉(zhuǎn)化為電壓 輸出電壓 O 輸入頻率 fc 斜率為Kd (a) 限幅器 及帶通 微分器 包

24、 絡(luò) 檢 波 低 通 濾波器 sFM(t)sd(t) 鑒頻器 mo(t) (b) 1） 非相干解調(diào) 微分器輸出： sd(t)= -Ac+Kf m(t)sinct+ 經(jīng)包絡(luò)檢波、LPF后輸出 mo(t)=KdKfm(t) Kd為檢頻器靈敏度。 )( t f dmk 輸入調(diào)頻信號為：sFM(t)=Acosct+ t f dmk)( 包絡(luò)檢波器對于輸入信號幅度起伏比較敏感，因此在微 分器前加一個(gè)限幅器和帶通濾波器把調(diào)頻波在傳輸過程中引 起的幅度變化部分削去，變成固定幅度的調(diào)頻波，帶通濾波 器讓調(diào)頻信號順利通過，而濾除帶外噪聲及高次諧波分量。 窄帶調(diào)頻信號的相干解調(diào) sNBFM(t) 帶通 c(t)

25、sp(t) 低通 sd(t) 微分 mo(t) 相干解調(diào) si(t) 2） 相干解調(diào) 窄帶調(diào)頻信號可以采用相干解調(diào)法來進(jìn)行解調(diào)。 載波 設(shè)窄帶調(diào)頻信號為 sNBFM(t)=A cosct-A twdmk c t f sin)( 相干載波 c(t)=-sinct 則相乘器的輸出為 )2cos1()( 2 2sin 2 )(twdmK A tw A ts c t fcp 經(jīng)低通濾波器取出其低頻分量 sd(t)= t f dmk)( 2 A 再經(jīng)微分器，得輸出信號 mo(t)= 相干解調(diào)可以恢復(fù)出原始調(diào)制信號，要求本地載波與調(diào) 制載波同步， 否則將使解調(diào)信號失真。 )( 2 tm AK f 調(diào)頻系統(tǒng)

26、非相干解調(diào)抗噪聲性能分析模型 sFM(t) 帶通 n(t) si(t) 鑒頻 ni(t) 低通 mo(t) 解調(diào)器 no(t) 限幅 5. 調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能 非相干解調(diào)是FM系統(tǒng)的主要解調(diào)方式 （適用于窄帶和寬帶調(diào)頻信號，而且不需同步信號） n(t)：均值為零，高斯白噪聲（寬帶） ni(t)：窄帶高斯噪聲。 加大調(diào)制指數(shù)mf，可使調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能迅速提高。 FM系統(tǒng)以帶寬換取輸出信噪比改善并不是無止境的。帶寬 越大（mf增大），包含的噪聲功率越大，輸入信噪比下降， 當(dāng)輸入信噪比降到一定程度時(shí)就會出現(xiàn)門限效應(yīng)，輸出信噪比 將急劇惡化。 1. 大信噪比情況大信噪比情況 GFM= =3m2f(mf+1)3m3f BFM=2(mf+1)fm （卡森公式） mf 則 GFM 同時(shí)BFM ii NS NS / / 00 2. 小信噪比情況（門限效應(yīng)）小信噪比情況（門限效應(yīng)） 當(dāng)FM(Si/Ni)減小到一定程度時(shí)，解調(diào)器的輸出中不存在 單獨(dú)的有用信號項(xiàng)（公式不列出），信號被噪聲擾亂，因而 FM (So/No) 急劇