3854中文資料.doc

1、uc3854 控制之功率因子修正器電路設(shè)計(jì)philip c. todd摘要這個(gè)應(yīng)用手冊(cè)說(shuō)明功率因子修正的概念與它的升壓型前端調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)。本手冊(cè)包含了功率因子修正的重要規(guī)格、升壓型轉(zhuǎn)換器的功率電路設(shè)計(jì)與控制此一轉(zhuǎn)換器的uc3854 集成電路說(shuō)明。本文將提供完整的設(shè)計(jì)過(guò)程，同時(shí)說(shuō)明了設(shè)計(jì)過(guò)程中所必須進(jìn)行的斟酌與考慮。本文所提到的設(shè)計(jì)流程適用于uc3854a/b 以及uc3854。您可以參考unitrod 公司所出品的設(shè)計(jì)手冊(cè)dn-39 以了解某些本文未提到的主題。雖然本文沒(méi)有討論到這些部分，但是在進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)還是必須考慮這些部分的。本篇應(yīng)用手冊(cè)是用以作為取代應(yīng)用手冊(cè)u(píng)-125 使用uc3854 的

2、功率因子修正器之用。前言主動(dòng)式功因修正器的主要功能就是使電源供應(yīng)器的輸入功因修正為1.0，即使得電源供應(yīng)器把功因修正器的輸入端視為一個(gè)電阻。而主動(dòng)式功因修正器主要是利用電流的響應(yīng)隨著電壓的變化而跟著增大與減小的方式來(lái)完成這個(gè)功能。當(dāng)電壓與電流間的變動(dòng)比為一個(gè)定值時(shí)，輸入端將呈現(xiàn)電阻性且此時(shí)的功率因子將達(dá)到1.0。若這個(gè)變動(dòng)比不再是一個(gè)定值，則輸入的波形將會(huì)產(chǎn)生相位差或諧波失真，而這些變化將會(huì)降低功率因子。一般對(duì)功率因子的定義是實(shí)功率與視在功率間的比例，即pf是輸入功率的實(shí)功率，vrms 與irms 是負(fù)載的電壓與電流均方根值，也就是文中所提到的功因修正器輸入電壓與電流均方根值。若負(fù)載是一個(gè)純電

3、阻，則實(shí)功率與電壓電流均方根值的乘積將會(huì)是相同的，且此時(shí)的功率將會(huì)是1.0；若負(fù)載不是一個(gè)純電阻，則功因?qū)?huì)低于1.0。相移量的大小主要是反應(yīng)了主動(dòng)式功因修正器的輸入電抗大小，任何像是電感或電容的電抗皆會(huì)造成輸入電流相對(duì)于輸入電壓的相位改變。電壓電流間的相位差也是一種功率因子典型的定義，即功率因子等于電壓與電流相角差的余弦函數(shù)電壓與電流間的相角差也反映出虛功率的大小。如果負(fù)載的電抗只占負(fù)載阻抗的一小部份，則相位差將會(huì)很小。當(dāng)輸入端因前饋信號(hào)或控制回路造成相移時(shí)，主動(dòng)式功因修正器可對(duì)輸入電流產(chǎn)生一個(gè)相位修正的效果。此外，交流側(cè)的線電流濾波器也可能會(huì)造成相位移。諧波失真率反映出主動(dòng)式功因修正器輸入

4、阻抗中的非線性成分。任何輸入阻抗的變動(dòng)（以輸入電壓的函數(shù)呈現(xiàn)）將會(huì)造成輸入電流的諧波失真，而此諧波失真也是造低功率因子的原因之一。諧波失真將會(huì)造成輸入電流均方根值的增加，但不會(huì)增加輸入的功率。也因此一個(gè)非線性的負(fù)載將會(huì)造成不好的功率因子，其原因是系統(tǒng)需要輸入較高的電流但總輸出功率卻很低。如果非線性的成分較小的話，則諧波失真也會(huì)相對(duì)的減小。主動(dòng)式功因修正器的失真主要有幾個(gè)生成的原因：前饋信號(hào)、回授控制的閉回路、輸出電容、系統(tǒng)電感及輸入的橋式整流器。個(gè)主動(dòng)式功因修正器可以輕易的達(dá)到一個(gè)很高的功率因子，一般而言皆遠(yuǎn)高于0.9 以上。但功率因子不會(huì)隨著諧波失真或電流波型的改變而有明顯的變化，所以比直接

5、觀察功率因子的大小更方便的方法，是利用下列幾個(gè)數(shù)值來(lái)考慮。例如：3%的諧波失真其功因?yàn)?.999；30%諧波失真的電流其功因仍有0.95；與電壓相差25 度的電流其功因?yàn)?.90。以目前的趨勢(shì)來(lái)說(shuō)，負(fù)責(zé)電力質(zhì)量的全球性標(biāo)準(zhǔn)組織多以詳細(xì)列出輸入線電流上每一個(gè)頻段的最大容忍諧波量的方式來(lái)制訂標(biāo)準(zhǔn)。iec 555-2 訂定了15 次諧波之前的每一個(gè)諧波與15 次之后的總諧波相對(duì)的電流諧波容許量。表一列出了在本文完成時(shí)， iec 555-2 所列出的諧波需求。該標(biāo)準(zhǔn)包含了兩個(gè)部份的規(guī)范：相對(duì)的電流諧波量以及總諧波量的絕對(duì)最大值，這兩個(gè)限制都適用于所有的設(shè)備。這個(gè)表主要是拿來(lái)作線間諧波失真規(guī)范的例子，尚

6、無(wú)法作為設(shè)計(jì)時(shí)的規(guī)格參考。這是因?yàn)閕ec 在目前尚也未提出iec 555 的最后版本，因此此一標(biāo)準(zhǔn)仍可能會(huì)有大幅度的修改。主動(dòng)式功因修正對(duì)于一個(gè)主動(dòng)式功因修正器的功率級(jí)電路而言，升壓型調(diào)節(jié)器是一個(gè)極佳的選擇，其主要的原因是此架構(gòu)的輸入電流是連續(xù)的，也因此它產(chǎn)生較低的傳導(dǎo)性干擾與最好的輸入電流波形。然而升壓型調(diào)節(jié)器的缺點(diǎn)就是它的輸出需要是一個(gè)高電壓，也就是輸出電壓需要高于輸入的預(yù)期峰值電壓。應(yīng)用在主動(dòng)式功因修正用途上的升壓型調(diào)節(jié)器其輸入電流波形必須與輸入電壓波形成正比。因此必須使用回授控制來(lái)達(dá)到此一目的，可以采用的方法包括峰值電流模式控制法或者是平均電流模式控制法等。這兩種控制技術(shù)都可利用uc3

7、854來(lái)實(shí)現(xiàn)。峰值電流模式控制法在電流回授響應(yīng)上的低增益與高頻寬的特性使這種控制法不適用于高性能的主動(dòng)式功因修正器，因?yàn)榇朔椒ǖ碾娏髅钆c實(shí)際電流間的誤差較大。此一現(xiàn)象也將會(huì)造成諧波失真與較差的功率因子。平均電流模式控制法主要是利用一個(gè)簡(jiǎn)單的概念，就是在升壓型調(diào)節(jié)器功率電路上再外加一個(gè)由放大器電路構(gòu)成的回授回路，也因此輸入電流將會(huì)以微小的誤差量追隨著電流命令而變化。以上就是平均電流控制法的優(yōu)點(diǎn)，也是為什么能改善功率因子的原因。平均電流模式相對(duì)來(lái)講是比較容易實(shí)現(xiàn)的，這也是本文所要描述的方法。圖1圖3圖1 所示為升壓型功率因子修正器的電路方塊圖，升壓型功率因子修正器的功率電路部份是與直流/直流升壓

8、型轉(zhuǎn)換器是相同的。在電感之前有一個(gè)橋式整流電路對(duì)交流輸入電壓進(jìn)行整流，但交流轉(zhuǎn)直流用的大型輸入電容已被移到升壓型轉(zhuǎn)換器的輸出側(cè)。在某些電路中橋式整流電路后會(huì)接上一個(gè)電容值較小的電容，此電容主要是作為抑制噪聲用。升壓型調(diào)節(jié)器的輸出電壓為一定值，但它的輸入電流則呈現(xiàn)半個(gè)弦波的形式。流入輸出電容器的功率不是一個(gè)定值，它是以輸入電壓的兩倍頻率變化，其瞬間的功率為電容的瞬時(shí)電壓乘以流入電容的瞬時(shí)電流。如圖2 所示，最上方的波形為輸入功率因子修正器的電壓與電流，第二個(gè)波形則為流入與流出輸出電容的能量。當(dāng)輸入電壓高于輸出電容的電壓時(shí)，電容是處于儲(chǔ)能的狀態(tài)；當(dāng)輸入電壓低于輸出電容的電壓時(shí)，電容是處于放能的狀態(tài)

9、。第三個(gè)波形是電容的充電電流與放電電流，此電流波形與輸入電流波形有著不同的形狀，且其頻率它幾乎是在輸入電壓的二次諧波上。此一能量的流動(dòng)將會(huì)造成二次諧波形式的電壓漣波，如圖2 中之第四個(gè)波形所示。要注意的是，這個(gè)電壓漣波與電流波形相差為90 度，所以這是虛功形式的儲(chǔ)能。在考慮輸出電容的額定值時(shí)必須將處理二次諧波漣波電流以及處理升壓型轉(zhuǎn)換器功率開(kāi)關(guān)在調(diào)變時(shí)所造成的高頻漣波電流的能力考慮進(jìn)去?？刂齐娐分鲃?dòng)式功率因子修正器必須同時(shí)控制輸入電流與輸出電壓，而電流控制回路的命令是由整流后的線電壓所決定，因此可以使轉(zhuǎn)換器的輸入阻抗呈現(xiàn)電阻性。而輸出電壓的控制是藉由改變電流命令的平均值大小來(lái)完成。模擬的乘法器

10、將整流后的線電壓乘以電壓誤差放大器的輸出后，產(chǎn)生一個(gè)電流控制命令。也因此電流的控制命令與輸入電壓的形狀相同，同時(shí)其平均值代表輸出電壓的控制命令大小。圖3 所示為一個(gè)主動(dòng)式功率因子修正器所需要的基本控制器電路方塊圖。輸出電流乘法器的輸出稱之為imo，而這個(gè)乘法器的輸出即為輸入電流的控制命令。在圖3 中，乘法器的輸入端（輸入電壓整流后的電壓）是以電流的方式表示的，因?yàn)檫@就是uc3854 的動(dòng)作原理。除了乘法器之外，在圖3 中還包括了平方器與除法器，這些電路主要的功能是將電壓誤差放大器的輸出除以輸入電壓的平均值取平方后的數(shù)值，最后得到的值再乘以整流后的電壓信號(hào)。這個(gè)外加的電路將可使電壓回路的增益維持

11、一個(gè)定值，沒(méi)有它的話電壓回路增益將會(huì)是平均輸入電壓的平方倍。輸入電壓的平均值稱之為前饋電壓信號(hào)或是vff，而當(dāng)它被前饋到電壓回路增益時(shí)，此一數(shù)值提供了一個(gè)開(kāi)回路的修正量，且這個(gè)值是需要取平方后用來(lái)作為電壓誤差放大器輸出電壓信號(hào)vvea 的除數(shù)電流的控制信號(hào)必須盡可能地接近整流后的線電壓信號(hào)以提升功率因子，如果電壓回路的頻寬太大，則此控制回路將會(huì)調(diào)節(jié)輸入電流以達(dá)成輸出電壓的恒定，但這樣會(huì)使得輸入電流的波形嚴(yán)重失真。因此電壓回路的頻寬必須小于輸入線電壓的頻率。但是電壓回路的瞬時(shí)響應(yīng)又必須要很快，所以電壓回路的頻寬又需要盡可能地大。平方器與除法器所構(gòu)成的電路將可使回路的增益維持定值，所以控制器頻寬就

12、可以盡可能地靠近輸入線電壓的頻率以降低輸出電壓的瞬時(shí)變化。當(dāng)電壓輸入變動(dòng)范圍大時(shí)，這個(gè)問(wèn)題更形重要。這個(gè)使回路增益維持定值的電路讓電壓誤差放大器的輸出變成一種功率的控制，電壓誤差放大器的輸出就可直接控制傳送到負(fù)載的功率大小，從以下的例子就可以輕易地看到這個(gè)現(xiàn)象。如果電壓誤差放大器的輸出是一個(gè)定值，而輸入的電壓變成兩倍，則控制命令將會(huì)變成兩倍，但這個(gè)命令值將會(huì)除以前饋電壓信號(hào)的平方，也就是除以四倍的輸入電壓信號(hào)，而其結(jié)果將會(huì)使輸入電流變成原先值的一半。輸入電壓變成兩倍時(shí)，輸入電流變?yōu)樵档囊话雱t可維持與原輸入功率相同的功率。因此，電壓誤差放大器的輸出即可用來(lái)控制功率因子修正器的輸入功率等級(jí)，此種

13、控制法可用來(lái)限制系統(tǒng)從電源得到的最大的功率。如果將電壓誤差放大器的輸出限制在某些值（即對(duì)應(yīng)到某些最大輸入功率等級(jí)的值），則當(dāng)輸入電壓在正常操作范圍內(nèi)時(shí)主動(dòng)式功率因子修正器將不會(huì)從電力線吸取超過(guò)這個(gè)最大值的功率。輸入的失真源控制電路會(huì)將諧波失真與相移導(dǎo)入輸入電流波形，產(chǎn)生這些誤差的原因包括輸入端的橋式整流器、乘法電路的輸出與以及輸出與前饋電壓中的漣波等。在主動(dòng)式功率因子修正器中有兩個(gè)調(diào)變過(guò)程，首先是輸入端的橋式整流的影響，再則是乘法電路、除法電路與平方電路所造成的影響。每一個(gè)調(diào)變過(guò)程都會(huì)產(chǎn)生兩個(gè)輸入端間乘積、諧波或邊頻(sideband)的影響，且這些過(guò)程在數(shù)學(xué)上的表示式都相當(dāng)?shù)貜?fù)雜。然而有趣的

14、是，雖然這兩種調(diào)變會(huì)互相的影響，但卻可相互的解調(diào)，所以它的解是相當(dāng)簡(jiǎn)單的。就如同之前所描述，在主動(dòng)式功率因子修正器中的漣波電壓皆是線電壓頻率的二次諧波。當(dāng)這些電壓經(jīng)過(guò)乘法轉(zhuǎn)換電路后，所得的信號(hào)將轉(zhuǎn)換成輸入電流的控制命令，輸入電流再經(jīng)過(guò)輸入端整流二極管后，二次諧波電壓的大小值將會(huì)產(chǎn)生兩種不同頻率的成分。這兩項(xiàng)成分分別為輸入線電壓頻率的三次諧波成分以及基本波成分。且這兩個(gè)成分的電壓大小值為原來(lái)二次諧波電壓大小值的一半，其相位則與原先二次諧波的相位相同。如果這個(gè)漣波電壓大小值為輸入線電壓大小值的10%且相位位移90 度的話，則輸入電流將會(huì)產(chǎn)生一個(gè)相移為90 度，大小為基本波5%的三次諧波再加上一個(gè)相

15、移也是90度，大小為基本波5%的一次諧波。前饋電壓是將交流的電壓整流后所得的電壓，而這個(gè)電壓有一個(gè)二次諧波的成分，且這個(gè)成分的大小值為平均輸入電壓大小值的66%。前饋電壓除法器的濾波電容大大地衰減了二次諧波，且有效地消除了較高頻的諧波，因此前饋的輸入端僅會(huì)存有少量的二次諧波。如圖3 所示，這個(gè)前饋電壓將會(huì)被送到平方電路中。由于此一漣波具有相當(dāng)高的直流成分，因此漣波的大小值會(huì)被變成兩倍。除法器對(duì)漣波的成分沒(méi)有影響，因此此一漣波會(huì)直接出現(xiàn)在乘法器的輸入端，最后變成輸入電流的三次諧波失真與相移。平方電路將信號(hào)轉(zhuǎn)換成兩倍的動(dòng)作反應(yīng)出輸入電流諧波失真量（以百分比表示）與前饋輸入端漣波電壓的量（以百分比表

16、示）是相同的。很明顯地，前饋的漣波電壓必須相當(dāng)小如此輸入電流的失真才會(huì)降低。漣波電壓可以利用一個(gè)具有單一極點(diǎn)且截止頻率非常低的濾波器來(lái)加以衰減。然而，由于系統(tǒng)也希望能對(duì)輸入電壓的變化有非?？斓捻憫?yīng)，因此濾波器的響應(yīng)時(shí)間也不能太久。當(dāng)然，這兩種需求是相違背的，所以必須想出一個(gè)折衷的方法。使用一個(gè)具有雙極點(diǎn)的濾波器可以在漣波衰減量相同的前提下提供較單極點(diǎn)濾波器更快的瞬時(shí)響應(yīng)時(shí)間。雙極點(diǎn)濾波器的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是它的相移量是單極點(diǎn)濾波器的兩倍。而這將導(dǎo)致二次諧波相移180 度，且使得所產(chǎn)生的三次諧波與輸入電流的相移量變得與輸入電壓相同。若前饋電壓加一個(gè)單極點(diǎn)濾波器，大小為前饋輸入3%的二次諧波漣波電壓其相

17、移量將會(huì)造成0.97 的功率因子。若使用一個(gè)雙極點(diǎn)的濾波器，則在功率因子上將不會(huì)有任何的相移成分，原因是因?yàn)樗妮敵鍪桥c輸入電流同相位的。由前饋輸入端二次諧波所造成的輸入電流三次諧波成分，其大小值將會(huì)與二次諧波漣波電壓一樣。若在前饋電壓中出現(xiàn)3%的二次諧波，則輸入電流也將會(huì)含有3%的三次諧波失真。由于漣波電流會(huì)流經(jīng)輸出電容，因此輸出電壓也會(huì)含有二次諧波的漣波。此一漣波電壓會(huì)經(jīng)由誤差放大器接回乘法器電路的輸入端，并像前饋電壓信號(hào)一樣其輸出結(jié)果控制著輸入電流，這也會(huì)造成輸入電流的二次諧波失真。由于這個(gè)漣波電壓不會(huì)經(jīng)過(guò)平方器電路，它所造成的諧波失真大小與相移量將會(huì)是漣波電壓所造成的一半。為了避免相移

18、，電壓誤差放大器的輸出漣波電壓必須與線電壓同相位。而電壓誤差放大器則必須將二次諧波相移90 度以使得其輸出與線電壓同相位。圖4 尖波(cusp)失真使用平均電流模式控制法的升壓型轉(zhuǎn)換器，其電壓回路的控制對(duì)輸出轉(zhuǎn)移函數(shù)(control to output transfer function)具有單極點(diǎn)的下降(roll off)特性，因此可用一個(gè)平坦增益的誤差放大器來(lái)進(jìn)行補(bǔ)償。雖然這將會(huì)產(chǎn)生一個(gè)有90 度相位邊界(phase margin)的高穩(wěn)定回路，然而這樣還是未達(dá)到最佳化的設(shè)計(jì)。由于輸出電容上的漣波電壓其相位與輸入電流相位相差90 度，因此若誤差放大器對(duì)于二次諧波頻率有平坦的增益，則所造成的

19、輸入電流諧波其相位與交流電壓整流所得到的電壓之相位也將相差90 度。藉由將相移的成份導(dǎo)入電壓誤差放大器，系統(tǒng)的功率因子將可得到改善。這樣將可將功率因子相移的成份移動(dòng)到與輸入電壓吻合，并得到功率因子的提升。在必須使電壓回路穩(wěn)定的前提下，可加入的相移量是有限的。如果將相位邊界減少到45 度，則二次諧波的相位將會(huì)非常接近90 度，這使得失真成分與輸入電壓同相。由輸出漣波電壓所造成的輸入總失真量決定了電壓控制回路的頻寬，若輸出電容很小但失真量又必須要很小，則控制回路的頻寬就必須要低，如此漣波電壓就可以藉由誤差放大器加以衰減。瞬時(shí)響應(yīng)是回路頻寬的函數(shù)，低的頻寬將會(huì)減慢瞬時(shí)響應(yīng)速度，且將造成較大的超越量(

20、overshoot)。所以輸出電容必須大到可達(dá)成快速的輸出瞬時(shí)響應(yīng)與低輸入電流失真等目的。設(shè)計(jì)回路補(bǔ)償器的技巧就是找出誤差放大器中輸出漣波電壓需要減少的總量，并倒推回增益等于1 時(shí)的頻率。當(dāng)相位邊界最小時(shí)，回路的頻寬最高。因此選擇45 度的相位邊界是一個(gè)不錯(cuò)的折衷方法，因?yàn)檫@樣可以得到不錯(cuò)的回路穩(wěn)定度與快速的瞬時(shí)響應(yīng)，并且容易設(shè)計(jì)。這樣設(shè)計(jì)的電壓誤差放大器在回路增益等于1的頻率之前其增益都是平坦的，在此頻率之后則呈單極點(diǎn)的下降斜率。這樣的設(shè)計(jì)可使用一個(gè)簡(jiǎn)單的電路得到線電壓頻率二次諧波的最大衰減量，并獲得最大的頻寬與45 度的相位邊界。尖波失真當(dāng)交流側(cè)的輸入電壓越過(guò)零伏特時(shí)將會(huì)發(fā)生所謂的尖波失真

21、，在此時(shí)電流命令所需要的電流將會(huì)超過(guò)可得到的電流變化率。當(dāng)輸入電壓很靠近零伏時(shí)，于功率晶體關(guān)閉的時(shí)間將會(huì)在電感兩端有一個(gè)很小的跨壓，于是電流將無(wú)法快速地建立起來(lái)，因此輸入電流將會(huì)比預(yù)計(jì)的值還要延遲一段短暫的時(shí)間后才出現(xiàn)。當(dāng)輸入電流達(dá)到所命令的值之后，控制回路的運(yùn)作回歸正常，輸入電流也開(kāi)始追隨命令電流變化。輸入電流無(wú)法依照命令電流變化的時(shí)間長(zhǎng)度是電感值的函數(shù)。較小的電感值將會(huì)有較好的電流響應(yīng)與較好的失真率，但較小的電感將會(huì)造成較高的漣波電流。因尖波失真狀況所造成的總諧波失真量一般不大，且?guī)缀醵际禽^高次的諧波，這個(gè)問(wèn)題也可藉由提高切換頻率來(lái)解決。uc3854 功能方塊圖圖5 為uc3854 的功能

22、方塊圖，此圖與ic 數(shù)據(jù)手冊(cè)中的附圖相同。這個(gè)ic 的內(nèi)部包含了控制一個(gè)功率因子修正器所需的電路。uc3854 是以平均電流模式控制法實(shí)現(xiàn)的，但它也具有極高的靈活度以配合各種不同功率電路架構(gòu)與控制方法使用。圖5 的左上角包含了一個(gè)低電壓鎖定比較器與它的致能比較器，這兩個(gè)比較器的輸出必須同為1 才能使這個(gè)ic 正常工作。電壓誤差放大器的反向輸入端連接到ic的第11 腳且叫做vsens。電壓誤差放大器旁的二極管主要是用來(lái)描述內(nèi)部電路的特性而并非一個(gè)實(shí)際的組件。在方塊圖中的二極管皆為理想二極管，在正常操作時(shí)，到電壓誤差放大器非反向輸入端被接到7.5 伏特的參考電壓，但此一電壓也被用來(lái)做為軟啟動(dòng)功能使

23、用。這樣的電路組態(tài)使得在輸出電壓達(dá)到它的操作點(diǎn)前電壓回路控制便已開(kāi)始動(dòng)作，這可以避免產(chǎn)生啟動(dòng)突波現(xiàn)象（突波可能會(huì)損壞電源供應(yīng)器）。在誤差放大器的反向輸入端與ic 第11 腳間的二極管也是一個(gè)理想二極管，因此并不會(huì)造成反向輸入端與參考電壓間的壓降。此一二極管在實(shí)際的ic 中是利用一個(gè)差動(dòng)放大器來(lái)完成的。ic 內(nèi)部同時(shí)提供了一個(gè)可對(duì)軟啟動(dòng)計(jì)時(shí)電容器充電的電流源。電壓誤差放大器的輸出vvea 接到uc3854 的第7 接腳，這個(gè)信號(hào)也是乘法器的輸入。輸入乘法器的另一個(gè)信號(hào)是來(lái)自第六支接腳的iac，這個(gè)輸入信號(hào)是來(lái)自輸入整流器的斜率控制命令。這支接腳將保持在6 伏特，且是電流形式的輸入信號(hào)。接腳8 是

24、前饋的輸入端vff，且這個(gè)值在饋入到乘法器除法輸入端之前將會(huì)被先取其平方值。從第12 腳輸入的iset 電流也被用在乘法器上以限制最大的輸出電流。由乘法輸出的電流為imo，它將從ic 的第5 腳流出且同時(shí)被接到電流誤差放大器的非反向輸入端。電流誤差放大器的反向輸入端被接到ic 的第4 腳，也就是isens 接腳。而電流誤差放大器的輸出將連接到調(diào)變脈寬的比較器，且這個(gè)值將與來(lái)自第14 腳的震蕩斜率做比較。這個(gè)震蕩器與比較器控制著s-r 正反器的觸發(fā)信號(hào)并藉以控制著第16 腳的高電流輸出。uc3854輸出電壓在ic 內(nèi)部已被箝制在15 伏特，所以功率晶體管將不會(huì)被過(guò)驅(qū)動(dòng)。ic 的第2 腳提供了突波

25、電流的過(guò)電流保護(hù)，當(dāng)這支接腳的電位一被拉到負(fù)壓時(shí)，它將馬上使得輸出的脈波關(guān)閉。而ic 的參考電壓輸出為第9 腳，輸入電壓則是連接到ic 的第15 腳。設(shè)計(jì)流程功率電路設(shè)計(jì)在本例中，我們將使用一250 瓦特的升壓型轉(zhuǎn)換器來(lái)當(dāng)作功率電路的設(shè)計(jì)范例。升壓型功率因子修正器的控制電路幾乎與功率電路的功率等級(jí)無(wú)關(guān)，一個(gè)5000 瓦特的功率因子修正器，其控制器將會(huì)與50 瓦特的功率圖6修正器幾乎一樣。雖然功率級(jí)電路有所差異，但所有功率因子修正器的電路設(shè)計(jì)過(guò)程將會(huì)相同。既然設(shè)計(jì)過(guò)程是相同的，其它等級(jí)的功率電路都可以將250 瓦特的修正器當(dāng)做一個(gè)不錯(cuò)的類推范例，它可以類推到更高或較低輸入等級(jí)的修正器。圖6 為一

26、個(gè)此一電路的設(shè)計(jì)電路圖，其設(shè)計(jì)流程說(shuō)明如下。規(guī)格轉(zhuǎn)換器功能的規(guī)格制訂是設(shè)計(jì)流程的開(kāi)始，輸入線電壓的最小值與最大值、最大的輸出功率與輸入線電壓的頻率范圍都必須先訂定出來(lái)。就這個(gè)范例電路而言，其規(guī)格為：最大輸出功率為：250 瓦特輸入電壓范圍：交流80 到270 伏特線電壓頻率范圍：47 到65hz符合這個(gè)定義的電源供應(yīng)器幾乎可適用于世界各地的不同輸入電源。升壓型調(diào)節(jié)器之輸出電壓必須于輸入的峰值電壓，且建議值是高出最大輸入電壓5%到10%的電壓值，所以輸出電壓將決定為直流電壓400 伏特。功率晶體的切換頻率并沒(méi)有一定的標(biāo)準(zhǔn)。但切換頻率必須足夠高到讓功率電路體積降低并降低失真，同時(shí)需低到足以維持效率

27、。在大部分的應(yīng)用里，切換頻率選擇在20 khz 到300khz 的范圍是個(gè)不錯(cuò)的折衷選擇。在本范例中，轉(zhuǎn)換器的切換頻率設(shè)定為100khz，如此可當(dāng)作兼顧體積與效率的折衷選擇。在此頻率下，電感的值不需太大，尖波失真也將會(huì)被減到最小，電感的體積會(huì)變小，由輸出二極管所造成的能量損失也不會(huì)太高。當(dāng)轉(zhuǎn)換器操作在較高的功率等級(jí)時(shí)，較低的切換頻率將可降低能量損耗。開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通減震電路可用來(lái)減少切換損失并使得轉(zhuǎn)換器在高頻切換時(shí)達(dá)到非常高的效率。電感的選擇電感將決定在輸出側(cè)高頻漣波電流的大小，且它的值與漣波電流大小值有關(guān)。電感值是以輸入側(cè)的交流電流峰值來(lái)決定。由于最大的峰值電流出現(xiàn)在線電壓等于最小值的位置，其關(guān)系

28、式為在此范例中，轉(zhuǎn)換器的輸入線電流峰值為4.42 安培，出現(xiàn)在輸入為交流80 伏特時(shí)。在升壓型轉(zhuǎn)換器中最大漣波電流發(fā)生在責(zé)任周期為50%時(shí)，這也意味是在升壓比為m=vo/vin=2 的時(shí)候。電感電流的峰值一般不會(huì)發(fā)生在這個(gè)時(shí)候，因?yàn)樗姆逯凳怯烧铱刂泼畹姆逯邓鶝Q定的。電感的漣波電流峰值對(duì)于計(jì)算輸入濾波器所需的衰減量而言是很重要的。圗7 為本范例轉(zhuǎn)換器電感上漣波電流峰對(duì)峰值對(duì)輸入電壓的關(guān)系圖。一般來(lái)說(shuō)，電感上的漣波電流峰對(duì)峰值多被設(shè)定為最大線電流峰值的20%。這個(gè)值在某種程度上只是一項(xiàng)參考用的數(shù)值，因?yàn)檫@通常不是高頻漣波電流的最大值。較大的漣波電流值將會(huì)使得轉(zhuǎn)換器在大部分的線電流整流周期都操

29、作在不連續(xù)模式的狀況下，這也代表輸入濾波器必須變大以衰減更多的高頻漣波電流。使用平均電流模式控制法的uc3854 可讓升壓型轉(zhuǎn)換器的功率電路操作在連續(xù)模式與不連續(xù)模式底下，且其特性沒(méi)有絲毫的改變。電感值是由半波整流最低輸出電壓時(shí)的電流峰值、在此電壓時(shí)的責(zé)任周期d 以及切換頻率所決定的，其關(guān)系式如下：其中i 是指電流漣波峰對(duì)峰值。在這250 瓦特的范例電路里，d=0.71、i=900 ma、電感l(wèi)=0.89 mh。為了方便起見(jiàn)，電感值被四舍五入而以整數(shù)1.0 mh 代替。由于高頻的漣波電流會(huì)被加成到線電流峰值中，所以電感電流的峰值會(huì)等于線電流峰值與二分之高頻漣波電流峰對(duì)峰值的總和。電感必須能夠承

30、受此一數(shù)值的電流。就本范例而言，電感的峰值電流為5.0 安培，而峰值電流的限制將被設(shè)定為比這個(gè)值高出10%的5.5安培。輸出電容選擇輸出電容所需考慮的因素包括切換頻段的漣波電流大小、漣波電流的二次諧波、輸出的直流電壓、輸出的漣波電壓與保持時(shí)間。流經(jīng)輸出電容的總電流為切換頻段的漣波電流均方根值與線電流的二次諧波均方根值。般常用來(lái)當(dāng)作輸出電容的大型電解質(zhì)電容通常包含一個(gè)等效的串聯(lián)電阻，且此一電阻值會(huì)隨著頻率而變化，一般在越低頻時(shí)此電阻值越高。電容可負(fù)荷的電流量一般是由電容的溫升來(lái)決定的。一般計(jì)算此一電流的方法乃是去計(jì)算高頻漣波電流與低頻漣波電流所造成的溫升，然后將它們加總起來(lái)即可。一般電容的數(shù)據(jù)手

31、冊(cè)里也會(huì)提供必要的等效串聯(lián)阻抗(esr)與溫升效應(yīng)的信息。在選擇輸出電容時(shí)，輸出電壓維持時(shí)間的要求常常都是最重要的考慮因素。維持時(shí)間指的是當(dāng)輸入能量截止時(shí)，輸出電壓仍可維持在某個(gè)特定范圍的時(shí)間長(zhǎng)度，典型的維持時(shí)間為15 到50 毫秒。在400 瓦特輸出的離線式電源供應(yīng)器中，通常需要每瓦特輸出1 到2微法拉的電容來(lái)達(dá)到維持時(shí)間的需求，因此在這個(gè)250瓦特輸出的范例里輸出電容將為450 微法拉。若不要求維持時(shí)間的長(zhǎng)短，則輸出電容值將會(huì)很小，小到每瓦特輸出需要0.2 微法拉的電容，而漣波電流與漣波電壓將成為主要考慮的目標(biāo)。維持時(shí)間的長(zhǎng)短是輸出電容所儲(chǔ)存能量、負(fù)載所需的能量大小以及輸出電壓與負(fù)載操作的

32、最低電壓等因素的函數(shù)。電容的維持時(shí)間與前述各因素的關(guān)系式如下式所述：在本式中， co 是輸出電容、pout 是負(fù)載所需的功率、t 是維持時(shí)間、vo 是輸出電壓、vo(min)是負(fù)載可操作的最低電壓。對(duì)本范例轉(zhuǎn)換器而言，pout 為250 瓦特、t 為64 毫秒、vo 是400 伏特、vo(min)是300 伏特，所以輸出電容值為450 微法拉。功率開(kāi)關(guān)與二極管功率開(kāi)關(guān)與二極管的等級(jí)必須確保系統(tǒng)的可靠度。選擇這兩個(gè)組件之等級(jí)的方法已經(jīng)超過(guò)本應(yīng)用指引的討論范圍。一般來(lái)說(shuō)，功率開(kāi)關(guān)的電流額定值必須至少大于電感上的最大峰值電流，其電壓額定值則必須大于輸出電壓。對(duì)于輸出二極管而言，這個(gè)條件也是相同的。輸

33、出二極管的響應(yīng)必須要非?？焖僖詼p少切換時(shí)造成的損失，并使損失下降。功率開(kāi)關(guān)與二極管必須有相同等級(jí)的降額定值(derating)，此一需求會(huì)隨應(yīng)用場(chǎng)合而有所不同。在這個(gè)范例電路中，二極管是屬于快速高壓形式的二極管，反向恢復(fù)時(shí)間35 毫微秒、耐壓600 伏特、順向?qū)娏? 安培。在這個(gè)范例電路中的功率晶體管，其耐壓為直流500 伏特，電流額定為23 安培。在功率開(kāi)關(guān)上的損失主要是來(lái)自二極管截止時(shí)的流通電流。當(dāng)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通但二極管尚未截止的瞬間，由于開(kāi)關(guān)必須流過(guò)全部的負(fù)載電流加上二極管的反向回復(fù)電流；且此時(shí)開(kāi)關(guān)上的跨壓為輸出電壓，因此這瞬間的開(kāi)關(guān)損失是相當(dāng)大的。在范例電路中，所選擇的二極管是相當(dāng)快速的

34、。所選擇的開(kāi)關(guān)則考慮了需承受高能量損失的需求。如果開(kāi)關(guān)上允許加入導(dǎo)通減震電路的話，開(kāi)關(guān)所需的額定將可以降低，電路也可以使用較慢速的二極管。電流的檢測(cè)有兩種常用來(lái)檢測(cè)電流的方法：一是在轉(zhuǎn)換器到地之間使用個(gè)檢測(cè)電阻，另一則是使用兩個(gè)比流器(current transformer)。檢知電阻是一種較不昂貴的方式，且適合用在低功率與低電流的場(chǎng)合。但在較高電流等級(jí)的情況下，檢測(cè)電阻的損耗將會(huì)變的相當(dāng)大，所以此時(shí)比流器是較合適的。本文將使用兩個(gè)比流器，一個(gè)用來(lái)檢測(cè)開(kāi)關(guān)上的電流，另一個(gè)則用來(lái)檢測(cè)二極管上的電流，因?yàn)檫@是平均電流模式控制法所需要的信息。比流器必須要操作在相當(dāng)大的責(zé)任周期范圍下，因此它們有可能會(huì)

35、飽和。比流器的操作已超過(guò)這篇文章所探討的范圍，您可以參考unitrod 公司所出版的技術(shù)手冊(cè)dn-41，里面有針對(duì)此一問(wèn)題的詳細(xì)探討。比流器可被設(shè)計(jì)為正電壓輸出或負(fù)電壓輸出。如圖8所示，當(dāng)設(shè)計(jì)為負(fù)電壓輸出時(shí)，uc3854 用來(lái)限制電流突波用的第2 支接腳的功能可以很輕易的實(shí)現(xiàn)。但若比流器被設(shè)計(jì)為正電壓輸出時(shí)（如圖9 所示），此一功能將不易實(shí)現(xiàn)。不過(guò)此功能可透過(guò)在檢測(cè)切換開(kāi)關(guān)上的電流之比流器到地之間加一個(gè)電流檢測(cè)電阻來(lái)加以完成。依據(jù)是否使用電阻來(lái)檢測(cè)電流或者是否使用正電壓輸出的比流器來(lái)檢測(cè)電流，乘法器的輸出設(shè)計(jì)與電流誤差放大器的設(shè)計(jì)將會(huì)不同。這兩種方法具有幾乎一樣好的特性，其電流誤差放大器的設(shè)計(jì)

36、分別示于圖8 與圖9 中。正電壓輸出的比流器其設(shè)計(jì)是把檢測(cè)電阻連接到積分器的反向端輸入，而乘法器輸出端的電阻則是連接到地。(參考圖9)乘法器的輸出電壓不為零，且是電流回路的控制電壓信號(hào)，它也擁有電流回路控制所需的全波整流形式的半波信號(hào)。如圖6 所示，本范例轉(zhuǎn)換器使用電流檢測(cè)電阻來(lái)檢測(cè)電流，所以電流誤差放大器的反向輸入端(ic 的第4 支接腳)將透過(guò)rci 而連接到地。而電流誤差放大器將被設(shè)計(jì)為適用于平均電流模式的低頻積分器，這種連接使得電流誤差放大器的非反向輸入端(ic 的第5 支接腳，即與乘法器輸出同節(jié)點(diǎn)的腳位)的電壓會(huì)等于零。電流誤差放大器的非反向輸入端就像是一個(gè)電流回路控制信號(hào)的總匯流點(diǎn)

37、，并且把乘法器的輸出電流加到檢測(cè)電阻的電流(即流經(jīng)控制命令電阻rmo 的電流)上，而此加成的差異則用來(lái)控制升壓型調(diào)節(jié)器。電流誤差放大器非反向輸入端的輸入電壓在低頻時(shí)是很小的，原因是因?yàn)樗脑鲆嬖诘皖l時(shí)是很大的。同樣也因?yàn)樗诟哳l時(shí)的增益是很小的，因此在切換頻段可能會(huì)出現(xiàn)相對(duì)大的電壓信號(hào)。ic 第4 支接腳的平均電壓將會(huì)是零，原因是因?yàn)檫@支接腳透過(guò)電阻rci 連接到地。在這個(gè)范例轉(zhuǎn)換器上的電流檢測(cè)電阻，其兩端的跨壓相對(duì)于地是負(fù)電位的，所以確定uc3854 的每一支接腳都不會(huì)變成負(fù)電位是一個(gè)重要的動(dòng)作。檢測(cè)電阻兩端的跨壓必須維持在一個(gè)低準(zhǔn)位，且ic 的第2 支接腳與第5 支接腳上的電壓必須被箝制住

38、以避免它們變成負(fù)的準(zhǔn)位。跨壓為一伏特左右的檢測(cè)電阻是一個(gè)不錯(cuò)的選擇，此一電阻值產(chǎn)生的訊號(hào)夠大因此得以不受噪聲的干擾，同時(shí)也夠小而不至于造成太大的能量損失。選擇檢測(cè)電阻的電阻值其實(shí)是相當(dāng)有彈性的。在這個(gè)范例轉(zhuǎn)換器里，我們選擇0.25 奧姆的電阻來(lái)作為rs。在最糟的狀況下，5.6 安培的峰值電流將會(huì)產(chǎn)生最大1.4伏特的峰值電壓。峰值電流限制當(dāng)瞬時(shí)電流超過(guò)峰值電流的最大限制值且當(dāng)ic 第2 支接腳的電壓準(zhǔn)位被拉到低于地電位時(shí)，uc3854 會(huì)使功率晶體管截止。而電流的限制值是由參考電壓準(zhǔn)位到檢測(cè)電阻電壓準(zhǔn)位間的分壓器所決定的。電壓準(zhǔn)位設(shè)定的方程式如下所示：這里的rpk1 與rpk2 是分壓電阻，vr

39、ef 是uc3854 所提供的7.5 伏特，vrs 是電流限制點(diǎn)上的檢測(cè)電阻兩端跨壓。而流經(jīng)rpk2 電阻的電流大約為1 毫安，所以在這范例電路里是利用10k 奧姆的rpk1 與1.8k 奧姆的rpk2 來(lái)將峰值電流的限制值設(shè)定為5.4 安培。當(dāng)操作在低電壓準(zhǔn)位時(shí)，此電路可加上一個(gè)小電容值的cpk 以提供額外的抗噪聲能力，但它也會(huì)稍微增加電流的限制值。乘法器電路的設(shè)定乘法器電路是功率因子修正器的核心電路。乘法器電路的輸出即為電流回路的命令，藉由控制此一命令可得到相當(dāng)高的功率因子。因此，乘法器的輸出是一個(gè)可以表示輸入電流狀況的信號(hào)。不像大部分電路設(shè)計(jì)時(shí)是由輸出狀況來(lái)決定輸入的條件，在設(shè)計(jì)乘法器電

40、路時(shí)必須由輸入條件開(kāi)始設(shè)計(jì)。乘法器電路同時(shí)具有三個(gè)輸入信號(hào)：命令電流信號(hào)iac( ic 的第6 支接腳 )、由輸入端得到的前饋電壓信號(hào)vff( ic 的第8 支接腳 )與電壓誤差放大器的輸出電壓信號(hào)vvea( ic 的第7 支接腳 )。imo 是乘法器的輸出電流信號(hào)( ic 的第5 支接腳 )，這三者的關(guān)系式如下式所述：在這里km 是乘法器里的一個(gè)常數(shù)，且它的值等于1.0；iac 是輸入電壓整流完后的命令電流信號(hào)；vvea是電壓誤差放大器的輸出電壓信號(hào)；vff 是前饋電壓信號(hào)。前饋電壓信號(hào)vff 是平方電路的輸入信號(hào)，uc3854 的平方電路通常操作在1.4 伏特到4.5 伏特的電壓范圍。uc

41、3854 內(nèi)部有一個(gè)箝制電路可以在輸入電壓信號(hào)超過(guò)了這個(gè)電壓等級(jí)的情況下將vff 限制在低于4.5 伏特。輸入電壓vff的分壓電路由三個(gè)電阻( 如圖6 所示，電阻rff1、rff2與rff3 )與兩個(gè)電容( cff1 與cff2 )所組成，而它們的功用是作為兩個(gè)輸出的濾波器。這些電阻與電容形成了一個(gè)二階低通濾波器，所以直流輸出電壓可以與半波形式的輸入電壓之平均值成正比。而這個(gè)電壓平均值是半波形式輸入電壓均方根值的90%。如果交流側(cè)輸入電壓的均方根值是交流270 伏特，則半波形式輸入電壓的平均值將為直流243 伏特，且其峰值電壓將為382伏特。vff 分壓電路必須滿足兩個(gè)直流條件。在高線電壓輸入

42、時(shí)，vff 不能超過(guò)4.5 伏特。在這個(gè)電壓準(zhǔn)位時(shí)，vff電壓準(zhǔn)位將被箝制住而使得前饋失去它的功用。分壓電路的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則在于當(dāng)輸入電壓為最低輸入準(zhǔn)位時(shí)，vff 的電壓值需等于1.414 伏特，分壓器的端電壓vffc則為7.5 伏特。如此vff 將會(huì)如unitrode 公司的設(shè)計(jì)手冊(cè)dn-39b 所述的受到箝制。如果vff 的輸入電壓低于1.414 伏特的時(shí)候，在ic 內(nèi)部有一個(gè)內(nèi)部電流限制以使得乘法器的輸出維持定值。由于輸入電壓vff 必須要一直存在，所以在最小輸入電壓時(shí)vff 仍須等于1.414 伏特。當(dāng)輸入電壓的變動(dòng)范圍過(guò)大時(shí)，這可能會(huì)造成高準(zhǔn)位時(shí)vff 受到箝制。不過(guò)，設(shè)計(jì)時(shí)寧可使vff

43、箝制在高準(zhǔn)位的截止電壓范圍，也不要使乘法器輸出被箝制在低準(zhǔn)位的截止范圍。如果vff 被箝制住，電壓回路增益也將改變，但這對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的影響不會(huì)很大；反之，若箝制住乘法器的輸出電壓，則輸入電流將會(huì)造成嚴(yán)重的失真。由于這個(gè)范例電路使用uc3854，所以vff 的最大電壓將會(huì)是4.5 伏特。如果分壓電路的第一個(gè)電阻rff1 是910k 奧姆、中間的電阻rff2 為91k 奧姆與底層的電阻rff3 為91k 奧姆時(shí)，當(dāng)輸入電壓為交流均方根值270伏特，且直流平均電壓值為243 伏特，將會(huì)使得vff 的最大電壓值變成4.76 伏特。但當(dāng)輸入電壓為交流均方根值為80 伏特，且直流平均電壓為72 伏特時(shí)，則v

44、ff將為直流1.41 伏特。同樣地，當(dāng)分壓電路的端點(diǎn)電壓為交流80 伏特時(shí)，分壓器上端的電壓vffc 的輸入電壓將為7.83 伏特。要注意的是由于我們?cè)试S高準(zhǔn)位的截止電壓超過(guò)4.5 伏特，所以低準(zhǔn)位的截止電壓將不會(huì)低于1.41 伏特。電壓誤差放大器的輸出是設(shè)定乘法器所必須考慮的另一個(gè)部份，而電壓誤差放大器的輸出vvea 在uc3854 ic的內(nèi)部被箝制在5.6 伏特。電壓誤差放大器輸出電壓的準(zhǔn)位高低相當(dāng)于轉(zhuǎn)換器輸入功率的多寡。當(dāng)輸入電壓vvea 維持定值時(shí)，此一前饋電壓會(huì)使得輸入功率維持定值而不會(huì)受輸入線電壓準(zhǔn)位改變的影響。如果5 伏特代表最大的正常操作電壓的話，則5.6 伏特的準(zhǔn)位將被視為超

45、過(guò)最大功率限制12%。箝制住電壓誤差放大器的輸出電壓，就是設(shè)定vff 的最小電壓準(zhǔn)位為1.41 伏特。您可將這個(gè)數(shù)值代入上面所提到的乘法器輸出電流方程式便可得到印證。當(dāng)vff電壓值很大時(shí)，乘法器天生的誤差將會(huì)被放大，其原因是因?yàn)関vea/vff 的值變小了。如果是應(yīng)用在輸入變動(dòng)范圍很大且需要極低諧波失真的系統(tǒng)，則vff 的電壓變動(dòng)范圍將被改為0.7 伏特到3.5 伏特。為完成這一目的，電壓誤差放大器上必需額外加裝一個(gè)箝制電壓的電路，來(lái)使得它的輸出電壓低于2.00 伏特。然而，這樣的作法是不被建議的。乘法器的輸入電流乘法器的操作電流是輸入電壓透過(guò)電阻rvac 而來(lái)，雖然乘法器在高電流相對(duì)來(lái)講有最

46、好的線性比例特性，但建議的最大操作電流為0.6 毫安。在這范例電路里，高準(zhǔn)位的峰值電壓是直流382 伏特，且在uc3854第6 支接腳的電壓準(zhǔn)位是6.0 伏特，使用電阻值為620k奧姆的rvac 將偍供個(gè)最大為0.6 毫安的iac。又因?yàn)閕c 第6 支接腳的電壓準(zhǔn)位為直流6.0 伏特，所以當(dāng)輸入電壓為零伏特時(shí)，在突波失真操作范圍附近系統(tǒng)必需加上一個(gè)偏壓電流。連接參考電壓vref 與ic 第6支接腳的電阻rb1 將提供一個(gè)所需要的微量偏壓電流，而rb1 的電阻值約等于rvac/4。在這個(gè)范例電路里，電阻值為150k 奧姆的rb1 將提供一個(gè)正確的偏壓電流。乘法器的最大輸出電壓將發(fā)生在低電壓輸入時(shí)

47、輸入正弦電壓的峰值處；乘法器最大的輸出電流可由上面所提到的imo 方程式來(lái)計(jì)算。當(dāng)輸入電壓vin 為低準(zhǔn)位時(shí)，iac 的電流峰值將會(huì)是182 微安培，且vvea 將會(huì)是5.0 伏特、vff 將會(huì)是2.0 伏特，則電流imo 最大值將會(huì)是365 微安培。由于電流imo 的值不會(huì)比兩倍的iac 還大，因此這也代表了此一輸入電壓下本功因修正電路可得到的最大電流以及輸入電流的峰值都受到了限制。電流iset 是乘法器輸出電流的另一個(gè)限制，imo 將不會(huì)比3.75/rset 還大。就這個(gè)范例電路而言，電阻rest 的最大可用值為10.27k 奧姆，所以本電路選擇10k 奧姆作為它的電阻值。乘法器的輸出電流

48、imo 必須和一個(gè)與電感電流成比例的電流做加成，如此才能構(gòu)成一個(gè)電壓回授控制的回。連接著乘法器輸出與電流檢測(cè)電阻的電阻rmo 完成了這個(gè)動(dòng)作，且乘法器的輸出腳位也變成了加成的連接點(diǎn)。在正常的操作情況下，ic 第5 支接腳上的電壓其平均值應(yīng)該為零，但實(shí)際上此腳位會(huì)有切換頻率的漣波電壓，此一電壓的振幅是以兩倍線電壓頻率的方式變動(dòng)著。在這個(gè)范例電路里，升壓型調(diào)節(jié)器電感上的峰值電流將被限制在5.6 安培，由于電流感測(cè)電阻為0.25 奧姆，因此這個(gè)電流所造成的壓降為1.4 伏特。因?yàn)槌朔ㄆ鞯淖畲筝敵鲭娏鳛?65 微安培，所以加成電阻rmo 的電阻值應(yīng)為3.84k 奧姆，本電路最后選用3.9k奧姆當(dāng)作此一

49、電阻值。震蕩器的頻率iset 是震蕩器的充電電流，它的值將由rset 所定義，而震蕩器的震蕩頻率是由計(jì)時(shí)電容與其充電電流來(lái)設(shè)定，計(jì)時(shí)電容的電容值將由下述式子決定：這里的ct 是計(jì)時(shí)電容的電容值，fs 是切換頻率且單位為hz。在本范例的轉(zhuǎn)換器里，切換頻率為100khz，電阻rest 是10k 奧姆，所以計(jì)時(shí)電容ct 為0.00125 微法拉。電流誤差放大器的補(bǔ)償電流回路必須補(bǔ)償?shù)娇梢苑€(wěn)定地操作，對(duì)升壓型轉(zhuǎn)換器而言，其控制命令對(duì)輸入電流的轉(zhuǎn)移函數(shù)在高頻時(shí)存在著一個(gè)極點(diǎn)，此一極點(diǎn)主要是由升壓型轉(zhuǎn)換器的電感阻抗與檢測(cè)電阻rs 所形成的低通濾波器所造成的。這個(gè)控制命令對(duì)輸入電流的轉(zhuǎn)移函數(shù)方程式為：此處的

50、vrs 是輸入電流檢測(cè)電阻兩端的跨壓，vcea 是電流誤差放大器的輸出電壓。vout 是直流輸出電壓，vs 是震蕩器三角波的峰對(duì)峰振幅大小，sl 是升壓型轉(zhuǎn)換器的電感阻抗(亦可表示成jwl)，而rs 是檢測(cè)電阻(如果使用比流器的話則這個(gè)值將改為rs/n ) 。這個(gè)方程式只有在濾波器的共振頻段(lco)與開(kāi)關(guān)切換頻段間的范圍才準(zhǔn)確，低于共振頻率則輸出電容將會(huì)成為主要的影響因素，且方程式也將改變。電流誤差放大器的補(bǔ)償電路在切換頻段附近提供了一個(gè)平坦的增益，此一增益加上升壓型轉(zhuǎn)換器功率級(jí)電路原本具有的單極點(diǎn)下降斜率便構(gòu)成了適用于整個(gè)回路的補(bǔ)償器。在放大器的響應(yīng)中，一個(gè)低頻的零點(diǎn)可提供相當(dāng)高的增益，而

51、這個(gè)增益也讓平均電流模式控制法能夠正常的動(dòng)作。放大器在靠近切換頻率時(shí)的增益則由電感電流向下的斜率與震蕩器所產(chǎn)生的斜率相同時(shí)開(kāi)關(guān)關(guān)閉的動(dòng)作來(lái)決定。這兩個(gè)信號(hào)都是uc3854pwm 比較器的輸入信號(hào)。電感電流的向下斜率其單位為安培/秒，此一數(shù)值在輸入電壓為零伏特時(shí)產(chǎn)生最大值。換句話說(shuō)，當(dāng)輸入電壓與輸出電壓間的電壓差為最大時(shí)，電感電流的斜率會(huì)最大。在此刻( vin=0 )，電感上的電流值可由輸出電壓與電感值間的比值計(jì)算而得 ( vo/l)。此一電流將流過(guò)電流檢測(cè)電阻rs，并產(chǎn)生一個(gè)斜率為vors/l的電壓（如果是使用檢測(cè)比流器則這個(gè)式子將會(huì)變?yōu)関ors/nl）。這個(gè)斜率會(huì)被乘以位于切換頻段中的電流誤

52、差放大器的增益，此一數(shù)值必須與震蕩器的斜率（其單位亦為伏特/秒）相同方代表電流回路的補(bǔ)償器設(shè)計(jì)正確。因此若增益太高的話，則電感電流的斜率將會(huì)比震蕩器斜率還大，而整個(gè)回路將會(huì)變的不穩(wěn)定。通常這個(gè)不穩(wěn)定現(xiàn)象會(huì)在靠近輸入波形突波失真時(shí)發(fā)生，且當(dāng)輸入電壓增加時(shí)便消失。根據(jù)前述的方程式，將電流誤差放大器的增益與回路的交越頻率相乘并將結(jié)果設(shè)為1 便可求解交越頻率的值。將此一式子重新整理并求解交越頻率，其結(jié)果如下述之方程式：這里的fci 是電流回路的交越頻率，而rcz/rci 是電流誤差放大器的增益。使用這個(gè)步驟將可求得電流回路的最佳響應(yīng)。在這個(gè)范例轉(zhuǎn)換器里，其輸出為直流400 伏特且電感值為1.0 毫亨利

53、，所以可得電感電流的向下斜率為每微秒400 毫安。而電流檢測(cè)電阻的電阻值為0.25 奧姆，所以電流誤差放大器的輸入為每微秒100 毫伏特。uc3854震蕩器三角波其峰對(duì)峰值為5.2 伏特且其切換頻率為100khz，所以此一三角波的斜率為每微秒0.25 伏特。也因此電流誤差放大器在切換頻率下必需要有一個(gè)大小為5.2 的增益來(lái)使兩者間的斜率相同，而這增益大小5.2 的放大器，是利用一電阻值為3.9k 的輸入電阻rci與一電阻值為20k 的回授電阻rcz 來(lái)完成的，所以這個(gè)電流回路的交越頻率將會(huì)是15.9khz。在電流誤差放大的設(shè)計(jì)中，其零點(diǎn)的位置必須位于或低于交越頻率點(diǎn)的位置。當(dāng)零點(diǎn)位于在交越頻率

54、點(diǎn)時(shí)，相位邊界將為45 度；若零點(diǎn)是在更低的頻率，則相位邊界將會(huì)更大。一個(gè)有45 度相位邊界的系統(tǒng)是非常穩(wěn)定的，系統(tǒng)的超越量將會(huì)很低，對(duì)組件數(shù)值變化的容忍度也相當(dāng)高。由于零點(diǎn)必須被放在零交越頻率點(diǎn)上，所以在此頻率時(shí)電容的阻抗必須與rcz 相同，而其方程式為ccz = 1/( ) 2 ci cz f r 。在這個(gè)范例轉(zhuǎn)換器里，rcz 為20k 奧姆且fci 為15.9khz，所以ccz 為500p 法拉。在此選用620p 法拉的電容值以提高一些相位邊界。在設(shè)計(jì)電流誤差放大器補(bǔ)償器響應(yīng)時(shí)，一般會(huì)在靠近切換頻率的位置加入一個(gè)極點(diǎn)，此一極點(diǎn)可用來(lái)降低對(duì)噪聲的靈敏度。若極點(diǎn)比切換頻率高出一半的頻率時(shí)，這

55、個(gè)極點(diǎn)將不會(huì)對(duì)整個(gè)控制回路的響應(yīng)有任何影響。在這個(gè)范例轉(zhuǎn)換器里，我們使用62p 法拉電容值的ccp 以在128khz的地方提供一個(gè)極點(diǎn)，然而這個(gè)值已超過(guò)了切換頻率，所以可以再選用電容值較大的電容，但這個(gè)極點(diǎn)的頻率在此狀況下是可以被接受的。電壓誤差放大器的補(bǔ)償為了使系統(tǒng)穩(wěn)定，必須對(duì)電壓控制回路進(jìn)行補(bǔ)償。但因?yàn)殡妷夯芈返念l寬相對(duì)于切換頻率而言太低，所以對(duì)電壓回路控制的主要需求是用來(lái)使輸入失真達(dá)到最小，而不是用來(lái)提高系統(tǒng)穩(wěn)定度。因此回路的頻寬必須要夠小，才能減小輸出電容上線電壓頻率的二次諧波以降低輸入電流的調(diào)便量。此外電壓誤差放大器必須提供足夠的相移量以使調(diào)變的相位保持在輸入線電壓的相位，如此方能達(dá)

56、致較高的功率因子。輸出級(jí)電路的基本低頻等效模型是一個(gè)電流源驅(qū)動(dòng)的電容器，功率級(jí)電路與電流回授回路構(gòu)成了這個(gè)電流源，而電容器指的是輸出電容。這樣的架構(gòu)形成了一個(gè)積分器的效果，且它的增益特性對(duì)超過(guò)轉(zhuǎn)折頻率以上的頻率來(lái)說(shuō)，增益向下衰減的比例固定為20db。當(dāng)電壓回授回路以此方式形成閉回路時(shí)，即使電壓誤差放大器的增益值為固定時(shí)系統(tǒng)也會(huì)穩(wěn)定。此一方法可用來(lái)讓電壓回路穩(wěn)定。然而，這個(gè)方式在減少二次諧波頻段的輸出漣波所造成的失真上效果非常的差。在放大器的響應(yīng)中加入一個(gè)極點(diǎn)可有效降低漣波電壓的大小，并將它的相位移動(dòng)90 度。所需諧波量的多寡可用來(lái)決定電壓誤差放大器在線電壓頻率的二次諧波頻段上的增益大小，并用來(lái)

57、找出增益為一時(shí)的交越頻率。最后，這些信息便可用來(lái)來(lái)出電壓誤差放大器頻率響應(yīng)的極點(diǎn)位置。設(shè)計(jì)電壓誤差放大器的補(bǔ)償時(shí)，第一步是先決定漣波電壓在輸出電容上的總量。而二次諧波電壓的峰值將可由這個(gè)式子計(jì)算而得：這里的vopk 是輸出漣波電壓的峰值（峰對(duì)峰值將會(huì)是這個(gè)值的值的兩倍）；fr 是漣波電壓的頻率，也是輸入線電壓頻率的二次諧波頻率；co 是出輸出電容的電容值；而vo 是直流輸出電壓。所以在這個(gè)范例轉(zhuǎn)換器中其漣波電壓峰值為1.84 伏特。接下來(lái)的步驟便是計(jì)算漣波所造成的輸入失真總量，此一失真量主要與轉(zhuǎn)換器的規(guī)格有關(guān)。由于本范例轉(zhuǎn)換器指定的thd 是3%，因此此一成分將占0.75%的thd，這也意味著電壓誤差放大器的輸出漣波電壓將會(huì)被限制在1.5 %。由于電壓誤差放大器的有效輸出范圍(vvea)是由1.0 伏特到5.0 伏特，所以電壓誤差放大器輸出的漣波電壓峰值將可由vver(pk)=%ripplevvea算出。也因此在范例轉(zhuǎn)換器中，電壓誤差放大器輸出端將有一個(gè)大小為60 毫伏特的電壓漣波峰值。在二次諧波頻段的電壓誤差放大器增益gva，是上面所提到的兩個(gè)數(shù)值的比例。即等于電壓誤差放大器輸出端所允許的最大漣波電壓值除以輸出電容上的漣波電壓峰值。在這個(gè)范例轉(zhuǎn)換器，gva 等于0.0326。在下一步設(shè)計(jì)過(guò)程中，選擇rv