SPWM使變壓變頻器輸出交流電壓的波形近似為正弦波.doc

1、.了使變壓變頻器輸出交流電壓的波形近似為正弦波， 使電動(dòng)機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩平穩(wěn)，從而獲得優(yōu)秀的工作性能，現(xiàn)代通用變壓變頻器中的逆變器都是由全控型電力電子開(kāi)關(guān)器件構(gòu)成，采用脈寬調(diào)制 (pulse width modulation, 簡(jiǎn)稱 pwm ) 控制的，只有在全控器件尚未能及的特大容量時(shí)才采用晶閘管變頻器。應(yīng)用最早而且作為 pwm控制基礎(chǔ)的是正弦脈寬調(diào)制 (sinusoidal pulse width modulation, 簡(jiǎn)稱 spwm)。圖 3-1與正弦波等效的等寬不等幅矩形脈沖波序列3.1正弦脈寬調(diào)制原理一個(gè)連續(xù)函數(shù)是可以用無(wú)限多個(gè)離散函數(shù)逼近或替代的，因而可以設(shè)想用多個(gè)不同幅值的矩形脈沖

2、波來(lái)替代正弦波，如圖3-1 所示。圖中，在一個(gè)正弦半波上分割出多個(gè)等寬不等幅的波形 ( 假設(shè)分出的波形數(shù)目 n=12) ，如果每一個(gè)矩形波的面積都與相應(yīng)時(shí)間段內(nèi)正弦波的面積相等，則這一系列矩形波的合成面積就等于正弦波的面積，也即有等效的作用。為了提高等效的精度，矩形波的個(gè)數(shù)越多越好，顯然，矩形波的數(shù)目受到開(kāi)關(guān)器件允許開(kāi)關(guān)頻率的限制。在通用變頻器采用的交 - 直 - 交變頻裝置中，前級(jí)整流器是不可控的，給逆變器供電的是直流電源，其幅值恒定。從這點(diǎn)出發(fā)，設(shè)想把上述一系列等寬不等幅的矩形波用一系列等幅不等寬的矩形脈沖波來(lái)替代( 見(jiàn)圖 3-2) ，只要每個(gè)脈沖波的面積都相等， 也應(yīng)該能實(shí)現(xiàn)與正弦波等效

3、的功能，稱作正弦脈寬調(diào)制(spwm)波形。例如，把正弦半波分作n 等分 ( 在圖 3-2 中， n=9) ，把每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用一個(gè)與此面積相等的矩形脈沖來(lái)代替，矩形脈沖的幅值不變， 各脈沖的中點(diǎn)與正弦波每一等分的中點(diǎn)相重合，這樣就形成 spwm波形。同樣，正弦波的負(fù)半周也可用相同的方法與一系列負(fù)脈沖波等效。這種正弦波正、負(fù)半周分別用正、負(fù)脈沖等效的spwm波形稱作單極式 spwm。1/16.圖 3-2spwm波形圖 3-3是 spwm變壓變頻器主電路的原理圖，圖中vt vt6是逆變器的六個(gè)全控1型功率開(kāi)關(guān)器件，它們各有一個(gè)續(xù)流二極管(vd 1vd6 ) 和它反并聯(lián)接。整

4、個(gè)逆變器由三相不可控整流器供電，所提供的直流恒值電壓為u 。d圖 3-3spwm變壓變頻器主電路原理圖某一相的單極式spwm波形是由逆變器該相上( 或下 ) 橋臂中一個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件反復(fù)導(dǎo)通和關(guān)斷形成的。在正弦脈寬調(diào)制方法中，利用正弦波作調(diào)制波(modulationwave) ，受它調(diào)制的信號(hào)稱為載波(carrierwave)，常用等腰三角波作載波。當(dāng)調(diào)制波與載波相交時(shí)( 見(jiàn)圖 3-4a) ，其交點(diǎn)決定了逆變器開(kāi)關(guān)器件的通斷時(shí)刻。例如：當(dāng) a 相的調(diào)制波電壓 ura 高于載波電壓 ut 時(shí)，使開(kāi)關(guān)器件 vt 1 導(dǎo)通，輸出正的脈沖電壓 ( 見(jiàn)圖 3-4b) ；當(dāng) ura 低于 ut 時(shí)，使 vt

5、 1 關(guān)斷，輸出電壓下降為零。在ura 的負(fù)半周中，可用類似的方法控制下橋臂的vt 4，輸出負(fù)2/16.的脈沖電壓序列。若改變調(diào)制波的頻率，輸出電壓基波的頻率也隨之改變；降低調(diào)制波的幅值時(shí)，如圖中的 ，各段脈沖寬度變窄，輸出電壓的基波幅值也相應(yīng)減小。a) 正弦調(diào)制波與三角載波b) 輸出的 spwm波圖 3-4單極式脈寬調(diào)制波的形成上述單極式 spwm波形在半周內(nèi)的脈沖電壓只在“正”( 或“負(fù)” ) 和“零”之間變化，主電路每相只有一個(gè)開(kāi)關(guān)器件反復(fù)通斷。如果讓同一橋臂上、下兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件互補(bǔ)地導(dǎo)通與關(guān)斷，則輸出脈沖在“正”和“負(fù)”之間變化，就得到雙極式的 spwm波形。圖 3-5 繪出了三相雙極式

6、正弦脈寬調(diào)制波形，其調(diào)制方法和單極式相似， 只是輸出脈沖電壓的極性不同。當(dāng) a 相調(diào)制波 urau 時(shí)，vt1導(dǎo)通，tvt 4 關(guān)斷，節(jié)點(diǎn) a 與直流電源中點(diǎn)o 間的相電壓為 ua0=+ud/2(圖 3-5b) ；當(dāng) ura u時(shí)， vt1關(guān)斷而 vt4導(dǎo)通，則 u= u /2 。所以 a 相電壓 u=f(t)是以 +u /2ta0da0d和 u /2為幅值作正、 負(fù)跳變的脈沖波形。 同理，圖 3-5c 的 u =f(t)是由 vt3db0和 vt6交替導(dǎo)通得到的， 圖 3-5d的 u=f(t)是由 vt5和 vt2交替導(dǎo)通得到的。c0由 ua0和 ub0相減，可得逆變器輸出的線電壓uab =

7、f(t)(圖 3-5e)，也就是負(fù)載上的線電壓，其脈沖幅值為+ud 和 ud。可見(jiàn)，線電壓的spwm波是由 ud 和 0三種電平構(gòu)成的。3/16.圖 3-5三相橋式 pwm逆變器的雙極性 spwm波形圖 5-20中的 uao 、 ubo 與 uco 是逆變器輸出端 a、 b、c 分別與直流電源中點(diǎn) o之間的電壓， o 點(diǎn)與負(fù)載的零點(diǎn)o 并不一定是等電位的，uao 等并不代表負(fù)載上的相電壓。令負(fù)載零點(diǎn)o 與直流電源中點(diǎn)o 之間的電壓為uoo ，則負(fù)載各相的相電壓分別為(3-1)將式 (3-1) 中各式相加并整理后得4/16.一般負(fù)載三相對(duì)稱，則uao+ubo+uco=0，故有(3-2)由此可求得

8、a 相負(fù)載電壓為(3-3)在圖 3-5f 中繪出了相應(yīng)的負(fù)載a 相電壓波形， ubo 和 uco 波形與此相似。3.2spwm波的基波電壓對(duì)電動(dòng)機(jī)來(lái)說(shuō)，有用的是電壓的基波，希望 spwm波形中基波的成分越大越好。為了找出基波電壓，須將 spwm脈沖序列波 u(t) 展開(kāi)成傅氏級(jí)數(shù)，由于各相電壓正、負(fù)半波及其左、右均對(duì)稱，它是一個(gè)奇次正弦周期函數(shù)，其一般表達(dá)式為式中(3-4)要把包含 n 個(gè)矩形脈沖的 u(t) 代入上式，必須先求得每個(gè)脈沖的起始相位和終了相位。在圖 3-5 中，由于在原點(diǎn)處三角波是從負(fù)的頂點(diǎn)開(kāi)始出現(xiàn)的，所以第i 個(gè)脈沖中心點(diǎn)的相位應(yīng)為(3-5)于是，第 i 個(gè)脈沖的起始相位為5

9、/16.終了相位為其中 i 是第i 個(gè)脈沖的寬度。把各脈沖起始和終了相位代入式(3-4) 中，可得(3-6)故(3-7)以 k=1 代入式 (3-7) ，可得輸出電壓的基波幅值。 當(dāng)半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù) n 不太少時(shí)，各脈沖的寬度 i 都不大，可以近似地認(rèn)為 sin i /2 i /2 ，因此(3-8)可見(jiàn)輸出基波電壓幅值 u1m與各段脈寬 i 有著直接的關(guān)系，它說(shuō)明調(diào)節(jié)參考信號(hào)的幅值從而改變各個(gè)脈沖的寬度時(shí)，就可實(shí)現(xiàn)對(duì)逆變器輸出電壓基波幅值的平滑調(diào)節(jié)。根據(jù)脈沖與相關(guān)段正弦波面積相等的等效原則可以導(dǎo)出(3-9)6/16.將式 (3-5) 、式 (3-9) 代入式 (3-8) ，得(3-10)可以

10、證明，除n=1 以外，有限項(xiàng)三角級(jí)數(shù)而 n=1 是沒(méi)有意義的，因此由式(3-10) 可得u1m=um也就是說(shuō)， spwm逆變器輸出脈沖波序列的基波電壓正是調(diào)制時(shí)所要求的正弦波幅值電壓。當(dāng)然，這個(gè)結(jié)論是在作出前述的近似條件下得到的，即n 不太少，sin /2n /2n ，且 sin i /2 i /2 。當(dāng)這些條件成立時(shí)， spwm變壓變頻器能很好地滿足異步電動(dòng)機(jī)變壓變頻調(diào)速的要求。要注意到， spwm逆變器輸出相電壓的基波和常規(guī)六拍階梯波的交- 直 - 交變壓變頻器相比要小一些，據(jù)有關(guān)資料介紹，僅為其 86%90%，這樣就影響了電機(jī)額定電壓的充分利用。 為了彌補(bǔ)這個(gè)不足， 在 spwm逆變器的

11、直流回路中常并聯(lián)相當(dāng)大的濾波電容，以抬高逆變器的直流電源電壓ud。3.3脈寬調(diào)制的制約條件根據(jù)脈寬調(diào)制的特點(diǎn)，逆變器主電路的功率開(kāi)關(guān)器件在其輸出電壓半周內(nèi)要開(kāi)關(guān) n 次。如果把期望的正弦波分段越多， 則 n 越大，脈沖波序列的脈寬 i 越小，上述分析結(jié)論的準(zhǔn)確性越高， spwm波的基波就更接近期望的正弦波。但是，功率開(kāi)關(guān)器件本身的開(kāi)關(guān)能力是有限的，因此，在應(yīng)用脈寬調(diào)制技術(shù)時(shí)必然要受到一定條件的制約，這主要表現(xiàn)在以下兩個(gè)方面。3.3.1功率開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)頻率各種電力電子器件的開(kāi)關(guān)頻率受到其固有的開(kāi)關(guān)時(shí)間和開(kāi)關(guān)損耗的限制，全控型器件常用的開(kāi)關(guān)頻率如下： 雙極型電力晶體管 (bjt) 開(kāi)關(guān)頻率可達(dá)

12、15khz ，可關(guān)斷晶閘管 (gto) 開(kāi)關(guān)頻率為 12khz ，功率場(chǎng)效應(yīng)管 (p-mosfet) 開(kāi)關(guān)頻率可達(dá)7/16.50khz，而目前最常用的絕緣柵雙極晶體管(igbt)開(kāi)關(guān)頻率為5 20khz。定義載波頻率f t 與參考調(diào)制波頻率f r 之比為載波比n(carrier ratio)，即(3-11)相對(duì)于前述 spwm波形半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù) n 來(lái)說(shuō)，應(yīng)有 n=2n。為了使逆變器的輸出盡量接近正弦波，應(yīng)盡可能增大載波比，但若從功率開(kāi)關(guān)器件本身的允許開(kāi)關(guān)頻率來(lái)看，載波比又不能太大。n 值應(yīng)受到下列條件的制約：(3-12)式 (3-12) 中的分母實(shí)際上就是 spwm變頻器的最高輸出頻率。

13、3.3.2 最小間歇時(shí)間與調(diào)制度為保證主電路開(kāi)關(guān)器件的安全工作，必須使調(diào)制的脈沖波有個(gè)最小脈寬與最小間歇的限制，以保證最小脈沖寬度大于開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通時(shí)間 t on，而最小脈沖間歇大于器件的關(guān)斷時(shí)間 t off 。在脈寬調(diào)制時(shí)，若 n 為偶數(shù)，調(diào)制信號(hào)的幅值 urm 與三角載波相交的兩點(diǎn)恰好是一個(gè)脈沖的間歇。為了保證最小間歇時(shí)間大于t off ，必須使 urm 低于三角載波的峰值 utm。為此，定義 urm 與 utm 之比為調(diào)制度 m，即(3-13)在理想情況下， m值可在 01 之間變化，以調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓的大小。實(shí)際上，m總是小于 1 的，在 n 較大時(shí)，一般取最高的m=0.80.9 。

14、3.4同步調(diào)制與異步調(diào)制在實(shí)行 spwm時(shí)，視載波比n 的變化與否，有同步調(diào)制與異步調(diào)制之分。3.4.1同步調(diào)制在同步調(diào)制方式中，n常數(shù)，變頻時(shí)三角載波的頻率與正弦調(diào)制波的頻率同步改變，因而輸出電壓半波內(nèi)的矩形脈沖數(shù)是固定不變的。如果取 n 等于 3 的倍數(shù)，則同步調(diào)制能保證輸出波形的正、負(fù)半波始終對(duì)稱，并能嚴(yán)格保證三相輸出波形間具有互差 120 的對(duì)稱關(guān)系。但是，當(dāng)輸出頻率很低時(shí)，由于相鄰兩脈沖間的間距增大，諧波會(huì)顯著增加，使負(fù)載電動(dòng)機(jī)產(chǎn)生較大脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩和較強(qiáng)的噪聲，這是同步調(diào)制方式的主要缺點(diǎn)。3.4.2異步調(diào)制為了消除同步調(diào)制的缺點(diǎn)，可以采用異步調(diào)制方式。顧名思義，異步調(diào)制時(shí)，在變壓變頻器的

15、整個(gè)變頻范圍內(nèi)，載波比n 不等于常數(shù)。一般在改變調(diào)制波頻率 fr 時(shí)保持三角載波頻率 ft 不變，因而提高了低頻時(shí)的載波比。這樣輸出電壓半波內(nèi)的矩形脈沖數(shù)可隨輸出頻率的降低而增加，從而減少負(fù)載電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)與噪聲，改善了系統(tǒng)的低頻工作性能。8/16.有一利必有一弊，異步調(diào)制方式在改善低頻工作性能的同時(shí)，又失去了同步調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)。當(dāng)載波比 n 隨著輸出頻率的降低而連續(xù)變化時(shí)，它不可能總是 3 的倍數(shù)，勢(shì)必使輸出電壓波形及其相位都發(fā)生變化， 難以保持三相輸出的對(duì)稱性，可能引起電動(dòng)機(jī)工作的不平穩(wěn)。3.4.3分段同步調(diào)制為了揚(yáng)長(zhǎng)避短，可將同步調(diào)制和異步調(diào)制結(jié)合起來(lái)，成為分段同步調(diào)制方式，實(shí)用的 spw

16、m變壓變頻器多采用這種方式。在一定頻率范圍內(nèi)采用同步調(diào)制，可保持輸出波形對(duì)稱的優(yōu)點(diǎn)，但頻率降低較多時(shí)，如果仍保持載波比 n 不變，輸出電壓諧波將會(huì)增大。為了避免這個(gè)缺點(diǎn)，可以采納異步調(diào)制的長(zhǎng)處，使載波比分段有級(jí)地加大，這就是分段同步調(diào)制方式。具體地說(shuō)，把整個(gè)變頻范圍劃分成若干頻段，在每個(gè)頻段內(nèi)都維持載波比n 恒定，而對(duì)不同的頻段取不同的 n 值，頻率低時(shí)， n 值取大些，一般大致按等比級(jí)數(shù)安排。表 3-1 給出了一個(gè)系統(tǒng)的頻段和載波比的分配，以資參考。圖 3-6 所示是與表3-1 相應(yīng)的 f 1 與 f t 的關(guān)系曲線。由圖可見(jiàn)，在輸出頻率f 1的不同頻段內(nèi)用不同的 n 值進(jìn)行同步調(diào)制，使各頻

17、段開(kāi)關(guān)頻率的變化范圍基本一致，以適應(yīng)功率開(kāi)關(guān)器件對(duì)開(kāi)關(guān)頻率的限制。圖 3-6 分段同步調(diào)制時(shí)輸出頻率與開(kāi)關(guān)頻率的關(guān)系曲線上述圖表的設(shè)計(jì)計(jì)算方法如下：已知變頻器要求的輸出頻率范圍為 560hz，用 igbt 作開(kāi)關(guān)器件，取最大開(kāi)關(guān)頻率為 5.5khz 左右，最小開(kāi)關(guān)頻率在最大開(kāi)關(guān)9/16.頻率的 1/2 2/3 之間，視分段數(shù)要求而定?，F(xiàn)取輸出頻率上限為62hz，則第一段載波比為取 n 為 3 的整數(shù)倍數(shù)，則n1=90，修正后，若取，計(jì)算后得取整數(shù)，則 f 1min=41hz,f tmin =4190=3690hz。以下各段依此類推，可得表 3-1 中各行的數(shù)據(jù)。分段同步調(diào)制雖然比較麻煩，但在微

18、電子技術(shù)迅速發(fā)展的今天，這種調(diào)制方式是很容易實(shí)現(xiàn)的。3.5spwm控制方法采用高開(kāi)關(guān)頻率的全控型電力電子器件組成逆變電路時(shí)，先假定器件的開(kāi)與關(guān)均無(wú)延時(shí)，于是可將要求變頻器輸出三相spwm波的問(wèn)題轉(zhuǎn)化為如何獲得與其形狀相同的三相spwm控制信號(hào)問(wèn)題， 用這些信號(hào)作為變頻器中各電力電子器件的基極 ( 柵極 ) 驅(qū)動(dòng)信號(hào)。原始的 spwm是由模擬控制實(shí)現(xiàn)的。圖3-7 是 spwm變壓變頻器的模擬控制電路框圖。三相對(duì)稱的參考正弦電壓調(diào)制信號(hào)ura 、urb 、 urc 由參考信號(hào)發(fā)生器提供，其頻率和幅值都可調(diào)。三角載波信號(hào)ut 由三角波發(fā)生器提供，各相共用。它分別與每相調(diào)制信號(hào)進(jìn)行比較，給出“正”的飽

19、和輸出或“零”輸出，產(chǎn)生spwm脈沖波序列 uda、udb、udc，作為變壓變頻器功率開(kāi)關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。 spwm的模擬控制現(xiàn)在已很少應(yīng)用，但它的原理仍是其它控制方法的基礎(chǔ)。10/16.圖 3-7spwm 變壓變頻器的模擬控制電路目前常用的spwm控制方法是數(shù)字控制。可以采用微機(jī)存儲(chǔ)預(yù)先計(jì)算好的spwm波形數(shù)據(jù)表格，控制時(shí)根據(jù)指令調(diào)出；或者通過(guò)軟件實(shí)時(shí)生成spwm波形；也可以采用大規(guī)模集成電路專用芯片中產(chǎn)生的spwm信號(hào)。下面介紹幾種常用的方法。3.5.1自然采樣法完全按照模擬控制的方法，計(jì)算正弦調(diào)制波與三角載波的交點(diǎn)，從而求出相應(yīng)的脈寬和脈沖間歇時(shí)刻，生成 spwm波形，稱為自然采樣法(n

20、aturalsampling) ，如圖 3-8 所示。在圖中截取了任意一段正弦調(diào)制波與三角載波的相交情況。交點(diǎn) a 是發(fā)出脈沖的時(shí)刻，b 點(diǎn)是結(jié)束脈沖的時(shí)刻。圖3-7spwm 變壓變頻器的模擬控制電路t c 為三角載波的周期；t 1 為在 t c 時(shí)間段內(nèi)在脈沖發(fā)生以前( 即 a 點(diǎn)以前 ) 的間歇時(shí)間； t 2 為 ab 之間的脈寬時(shí)間； t 3 為在 t c 時(shí)間段以內(nèi) b 點(diǎn)以后的間歇時(shí)間。顯然， t c=t 1+t 2+t 3。圖 3-8生成 spwm 波形的自然采樣法若以單位 1 代表三角載波的幅值utm，則正弦調(diào)制波的幅值urm 就表示調(diào)制度m，正弦調(diào)制波可寫作ur =msin 1

21、t式中， 1 是調(diào)制頻率，也就是變壓變頻器的輸出頻率由于 a、b 兩點(diǎn)對(duì)三角載波的中心線并不對(duì)稱，須把脈寬時(shí)間t 2 分成 t 2 和 t 2兩部分 ( 見(jiàn)圖 3-8) 。按相似直角三角形的幾何關(guān)系，可知11/163.5.2.經(jīng)整理得(3-14)這是一個(gè)超越方程，其中 t a、 t b 與載波比 n、調(diào)制度 m都有關(guān)系，求解困難，而且 t 1 t 3，分別計(jì)算更增加了困難。因此，自然采樣法雖能確切反映正弦脈寬調(diào)制的原始方法，計(jì)算結(jié)果正確，卻不適于微機(jī)實(shí)時(shí)控制。規(guī)則采樣法自然采樣法的關(guān)鍵問(wèn)題是， spwm波形每一個(gè)脈沖的起始和終了時(shí)刻t a 和 t b 對(duì)三角波的中心線不對(duì)稱，因而求解困難。工程

22、上實(shí)用的方法要求算法簡(jiǎn)單，只要誤差不大，允許作一些近似處理。這樣就提出了各種規(guī)則采樣法(regularsampling) 。規(guī)則采樣法的出發(fā)點(diǎn)是設(shè)法在三角載波的特定時(shí)刻處確定正弦調(diào)制波的采樣電壓值，使脈沖的起始和終了時(shí)刻對(duì)稱，這樣就比較容易計(jì)算求出對(duì)應(yīng)于每一個(gè)spwm波的采樣時(shí)刻。圖 3-9 所示是一種規(guī)則采樣法， 以三角載波的負(fù)峰值(e 點(diǎn) )作為采樣時(shí)刻，對(duì)應(yīng)的采樣電壓為ure 。在三角載波上由ure 水平線截得 a、b 兩點(diǎn)，以此確定了脈寬時(shí)間 t 2。由于在兩個(gè)三角載波波形正峰值之間的時(shí)刻即為t，因此 a 點(diǎn)、 b 點(diǎn)與載波各正峰值的間隔時(shí)間分別為t1和 t，且 t =t3，而相c31

23、應(yīng)的 spwm波形相對(duì)于 t c 的中間時(shí)刻 ( 載波負(fù)峰值對(duì)應(yīng)的時(shí)刻) 對(duì)稱，這就大大簡(jiǎn)化了計(jì)算。需要指出的是，上述規(guī)則采樣法所得spwm波形的起始時(shí)刻、終了時(shí)刻以及脈寬大小都不如自然采樣法準(zhǔn)確，脈沖起始時(shí)刻a 點(diǎn)比自然采樣法提前了，終了時(shí)刻 b 點(diǎn)也提前了，雖然兩者提前的時(shí)間不盡相同，但終究相互之間有了一些補(bǔ)償，對(duì)脈沖寬度的影響不大，所造成的誤差是工程上能夠允許的，畢竟規(guī)則采樣法的算法簡(jiǎn)單多了。由圖3-9可以看出，規(guī)則采樣法的實(shí)質(zhì)是用階梯波來(lái)代替正弦波 ( 圖中粗實(shí)線所示 ) ，從而簡(jiǎn)化了算法。 只要載波比足夠大，不同的階梯波都很逼近正弦波，所造成的誤差可以忽略不計(jì)。12/16.圖 3-9

24、 生成 spwm 波的一種規(guī)則采樣法在規(guī)則采樣法中，三角載波每個(gè)周期的采樣時(shí)刻都是確定的，都在負(fù)峰值處，不必作圖就可計(jì)算出相應(yīng)時(shí)刻的正弦波值。例如采樣值應(yīng)依次為msin 1 t e，msin( 1t e +t c) ， msin( 1 t e +2t c ）， ，因而脈寬時(shí)間和間歇時(shí)間都可以很容易計(jì)算出來(lái)。由圖 3-9 可得規(guī)則采樣法的計(jì)算公式：脈寬時(shí)間(3-15)間歇時(shí)間(3-16)實(shí)用的變頻器多是三相的， 因此還應(yīng)形成三相的 spwm波形。三相正弦調(diào)制波在時(shí)間上互差 2 /3 ，而三角載波是共用的，這樣就可在同一個(gè)三角載波周期內(nèi)13/16.獲得圖 3-10 所示的三相spwm脈沖波形。在圖

25、中，每相的脈寬時(shí)間t a2 、t b2 和tc2 都可用式 (3-15) 計(jì)算，求三相脈寬時(shí)間的總和時(shí)，等式右邊第一項(xiàng)相同，加起來(lái)是其三倍，第二項(xiàng)之和則為零，因此(3-17)圖 3-10三相 spwm 波形的生成14/16.三相間歇時(shí)間總和為脈沖兩側(cè)的間歇時(shí)間相等，所以(3-18)式中，下角標(biāo)a、b、 c 分別表示 a、 b、 c 三相。在數(shù)字控制中，一般可以離線先在計(jì)算機(jī)上算出不同 1 與m時(shí)的脈寬時(shí)間t 2或后，寫入 eprom，然后由調(diào)速系統(tǒng)的微機(jī)通過(guò)查表和加減法運(yùn)算求出各相脈寬時(shí)間和間歇時(shí)間，這就是查表法。也可以在內(nèi)存中存儲(chǔ)正弦函數(shù)和 t c /2值，控制時(shí)，先取出正弦值與調(diào)速系統(tǒng)所需的調(diào)制度m作乘法運(yùn)算，再根據(jù)給定的載波頻率取出對(duì)應(yīng)的t c/2 值，與 msin 1 t e 作乘法運(yùn)算，然后運(yùn)用加、減、移位即可算出脈寬時(shí)間t2和間歇時(shí)間 t 1 、t 3，此即實(shí)時(shí)計(jì)算法。按查表法或?qū)崟r(shí)計(jì)算法所得的脈沖數(shù)據(jù)都送入定時(shí)器，利用定時(shí)中斷向接口電路送出相應(yīng)的高、低電平，以實(shí)時(shí)產(chǎn)生spwm波形的一系列脈沖