功率放大器優(yōu)化設(shè)計

1、電 子 科 技 大 學畢 業(yè) 設(shè) 計 論 文 摘 要隨著現(xiàn)代無線通信的發(fā)展，微波功率放大器已成為微波通信設(shè)備的重要部件，它的性能優(yōu)劣在很大程度上影響著通信質(zhì)量。因而，對微波功率放大器的研究和設(shè)計也越來越受關(guān)注。本文分析了微波功率放大器的非線性特性，介紹了其阻抗匹配電路的方法，并根據(jù)指標要求對晶體管的輸入輸出網(wǎng)絡(luò)進行阻抗匹配，用微帶線實現(xiàn)匹配電路。用ADS軟件進行優(yōu)化仿真，最后設(shè)計出大信號微波功率放大器。通過多次調(diào)試、測試實驗，所設(shè)計的微波功率放大器在2.4GHz的頻率上增益達到7dB以上。關(guān)鍵字：微波 功率放大器 大信號 優(yōu)化設(shè)計 CADAbstractWith the development

2、 of wireless communication，microwave power amplifier has been an important component in microwave communication, its capability effects the quality of the communication in a large extent. So it has been paid more and more attention in the research and design of microwave power amplifier.In this pape

3、r, firstly the nonlinear characteristics of the microwave power amplifier have been analyzed, and several impedance matching circuits for the power amplifier have been introduced. Then according to the required features, the input and output impedance matching networks have been respectively designe

4、d for a given transistor, using microstrip line model to solve this problem. And after having used the ADS software to make S-parameter simulation and optimization, a large signal microwave power amplifier is finally designed. With a series of rigorous experiments and tests, the maximum gain of the

5、designed power amplifier can be up to 7dB . Key word: microwave, power amplifier, large signal, optimization design， CAD 目 錄第一章 引 言(1)第二章 微波功率放大器的非線性特性 (2)2.1 單級功率放大器的非線性特性(2)2.2級聯(lián)功率放大器的非線性特性 (6)2.3微波功率放大器線性化技術(shù) (7)第三章 微波功率放大器的設(shè)計原理 (9)3.1 功率放大器的穩(wěn)定性(9)3.2 功率放大器的匹配設(shè)計(11)3.3 功率放大器的實現(xiàn)方法(14)3.4 功率放大器的偏置電路

6、設(shè)計(17)第四章 功率放大器的電路仿真與實驗研究 (19)4.1 2.4GHz功率放大器的主要技術(shù)指標 (19)4.2GaAs場效應(yīng)功率晶體管 (20)4.32.4GHz功率放大器的電路仿真(23)4.42.4GHz功率放大器的實驗研究(32)第五章 結(jié)束語(33)參考文獻 (34)致 謝 (36)第一章 引 言在現(xiàn)代微波無線通信系統(tǒng)中，信息傳輸正朝著多載波、大容量、高速度方向迅猛發(fā)展。微波功率放大器是微波通信設(shè)備的重要部件，它的性能在很大程度上影響通信的質(zhì)量。比如，微波功率放大器增益減小，輸出功率下降，則會引起信噪比降低，或是通信距離減??；三階互調(diào)失真大，對時分數(shù)字通信設(shè)備而言，會產(chǎn)生碼間

7、串擾，增大誤碼率；功放的泄漏會造成自激，使工作不穩(wěn)定，嚴重時甚至會使通信中斷。性能優(yōu)良的功率放大器，除了要進行精確合理的電路和結(jié)構(gòu)設(shè)計外，還必須要有良好的生產(chǎn)工藝作保證。微波功率放大器近年來已廣泛應(yīng)用于雷達、電子對抗、廣播電視等領(lǐng)域，它具有體積小、重量輕、耗電少、可靠性高、相位特性好的優(yōu)點，且一般都在50歐姆的微帶線上進行調(diào)試。作為功率放大器，應(yīng)該有較大的輸出功率和較高的效率，同時也要滿足帶寬、增益和穩(wěn)定性的要求。由于功率放大器處在大信號狀態(tài)，放大過程中難免產(chǎn)生非線性失真，在設(shè)計中必須著重考慮。因此，設(shè)計一功率放大器的關(guān)鍵是合理的選擇功放管、正確確定工作狀態(tài)、精心設(shè)計匹配網(wǎng)絡(luò)和選擇合適的電路等

8、等。 本文的工作就是進行微波功率放大器的優(yōu)化和設(shè)計。其中，第二章介紹了微波功率放大器的非線性特性和各種常用線性化技術(shù)的基本原理；第三章介紹了微波功率放大器的設(shè)計原理；本文的第四章首先敘述了2.4GHz功率放大器的研制和設(shè)計，然后用ADS軟件進行優(yōu)化仿真，并對所設(shè)計的放大器進行加工制作，最后實驗調(diào)試。按照所給定的指標要求，本文研究的功率放大器預期達到以下技術(shù)指標：工作頻率：2400 MHz 功率增益：10dB第二章 微波功率放大器的非線性特性當微波功率放大器工作在大信號情況時，其幅度和相位特性的非線性會引起信號失真，產(chǎn)生互調(diào)和相位噪聲1。2.1 單級功率放大器的非線性分析假設(shè)有一功率放大器，該放

9、大器具有非線性，其輸入、輸出特性如圖2-1所示。PoutPin圖2-1 功放輸入、輸出特性其輸出電壓可以用輸入電壓的冪級數(shù)表示，即 (2-1) (2-2)則變?yōu)?(2-3) 那么基波功率為 (mW) (2-4)輸入功率為 (mW) (2-5)定義增益G為 (2-6)定義線性增益為 (2-7)那么1dB壓縮點增益為利用上式可求得 (k30時取負號，當Bj0 (j=1,2)時取正號。由此可求得匹配信號源和匹配負載阻抗：放大器共軛匹配時，微波晶體管的輸入輸出阻抗分別為和。當存在不穩(wěn)定區(qū)時，設(shè)計放大器可有兩種方法：（1）避開并遠離不穩(wěn)定區(qū)，仍能使輸入端口（或輸出端口）穩(wěn)定；（2）如果不穩(wěn)定區(qū)內(nèi)的某值使

10、，但只要在輸入端口所接能滿足，則仍然可以使之穩(wěn)定。同理，如果不穩(wěn)定區(qū)內(nèi)某使，但如果能滿足，則電路仍然不會起振。如圖3-1所示。其物理實質(zhì)是端接負載Zs中的正阻成分只要大于端口輸入阻抗Zin中的負阻成分，則電路不會起振。以上兩種辦法一般取第（1）種。這兩種辦法雖能使放大器仍能穩(wěn)定工作，但包含著不穩(wěn)定因素。如果端接負載有所變化，可能就會發(fā)生振蕩，因此稱為有條件穩(wěn)定或潛在不穩(wěn)定。由于晶體管輸入、輸出端互有影響，因此設(shè)計時要保證在、兩個平面上同時都避開不穩(wěn)定區(qū)。如圖3-2所示。在具體設(shè)計步驟中如果先避開輸出平面上的不穩(wěn)定區(qū)，根據(jù)指標要求選擇了某個值，而與有關(guān)，因此根據(jù)輸入端口匹配要求選擇的將與有關(guān)。必

11、須檢驗該值是否也避開了輸入平面上的不穩(wěn)定區(qū)。如果設(shè)計步驟先選擇，情況類似。圖3-2說明，如果單位圓內(nèi)不穩(wěn)定區(qū)（圖中陰影區(qū)）較小，則潛在不穩(wěn)定條件下的設(shè)計是可能的。但總是盡可能工作與無條件穩(wěn)定（絕對穩(wěn)定）情況為好。3.2微波功率放大器的匹配設(shè)計9成功地設(shè)計微波功率放大器的關(guān)鍵試設(shè)計阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。在任何一個微波功率放大器設(shè)計中，錯誤的阻抗匹配將使電路不穩(wěn)定，同時會使電路效率降低和非線性失真加大。在設(shè)計功率放大器匹配電路時，匹配電路應(yīng)同時滿足匹配、諧波衰減、帶寬、小駐波、線性及實際尺寸等多項要求。當有源器件一旦確定后，可以被選用的匹配電路是相當多的，企圖把可能采用的匹配電路列成完整的設(shè)計表格幾乎是不

12、現(xiàn)實的。設(shè)計單級功率放大器主要是設(shè)計輸入匹配電路和輸出匹配電路；設(shè)計兩級功率放大器除了要設(shè)計輸入匹配電路和輸出匹配電路外，還需要設(shè)計級間匹配電路。3.2.1輸入匹配電路由于微波功率放大器的源和負載都是50歐姆，因此輸入匹配電路和輸出匹配電路主要是對一端是50歐姆，另一端是實數(shù)部分較小的復數(shù)阻抗進行匹配。當大功率管的輸入阻抗是容性、低電阻值時,通?？梢圆捎孟率鑫宸N輸入匹配電路，如圖33所示，它們都是由集中參數(shù)元件構(gòu)成。每一種電路都有一定的局限性，盡管設(shè)計人員可以任意選擇匹配電路，但從實用觀點考慮，有些匹配電路的元件值是無法實現(xiàn)的，這就需要從這些匹配電路中選擇一種最易實現(xiàn)的結(jié)構(gòu)。例如，螺旋電感的取

13、值是有一定范圍的，否則螺旋電感的線寬會太窄以致于無法實現(xiàn)。對于交叉指電容，取值不能太大，否則尺寸太大，電路無法實現(xiàn)。電路A中的待匹配有源器件的等效輸入阻抗是電容與電阻的串聯(lián)電路，匹配電路是T形網(wǎng)絡(luò)。當輸入部分的電阻接近50歐姆時，T形網(wǎng)絡(luò)中的并聯(lián)電容抗值將趨近無限，因此，它只適用于輸入阻抗實部小于50歐姆的情況。所以，大部分微波功率放大器的輸入匹配電路都可以采用這種匹配電路。電路B中的待匹配有源器件的等效輸入阻抗是電容與電阻的并聯(lián)電路，匹配電路是形低通網(wǎng)絡(luò)。當待匹配阻抗的實部小于50歐姆時，匹配電路中的電感值非常小，并聯(lián)電容又非常大，使該匹配電路無法實現(xiàn)。如果一定要匹配低阻抗器件，可以采用兩級

14、形匹配電路。電路C中的待匹配有源器件的等效輸入阻抗是電阻與電容的并聯(lián)電路，匹配電路是形網(wǎng)絡(luò)，串聯(lián)部分是電感與電容的串聯(lián)電路，兩端分別并聯(lián)電感和電容。該匹配電路特別適合匹配等效輸入阻抗實部小于50歐姆的情況。電路D中的待匹配有源器件的等效輸入阻抗是電阻與電容的串聯(lián)電路，匹配電路是形網(wǎng)絡(luò)，串聯(lián)部分是電感與電容的串聯(lián)電路，負載端并聯(lián)一個電容。該匹配電路常用來匹配等效輸入阻抗實部小于50歐姆的情況。電路E 中的待匹配有源器件的等效輸入阻抗是電阻與電容的串聯(lián)電路，匹配電路是T形低通網(wǎng)絡(luò)。這種匹配電路可以用來匹配等效輸入阻抗實部小于或大于50歐姆的情況。圖33 輸入匹配電路（a） 電路A；（b）電路B；（

15、c）電路C；（d）電路D；（e）電路E。當大功率管的等效輸入阻抗呈感性，它的實部比較小時，可以采用并聯(lián)電容的輸入匹配電路，把等效輸入阻抗中的電感分量諧振掉，這種輸入匹配電路應(yīng)該是低通匹配網(wǎng)絡(luò)，能匹配較低的阻抗。通常，輸入匹配電路的諧振電容可以用微帶短截線實現(xiàn)。當放大器的工作頻率及功率管選定后，諧振實阻抗值可能小于50歐姆，也可能是很大的數(shù)值。當諧振實阻抗低于50歐姆時，低通匹配電路很容易使它與50歐姆阻抗匹配。如果采用微帶匹配網(wǎng)絡(luò)時，諧振實阻抗不能太高，原因是低通網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)把高阻抗降到50歐姆時要用到串聯(lián)高阻抗傳輸線。該傳輸線的特性阻抗至少高于諧振實阻抗，達一倍以上，這就使串聯(lián)高阻抗傳輸線非常窄

16、，加大了匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗，加大了工藝難度，有時甚至無法實現(xiàn)。在尺寸允許時，可以采用四分之一波長阻抗變換網(wǎng)絡(luò)。輸出匹配電路確定后，功率放大器的輸出功率及效率也基本確定了，但是它的增益平坦度并不一定滿足技術(shù)指標的要求。這時，需要合理設(shè)計輸入匹配電路以便使增益平坦度滿足要求。設(shè)計輸入匹配電路時，還應(yīng)考慮輸入駐波比不能太大，在設(shè)計頻帶要求較寬時，這個問題顯得特別突出，頻帶越寬設(shè)計難度越大。為了改善輸入駐波比性能，可以采用鐵氧體隔離器，也可以采用平衡放大器技術(shù)。3.2.2 輸出匹配電路輸出匹配電路主要應(yīng)具備損耗低，諧波抑制度高，改善駐波比，提高輸出功率及改善非線性等功能。1 諧波抑制：功率放大器的非線性特

17、性使輸出不僅包含基波信號，同時還存在各項諧波，諧波幅度大小與基波信號大小呈一定的比例關(guān)系。在大功率放大器中，由于基波功率比較大，因此諧波功率也比較大，特別是2次諧波和3次諧波，它們對系統(tǒng)的影響是不可忽略的。為了減小諧波功率輸出，通常輸出匹配電路采用低通結(jié)構(gòu)或帶通結(jié)構(gòu)。在采用帶通結(jié)構(gòu)時，應(yīng)消除寄生通帶的影響。當要求諧波輸出非常小時，單靠上述匹配電路是不能滿足對諧波的抑制，還需要加帶阻濾波網(wǎng)絡(luò)。2 改善駐波比：功率放大器匹配電路設(shè)計不完善會使功率放大器輸出駐波比較大，因此會加大帶內(nèi)增益起伏，產(chǎn)生寄生信號，嚴重時會產(chǎn)生自激振蕩和燒毀功率管。因此，在設(shè)計輸出匹配電路時必須使駐波比較小。3 低損耗：在大

18、功率放大器中，由于輸出功率較大，輸出電路有一點損耗就會有較大功率損失，并且，在輸出電路板上轉(zhuǎn)成熱耗，從而使電路的可靠性變差。例如，連續(xù)波輸出功率為200W，輸出匹配電路損耗為1dB，則耗散在輸出匹配電路上的功率高達40W以上。輸出功率越大，輸出匹配電路上所耗散的功率越大。因此，在設(shè)計大功率放大器時，應(yīng)該盡可能減小輸出匹配電路的損耗。4 線性：由非線性分析知道，功率放大器的三階交調(diào)系數(shù)時與負載有關(guān)的，因此在設(shè)計輸出匹配電路時，必須考慮線性指標的要求。負載選擇應(yīng)確保線性最好。5 效率：功率放大器的效率除了取決于晶體管的工作狀態(tài)、電路結(jié)構(gòu)、負載等因素外，還與輸出匹配電路密切相關(guān)。要求輸出匹配電路保證

19、基波功率增益最大，諧波功率增益最小，損耗盡可能小和良好的散熱裝置。3.2.3 級間匹配電路級間匹配電路除了與輸入匹配電路一起實現(xiàn)平坦增益特性外，還應(yīng)具備級間隔直流功能。兩級功率放大器的三階交調(diào)系數(shù)不僅取決于末級功率放大器，同時還取決于末前級功率放大器。微波功率放大器工作時處于非線性狀態(tài)，放大過程中會產(chǎn)生大量的諧波分量，因此，輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)除起到阻抗變換作用外，還應(yīng)有濾波作用。匹配網(wǎng)絡(luò)可根據(jù)動態(tài)輸入、輸出阻抗設(shè)計，同時要考慮到功率及帶寬的要求。通常可以采用四分之一波長線加電抗線段匹配、八分之一波長線匹配和傳輸線直接串接匹配等。其他還有采用多級并聯(lián)導納匹配，T型、型網(wǎng)絡(luò)匹配等，其目的是減少電路

20、損耗，減小增益波動并滿足帶寬和功率放大的要求。3.3功率放大器的實現(xiàn)方法103.3.1大信號S參數(shù)設(shè)計法小信號S參數(shù)只決定于管子直流工作點和工作頻率，與輸入功率無關(guān)：但功率加大后，S參數(shù)還與電平有關(guān)。對于在較大功率情況下，仍能運用在甲類和準甲類狀態(tài)的管子，由于弱非線性，其大信號S參數(shù)與小信號S參數(shù)變化不是很大。功率增大時S參數(shù)的相角變化較小。隨輸入功率增大而減小，說明跨導在變；S22軌跡若轉(zhuǎn)換到導納圓圖上，近似沿著電納線變化，說明輸出電容近似不變，輸出電導隨輸入功率增大而增大；而和變化相對小些。除了用測量方法獲得大信號S參數(shù)外，還可以用計算機模擬功率晶體管的大信號工作狀態(tài)，例如通過測量管子的非

21、線性靜態(tài)特性，擬合出大信號等效電路模型中的非線性元件，然后再用計算機算出該模型的S參數(shù)。圖3-4為場效應(yīng)管的一種大信號模型。圖中受控源ID和輸出電導Gds隨柵極電壓和漏極電壓而呈現(xiàn)非線性變化；柵源電容Cgs本質(zhì)上就是隨柵壓而變的非線性電容。此外，當輸入功率增大后，可能出現(xiàn)正的柵壓而導致正向柵極電流IG;可能由于漏壓很大而導致柵漏之間的反向擊穿電流IB;這兩項電流都將影響場效應(yīng)管的輸出電流和電壓波形，使之產(chǎn)生諧波，出現(xiàn)增益壓縮。圖3-4 功率FET的大信號模型當然，擬合器件的等效模型也是一件復雜的工作，但可以不必建立大信號S參數(shù)測試系統(tǒng)，而且等效電路適用很寬的頻帶范圍，因此可以算出各頻率點的S參

22、數(shù)。所以這種方法有其優(yōu)點。由上所述，可在晶體管的P1dB點測出或算出大信號S參數(shù)，然后用類似小信號放大器的設(shè)計方法來設(shè)計功放。如果所要求的功放輸出功率比管子的P1dB小，則可以使輸入功率比Pin倒退xdB，其三階交調(diào)系數(shù)將改善2xdB。這種改善功放非線性的方法最簡便，稱為功率回退法。但受到器件水平（P1dB值）的限制。此外還有利用反饋或預失真等方法改善線性，在此不作介紹。3.3.2 負載牽引法如果有條件建立完善的測試系統(tǒng)，則可在實際微波功率輸入情況下改變負載，獲得負載變化時晶體管的功率負載特性和非線性負載特性。前者在圖35中畫出為一組等輸出功率線，后者畫出為一組等三階交調(diào)線。圖3-5 等輸出功

23、率線與等三階交調(diào)線由圖可見，當負載值沿等三階交調(diào)線變化時，放大器的輸出功率不同。在等輸出功率線與等三階交調(diào)線的相切點處輸出功率最大，因此圖中兩組曲線的相切點稱為最佳負載點。所有最佳負載點的連線稱為最佳負載線。若對另一個測試頻率，則有另一根最佳負載線。于是，可以根據(jù)功放的輸出頻率、三階交調(diào)系數(shù)及頻帶指標，找出最佳負載阻抗，算出所要求的相應(yīng)輸入端信源阻抗。然后設(shè)計輸出、輸入匹配網(wǎng)絡(luò)。如果在負載平面上同時作得等工作電流線，則設(shè)計時還可照顧到對功率附加效率的要求。負載牽引法有利于設(shè)計線性功放，因為可直接看出對三階交調(diào)的影響，但測試條件復雜，耗時也大。3.3.3 動態(tài)阻抗法這是一種比較古老的方法，就是將

24、晶體管與信號源、調(diào)配器、功率計等構(gòu)成一簡單測試系統(tǒng)，在一定的頻率及輸入電平下，調(diào)整工作點及調(diào)配器，使輸出功率最大，同時效率又較高（偏置電流較?。?，則稱為最佳負載狀態(tài)。然后用共軛替代法測出晶體管在此狀態(tài)下的輸入、輸出阻抗，即可用于功放匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計。由于這種方法的功放非線性是不可預估的，因此對線性功放的設(shè)計一般不采用。3.4微波功率放大器偏置電路的設(shè)計對微波GaAs FET來說，偏置保護電路的設(shè)計是很重要的。FET相當于一個常開器件，當FET柵極不加偏置Vgs時，其漏極到源極是直通的，如果此時在漏極和源極之間加上正偏置Vds，則會引起破壞性大電流將FET燒毀。因此，必須給FET附加偏置保護電路。偏

25、置保護電路應(yīng)有以下功能：1）開、關(guān)機時對FET順序加、退電。即開機時先給柵極加負偏壓，經(jīng)適當延時后再給漏極加正偏壓（源極接地）；關(guān)機時則相反，先退掉漏極上的正偏壓。2）如因某種原因使電源負壓斷了，偏置保護電路應(yīng)迅速將FET漏極正偏壓降低到FET能承受的電平。3）能給FET提供合適的工作點。4）偏置保護電路本身應(yīng)沒有低頻寄生振蕩。晶體管直流偏置應(yīng)在微波等效電路的短路點加入。如圖36（a）中偏置線由一四分之一波長高阻線及扇形開路線組成，使A點在較寬頻帶內(nèi)對微波呈現(xiàn)短路，并在B點對主傳輸線呈現(xiàn)開路。但對精確設(shè)計來說，仍應(yīng)計入偏置線對輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的影響。因此也可以如圖36（b）所示，將偏置電路設(shè)計作為

26、輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的一部分，即同時看作長度為L的并聯(lián)短路分支，起并聯(lián)導納作用。圖36（a） 圖36 （b）例如，還要考慮隔直電容的加入（用集總元件還是利用微帶縫隙或耦合線）管子引出線影響。特性阻抗與線長在工藝上的可實現(xiàn)性，減小不連續(xù)性影響等等?？傊?，在利用功率GaAs FET設(shè)計窄帶和寬帶放大器時，需要對器件和電路作如下的考慮：1 選擇一種能滿足設(shè)計目標（功率輸出和頻率范圍）的適合的功率器件。器件本身的輸出功率能力應(yīng)比所要求放大器的輸出功率約高20%30%.2 功率晶體管需有較高的擊穿電壓。利用接近于工業(yè)標準的晶體管。在帶有通孔的薄襯底上的晶體管應(yīng)有低的串聯(lián)電感和較好的散熱。3 使放大器電路工作在最

27、安全的工作偏置范圍，決不要超過最大擊穿電壓和額定電流。4 結(jié)與機殼之間的熱阻應(yīng)盡可能地低，以便有較好的性能和可靠性。5 為精確地表征用于最佳放大器設(shè)計的功率器件，負載牽引測量是必不可少的。6 內(nèi)匹配晶體管有助于減小封裝寄生參量的影響，它們能提供較高的效率和較大的帶寬。7 輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計著眼于最大的功率傳遞，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計著眼于最大的功率輸出，匹配電路應(yīng)在所需要的頻帶之外給出最小的增益。8 利用集總元件或集總分布電路元件將低阻抗匹配到50歐姆，以便實現(xiàn)一個緊湊的電路。在輸出端上也應(yīng)使用低損耗電路元件，因為給定的損耗量所引起的效率降低在輸出端比在輸入端更多。9 對于高功率組件，應(yīng)使用低損耗

28、和效率為8590的功率合成技術(shù)。10 對于寬帶放大器，應(yīng)使用低Q匹配網(wǎng)絡(luò)。最后要說明，在設(shè)計功放時，所選用功率晶體管的工作參數(shù)必須低于其最大額定參數(shù)。對場效應(yīng)管來說，最大額定參數(shù)為：最大額定漏源電壓、最大額定柵源電壓、最大額定功耗、允許儲存溫度范圍和溝道溫度。為提高管子輸出功率，應(yīng)提高漏源擊穿電壓；還要增加柵寬，以控制更大的漏流，但是在一定頻率下柵寬相對柵長來說有個極大值，為此將若干個柵極并聯(lián)起來得到很大的總柵寬。即使如此，單管輸出功率總還是滿足不了大功率的需求。第四章 微波功率放大器的電路仿真和實驗研究4.1 2.4GHz微波功率放大器的主要技術(shù)指標影響晶體管輸出功率的三個因數(shù)是：（1）柵漏

29、之間的擊穿電壓；（2）最大的溝道電流；（3）器件的特性。因此功率晶體管的結(jié)構(gòu)與用于小信號放大的器件不同。功率放大器的技術(shù)指標，除工作頻帶、增益、駐波比和效率外，主要指標是功率放大器的功率輸出以及對信號的非線性失真。一般功率管的效率有以下兩種定義：（1）晶體管射頻輸出功率與電源消耗功率之比 它表示功放將直流功率轉(zhuǎn)換射頻功率的能力，但不能反映晶體管的功率放大能力。（2）功率附加效率 用功率附加效率來表征晶體管的放大能力，也反映了功率轉(zhuǎn)換功能。表征功放的功率輸出和線性度的指標分別是1dB壓縮點輸出功率和三階交調(diào)系數(shù)，如圖4-1所示。 (a) (b)圖4-1功放的輸入輸出與互調(diào)特性(a)1dB壓縮點輸

30、出功率圖4-1(a)是功率放大器輸出功率與輸入功率的關(guān)系曲線。當輸入功率較小時，輸出功率與輸入功率的比值是一個常數(shù)，即為線性關(guān)系。所以功率放大器在小信號工作時，其增益與輸入功率大小無關(guān)。但隨著輸入功率的增大，輸出功率與輸入功率的比值將減小，即出現(xiàn)增益壓縮現(xiàn)象，他們的關(guān)系曲線逐漸彎曲，如圖4-1(b)所示。當輸入功率加大到某一數(shù)值時，放大器的輸出功率達到最大，以后就開始下降，這一點就稱為功率放大器的飽和點，如圖(a)中B點所示。很顯然，如果微波功率放大器工作在飽和點附近就會出現(xiàn)嚴重的非線性失真。當微波功率放大器增益比小信號的線性增益低1dB時，這一點通常稱為1dB壓縮點，見圖4-1(a)中A點，

31、此時的增益稱為1dB壓縮點增益，記做。對應(yīng)于該點的輸出功率稱為1dB壓縮點輸出功率，記做。(b)三階交調(diào)系數(shù)放大器在大功率時呈現(xiàn)非線性，如果有兩個相近的頻率和信號，通過放大器，則將產(chǎn)生新的組合頻率，一般表示為，最靠近和的頻率分量為和，由于這兩個頻率分量在放大器的通帶內(nèi)難于濾除，故以它們的幅度與基波幅度之比值是衡量放大器非線性失真的程度。一般稱及兩個頻率分量的幅度為三階交調(diào)幅度，定義三階交調(diào)系數(shù)用分貝表示式 dBc(4-1)一般對線性度要求較高的系統(tǒng)，的抑制需要達到40 dBc以上。本章設(shè)計2.4GHz的功率放大器，具體設(shè)計指標如下：工作頻率： 2.4GHz功率增益： 10 dB 4.2 GaA

32、s場效應(yīng)晶體管11微波功率晶體管是微波功率晶體管放大器的心臟，它對放大器的性能有著重大影響。因此，在對微波功率晶體管放大器進行研究之前，都應(yīng)對微波功率晶體管的特性有一定程度的了解。本節(jié)就簡單介紹一下2.4GHz功率放大器需使用的GaAs場效應(yīng)晶體管的基本原理和相關(guān)參數(shù)。（1）微波GaAs MES FET的結(jié)構(gòu)和工作原理微波場效應(yīng)晶體管是在砷化鎵半絕緣材料襯底上制作的N溝道金屬半導體場效應(yīng)晶體管，即GaAs MES FET，也叫肖特基勢壘柵場效應(yīng)晶體管。GaAs MES FET結(jié)構(gòu)示意圖如圖4-2 所示。襯底材料是具有高電阻率的本征砷化鎵，在襯底上生長一層N型外延層，稱為有源層溝道，在溝道上方制

33、作源極、柵極和漏極。源極（S）和漏極（D）的金屬與N型半導體之間形成歐姆接觸，而柵極（G）的金屬與N型半導體之間形成肖特基勢壘。圖中L為柵長，沿垂直紙面的方向為柵寬W（圖中未標示出），為外延層厚度，此層厚度極薄，一般，MESFET的工作特性對溝道厚度特別敏感。微波FET的工作原理與普通場效應(yīng)晶體管相同，它是一個電壓控制器件。當柵源之間加負壓時,則肖特基勢壘區(qū)(耗盡層)變寬，使N溝道變薄。由于漏源之間加正壓，有多數(shù)載流子(電子)從源極經(jīng)柵極下的溝道漂移到漏極，形成漏極電流，當溝道變薄時，相當于增大溝道電阻，使減小，因此控制刪壓，可以靈敏地改變耗盡層寬窄，從而調(diào)制溝道厚度，達到最終控制的目的。 圖

34、4-2 GaAs MES FET 結(jié)構(gòu) 圖4-3MESFET管芯等效電路（2） 管芯等效電路圖4-3給出了MESFET管芯等效電路和等效電路元件在結(jié)構(gòu)中的位置，虛線框內(nèi)為“本征模型”。等效電路中元件說明如下：Cgs是柵源部分耗盡層結(jié)電容；Cdg是柵漏部分耗盡層結(jié)電容；Cgs+Cdg為柵極與溝道之間耗盡層總電容；Cdc是模擬溝道中電荷偶極層的電容，在一般等效電路中往往忽略；Rgs、Rds表示溝道電阻；Ids為電壓控制的電流源；Rs、Rd和Rg分別為源極、漏極和柵極電阻；Cds為襯底電容。，是MESFET的小信號跨導，可表示為(4-2)式中為管子的低頻跨導；為載流子在那部分溝道中渡越時間。當短柵時

35、近似地把從源端到漏端的渡越時間作為，通常為幾納秒；為跨導的截止頻率，通常高達幾十千兆赫到幾百千兆赫。在常用的20GHz以下的頻率范圍內(nèi)，可近似認為(4-3)（3）GaAs MES FET的電參數(shù)GaAs MES FET常用的直流和低頻電參數(shù)包含：零柵漏極電流、共源正向跨導、柵漏擊穿電壓、夾斷電壓Vp以及柵源截止電流等。表征GaAs MES FET的頻率參數(shù)有和。的定義與雙極晶體管完全相同，即隨頻率的提高，其單向化功率增益降至1時對應(yīng)的頻率。對于GaAs MES FET，關(guān)系式仍然適用，即GaAs MES FET的單向化功率增益仍符合6dB/倍頻的下降規(guī)律。GaAs MES FET的特征頻率反映

36、了GaAs MES FET的增益帶寬性能，它由下式表示(4-4)由上式可見，為了提高，必須提高器件和減小Cgs。Cgs是柵源之間的分布電容，可縮短柵長減小Cgs，故短柵對提高微波場效應(yīng)晶體管的高頻性能有利，不過，相應(yīng)工藝難度也增大。（4）功率GaAs MES FET的電參數(shù)功率GaAs MES FET與小信號的有些不同，其重要微波電參數(shù)為輸出功率、功率增益和漏極效率。功率GaAs MES FET的輸出功率本質(zhì)上取決于其電壓和電流的承受能力，由于肖特基勢壘的限制，GaAs MES FET的工作電壓難以較大提高，這是功率GaAs MES FET的弱點之一。功率GaAs MES FET提高輸出功率的

37、有效措施就是提高，即增大柵寬，這導致阻抗降低、結(jié)溫上升和柵電極上的微波傳輸損耗與相移增大，因此單個GaAs MES FET的輸出功率是受到限制的。功率GaAs MES FET的功率增益本質(zhì)上取決于GaAs MES FET的和動態(tài)阻抗，功率GaAs MES FET的電路設(shè)計也要求提供相應(yīng)的大信號動態(tài)參數(shù)，即動態(tài)阻抗、大信號S參數(shù)或負載牽引參數(shù)組。另外功率GaAs MES FET的漏極效率、功率附加效率和熱阻也是反映功率GaAs MES FET的性能的重要參數(shù)。對于2.4GHz功率放大器輸出級的設(shè)計，將采用AMCOM公司的GaAs功率場效應(yīng)晶體管AM072MX-QG，其在頻率f=3.5GHz，溫度

38、T=，以及Vds=5V，Ids=0.5 Idss的偏置下，測得的特性參數(shù)典型值為：1dB壓縮點輸出功率 ：34dBm工作在1dB壓縮點時的效率 ：46%三階交調(diào)截斷點IP3 ：44dBm 小信號增益G ：11dB直流參數(shù)為：飽和電流Idss：1700 mA (測試條件：Vds=3V，Vgs=0)截斷電壓Vp： 2.0V柵漏截止電壓Vbgd：15V （測試條件：Idg=1mA/mm）噪聲溫度：11.3 極限參數(shù)為：最大漏源電壓Vds：7V最大柵源電壓Vgs：-5V最大漏電流Ids：2230 mA最大通道溫度Tch：175由上述晶體管的電參數(shù)可知，選定AMCOM公司的GaAs功率場效應(yīng)晶體管AM0

39、72MX-QG進行2.4GHz功率放大器設(shè)計，可以滿足前面提到的設(shè)計指標。4.3 2.4 GHz 功率放大器的電路仿真前面已提到微波功率放大器的設(shè)計方法主要有大信號S參數(shù)設(shè)計法、等效負載牽引法、動態(tài)阻抗法等等。其中確定大信號阻抗較好的一種方法為等效負載牽引技術(shù)。在2.4GHz功率放大器的設(shè)計中，我們將主要根據(jù)GaAs功率場效應(yīng)管的等效負載牽引數(shù)據(jù)來設(shè)計。（1） 等效負載牽引技術(shù)圖4-4等效負載牽引法原理框圖圖4-4表明了放大器的輸出端參考面A入射波、反射波與負載導納的關(guān)系。通過改變FET輸出端反射波的大小和相位，模擬端接負載阻抗。圖中和分別表示網(wǎng)絡(luò)入射波和反射波復振幅，在參考面A處有(4-5)

40、(4-6)(4-7)向器件方向的反射系數(shù)為(4-8)根據(jù)關(guān)系式(4-9)求得(4-10)式中是測量系統(tǒng)的特性導納；。上式表明，負載導納是FET輸出端反射電壓的函數(shù)。在史密斯園圖上，隨著負載相位的改變，等功率線是一組橢圓軌跡。設(shè)計時可以根據(jù)等功率曲線選定，以便設(shè)計輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。進行等效負載牽引技術(shù)的實驗裝置比較復雜。目前也有采用動態(tài)阻抗匹配法，將晶體管與信號源、調(diào)配器、功率計等構(gòu)成一簡單測試系統(tǒng)，在一定的頻率及輸入電平下，調(diào)整工作點及調(diào)配器，使輸出功率最大，效率又高，即在最佳負載狀態(tài)下工作。然后用共軛替代法測出晶體管在此狀態(tài)下的輸入、輸出阻抗，作為設(shè)計匹配網(wǎng)絡(luò)的依據(jù)。 在2.4GHz微波功率放大

41、器的設(shè)計中，所選定的GaAs功率場效應(yīng)管AM072MX-QG的參數(shù)資料中分別給出了16GHz共六個頻點的等效負載牽引數(shù)據(jù)，見表4-1。表4-1AM072MX-QG負載牽引數(shù)據(jù)FREQ(GHz)MAGS11INPUTANGS11INPUTMAGOPT.LOADANGOPT.LOAD10.948-165.9690.818-175.49620.947179.3430.819-170.9330.946170.8760.82-166.24240.945163.880.821-161.3750.943157.3520.832-136.25460.941150.9230.824-150.834可以看到，上面

42、表格所列的數(shù)據(jù)并沒有直接給出我們所需要的頻率為2.4GHz時的負載牽引數(shù)據(jù)，因此，利用上面的數(shù)據(jù)還不能直接準確的去設(shè)計2.4GHz功率放大器的匹配電路，必須做進一步的處理，計算出2.4GHz時的負載牽引數(shù)據(jù)。根據(jù)插值理論，通過Matlab編程可以很方便的得到GaAs功率場效應(yīng)晶體管AM072MX-QG在所需頻帶內(nèi)的負載牽引數(shù)據(jù)，具體數(shù)值已列于表4-2中。表4-2插值計算得到的AM072MX-QG負載牽引部分數(shù)據(jù)FREQ(GHz)MAGS11INPUTANGS11INPUTMAGOPT.LOADANGOPT.LOAD2.20.947 177.6500.819 -169.9922.3 0.9471

43、76.8030.819-169.5242.40.947175.9560.819-169.0552.50.945 175.1100.820-168.5862.60.946174.2630.820-168.117（2）匹配電路與偏置電路設(shè)計如圖4-5所示，功率放大器的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)通常用來實現(xiàn)微波晶體管的輸入端口與信號源之間的共軛匹配；輸出匹配網(wǎng)絡(luò)用來完成微波晶體管的輸出端口與負載之間的最大功率匹配。當用等效負載牽引法測量得到了微波功率晶體管的最佳負載阻抗和反射系數(shù)后，即可進行匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計。匹配網(wǎng)絡(luò)的基本結(jié)構(gòu)形式與小信號放大器的匹配網(wǎng)絡(luò)基本形式是一樣的。對于微帶匹配網(wǎng)絡(luò)，按其電路結(jié)構(gòu)形式可分為三種基本結(jié)構(gòu)形式，即并聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)、串連型匹配網(wǎng)絡(luò)和串并聯(lián)型匹配網(wǎng)絡(luò)。本文主要采用并聯(lián)型匹配結(jié)構(gòu)來設(shè)計功率放大器匹配網(wǎng)絡(luò)，所以下面就著重分析功率放大器并聯(lián)匹配網(wǎng)