不同抗多徑技術(shù)的原理與比較

1、不同抗多徑技術(shù)的原理與比較不同抗多徑技術(shù)的原理和比較 目錄一無線通信中的多徑傳播現(xiàn)象及其對傳輸性能的影響21.1 無線通信中的多徑傳播21.2無線通信中的多徑效應(yīng)對通信系統(tǒng)影響21.3目前抗多徑效應(yīng)的技術(shù)及研究現(xiàn)狀3二、單載波頻域均衡42.1單載波頻域均衡（SC-FDE）系統(tǒng)模型42.2單載波頻域均衡(SCFDE)技術(shù)原理52.2.1 信號模型52.5單載波頻域均衡matlab仿真結(jié)果輸出9三單載波傳輸直接序列擴頻93.1直接序列擴頻（DSSS）的概念103.2直接序列擴頻的基本原理與理論依據(jù)103.3 直接序列擴頻系統(tǒng)模型113.4直接序列擴頻系統(tǒng)的matlab仿真113.4.1直接擴頻ma

2、tlab仿真組成框圖113.4.2直接序列擴頻系統(tǒng)的matlab仿真結(jié)果輸出13三、多載波傳輸OFDM技術(shù)143.1 OFDM原理143.2 OFDM系統(tǒng)模型153.3 OFDM的系統(tǒng)建模與matlab仿真163.3.1 參數(shù)設(shè)置163.3.2仿真結(jié)果輸出17四三種抗多徑技術(shù)的仿真結(jié)果比較204.2單載波頻域均衡與OFDM比較20五參考文獻24不同抗多徑技術(shù)的原理和比較綦曉偉 13120114 研1302班一無線通信中的多徑傳播現(xiàn)象及其對傳輸性能的影響1.1 無線通信中的多徑傳播多徑效應(yīng)（multipath effect）：無線傳輸信道中的多徑傳輸現(xiàn)象所引起的干涉延時效應(yīng)。在實際的無線電波傳播

3、信道中（包括所有波段），常有許多時延不同的傳輸路徑。各條傳播路徑會隨時間變化，參與干涉的各分量場之間的相互關(guān)系也就隨時間而變化，由此引起合成波場的隨機變化，從而形成總的接收場的衰落。因此，多徑效應(yīng)是衰落的重要成因。多徑效應(yīng)對于數(shù)字通信、雷達最佳檢測等都有著十分嚴重的影響。1.2無線通信中的多徑效應(yīng)對通信系統(tǒng)影響多徑效應(yīng)移動體(如汽車)往來于建筑群與障礙物之間，其接收信號的強度，將由各直射波和反射波疊加合成。多徑效應(yīng)會引起信號衰落。各條路徑的電長度會隨時間而變化，故到達接收點的各分量場之間的相位關(guān)系也是隨時間而變化的。這些分量場的隨機干涉，形成總的接收場的衰落。各分量之間的相位關(guān)系對不同的頻率是

4、不同的。因此，它們的干涉效果也因頻率而異，這種特性稱為頻率選擇性。在寬帶信號傳輸中，頻率選擇性可能表現(xiàn)明顯，形成交調(diào)。與此相應(yīng)，由于不同路徑有不同時延，同一時刻發(fā)出的信號因分別沿著不同路徑而在接收點前后散開，而窄脈沖信號則前后重疊。多徑會導(dǎo)致信號的衰落和相移。1、瑞利衰落就是一種沖激響應(yīng)幅度服從瑞利分布的多徑信道的統(tǒng)計學(xué)模型。如果各條路徑傳輸時延差別不大，而傳輸波形的頻譜較窄（數(shù)字信號傳輸速率較低），則信道對信號傳輸頻帶內(nèi)各頻率分量強度和相位的影響基本相同。此時，接收點的合成信號只有強度的隨機變化，而波形失真很小。這種衰落稱為一致性衰落，或稱平坦型衰落。如果發(fā)送端發(fā)射一個余弦波Acosw，接收

5、端接收到的一致性衰落信號是一個具有隨機振幅和隨機相位的調(diào)幅調(diào)相波，從頻域來看，由單一頻率變成了一個窄帶頻譜，這叫頻率彌散?？梢娝ヂ湫盘枌嶋H上成為一個窄帶隨機過程，它的包絡(luò)的一維統(tǒng)計特性服從瑞利分布，所以通常又稱為瑞利衰落。2、頻率選擇性衰落 如果各條路徑傳輸時延差別較大，傳輸波形的頻譜較寬（或數(shù)字信號傳輸速率較高），則信道對傳輸信號中不同頻率分量強度和相位的影響各不相同。此時，接收點合成信號不僅強度不穩(wěn)定而且產(chǎn)生波形失真，數(shù)字信號在時間上有所展寬，這就可能千萬前后碼元的波形重疊，出現(xiàn)碼間（符號間）干擾。這種衰落稱為頻率選擇性衰落，有時也簡稱選擇性衰落。1.3目前抗多徑效應(yīng)的技術(shù)及研究現(xiàn)狀信道均

6、衡、正交頻分復(fù)用（OFDM）和Rake接收機都能用于對抗由多徑產(chǎn)生的干擾。信道均衡技術(shù)是補償或消除 ISI 的有效方法。最大似然序列估計（MLSE,maximum likelihood sequence estimation）可以完全利用信號的多徑分量，被認為是一種最佳檢測器，但是其計算復(fù)雜度以LM 數(shù)量級呈指數(shù)增長，其中 M 為信號的調(diào)制星座點數(shù)，L 為信道沖激響應(yīng)（CIR， channel impulse response）的長度，很難應(yīng)用于實際系統(tǒng)，因此出現(xiàn)了很多簡化的算法以及次優(yōu)均衡器，比如單載波時頻域均衡、判決反饋均衡（DFE， decision feedback equalizat

7、ion）、自適應(yīng)均衡、盲均衡以及與編碼相結(jié)合的復(fù)合式均衡器。均衡器可以消除 ISI，避免了匹配濾波器（MF， match filter）在多徑衰落信道下的誤碼率平臺效應(yīng)。但是，一般的次優(yōu)均衡器均無法有效獲得多徑分集增益，不能積極地利用多徑傳輸?shù)男盘柲芰縼砀纳葡到y(tǒng)的性能。RAKE 接收技術(shù)是一種積極利用多徑效應(yīng)的技術(shù)，當多徑傳輸信號分量的可分性較好、非直達多徑信號能量占的比重較大時，它可利用多徑分集傳輸效應(yīng)使系統(tǒng)性能得到顯著改善，已廣泛地應(yīng)用于擴頻通信系統(tǒng)中【1】。正交頻分復(fù)用（OFDM， orthogonal frequency domain multiplexing）和單載波頻域均衡（SC-

8、FDE， single carrier frequency domain equalization）【2】是在多徑信道中實現(xiàn)高速信息傳輸?shù)膬煞N非常重要的關(guān)鍵技術(shù)，二者在高速數(shù)據(jù)傳輸條件下都可以達到良好的抗信道衰落性能，顯著改善系統(tǒng)性能，已在許多場合中得到成功應(yīng)用。特別是 OFDM 技術(shù)，甚至被認為是在下一代寬帶無線通信系統(tǒng)中一種不可替代的關(guān)鍵技術(shù)，還將在非常廣泛的場合發(fā)揮重要作用。當然，實際上是否真的不可替代，還是值得研究的，至少它還是存在某些不足，需要根據(jù)具體應(yīng)用條件進行改進的。多輸入多輸出（MIMO， multi-input multi-output）技術(shù)能有效利用多徑衰落效應(yīng)大幅度提高頻

9、帶效率。MIMO 系統(tǒng)基于多個發(fā)射天線和多個接收天線進行傳輸，再結(jié)合 OFDM 技術(shù)和空時編碼或空頻編碼技術(shù)，有可能獲得空間分集、時間分集、空分復(fù)用和頻分復(fù)用等效益，與傳統(tǒng)的單天線系統(tǒng)相比信道容量成倍增加，可使寬帶無線系統(tǒng)的頻帶效率提高到40bps/Hz，甚至80bps/Hz?！?】寬帶無線通信可實現(xiàn)通信網(wǎng)絡(luò)的“無縫”連接然而在寬帶無線通信系統(tǒng)中由多徑傳輸引起的頻率選擇性衰落會嚴重影響通信的可靠性。在2003年4月提出的IEEE 80216a標準中，規(guī)定了正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)和單載波頻域均衡(SCFDE)系統(tǒng)兩種克服多徑衰落的傳輸模式?；贔FMFFT實現(xiàn)的正交頻分復(fù)用(0FDM)技術(shù)

10、是一種特殊的多載波調(diào)制方式，它可以有效地克服載波干擾和碼間于擾。但是0FDM技術(shù)對定時誤差、載頻同步比較敏感，而且峰均比(PAPR，Peak to Average Power Ratio)較大。而基于OFDM系統(tǒng)信號處理方式的單載波頻域均衡(SCFDE)系統(tǒng)方案有效得結(jié)合了OFDM和單載波傳輸?shù)膬?yōu)點。與OFDM系統(tǒng)相比克服了峰均比和對相位曝聲的敏感性；與單載波系統(tǒng)相比，對抗多徑的能力得到了增強而均衡器復(fù)雜度則大大降低了。二、單載波頻域均衡2.1單載波頻域均衡（SC-FDE）系統(tǒng)模型圖2.1(a)給出了SCFDE系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。其中相當于將OFDM系統(tǒng)中發(fā)送端IFFT處理模塊移至接收端。圖2-1（

11、a）單載波頻域均衡（SC-FDE）系統(tǒng)框圖在發(fā)射端，信源產(chǎn)生的比特流經(jīng)過調(diào)制得到符號序列后，首先經(jīng)過分塊操作成長度為N的數(shù)據(jù)塊，其中 （1）將每個快的最后個符號拷貝到塊首作為循環(huán)前綴，得到長度為的數(shù)據(jù)塊，構(gòu)成發(fā)射符號序列，通過多徑衰落信道和噪聲方差的AWGN信道到達接收端。 在接收端，接收到的信號分成長度為的數(shù)據(jù)塊，其中。然后對每個酷愛進行刪除循環(huán)前綴的操作，得到。使用點FFT將信號變換到頻域中，得到頻域序列。在頻域經(jīng)過均衡處理后的序列，再通過點IFFT操作變換回時域序列，在時域進行判決，得到重建的數(shù)據(jù)符號。2.2單載波頻域均衡(SCFDE)技術(shù)原理2.2.1 信號模型設(shè)第個數(shù)據(jù)矢量為： （2

12、）添加CP后，得到維矢量 （3）上式中維矩陣表示添加循環(huán)前綴操作，其中。表示維零矩陣，表示維單位陣。 多徑衰落信道沖激響應(yīng)用長度為L的矢量表示，其作用為線性卷積，如下式所描述 （4）令表示第個接收數(shù)據(jù)塊矢量，表示噪聲矢量，則經(jīng)過信道后有其中：是維的下三角矩陣。是維的上三角矩陣。表示由前一個數(shù)據(jù)塊多徑延遲的效果疊加到當前塊而產(chǎn)生的塊間干擾（IBI）。令維矢量表示刪除CP后的第格數(shù)據(jù)塊，即 （5）上式中維矩陣表示刪除CP操作，。當時，有，也就是消除了IBI，這樣上式可以改寫為 ；其中是為循環(huán)矩陣，具有如下的形式：可知，當發(fā)射端采用分塊傳輸和添加CP的操作時，多經(jīng)信道的線性卷及效果等于圓周卷積，這樣

13、在接收端刪除CP后，信道傳輸矩陣成為循環(huán)矩陣。根據(jù)矩陣理論知識，循環(huán)矩陣可以被Fourier變換矩陣對角化，即 （6）其中F為FFT變換矩陣，其第個元素為，為IFFT變換矩陣，其第個元素為，為對角陣，其中是信道沖激響應(yīng)矢量的N點FFT的第系數(shù)。 刪除CP后的數(shù)據(jù)塊進行N點FFT操作及相當于（6）式兩端左乘F，有 （7）其中為FFT模塊輸出的第個維矢量，將（4），（5）式代入（6）式有， （8）令 （9）為第個數(shù)據(jù)符號矢量經(jīng)過N點FFT變換后得到的維頻域矢量。 （10）為噪聲矢量的N點FFT變換后得到的維頻域矢量，（8）式可以改寫為 （11）（11）式可以用圖2.2.1(a)描述如下。圖2.2.

14、1(a) SC-FDE接收端頻域并行處理模型可以看到，多徑頻率選擇性衰落信道轉(zhuǎn)化為頻域的N個并行子信道，每個子信道僅由包括一個乘性抽頭系數(shù)和一個加性白噪聲?？梢允褂煤唵蔚腘階頻域線性均衡器來實現(xiàn)均衡操作，包括迫零均衡器和MMSE均衡器，這些將在下一小節(jié)中詳細描述。除了簡單的線性均衡外，也可以采用更復(fù)雜的判決反饋均衡來實現(xiàn)頻域均衡?？梢圆捎煤唵蔚那跋蚓€性均衡器對經(jīng)過FFT變換和刪除CP后的頻域接收矢量進行均衡，可以用下式表示： （12）其中為均衡器系數(shù)矢量。迫零均衡器： （13）MMSE均衡器：設(shè)噪聲方差為令，有 （14）其中令，得到MMSE均衡器： 2.5單載波頻域均衡matlab仿真結(jié)果輸出

15、 圖2.5（a）單載波頻域均衡matlab仿真結(jié)果輸出從圖2.5（a）單載波頻域均衡matlab仿真結(jié)果輸出 可以看出，在同等信噪比情況下經(jīng)過頻域均衡后單載波的誤碼率有了有效的降低，得意實現(xiàn)了抗多徑衰落的功能。三單載波傳輸直接序列擴頻 在多徑信道中, 多徑傳播導(dǎo)致時間彌散性, 從而引發(fā)了符號間干擾, 產(chǎn)生頻率選擇性衰落, 這成為制約高速率數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊粋€重要因素。為減少上述因素的影響, 一些基于直接序列擴頻碼分多址和正交頻分復(fù)用的技術(shù)引起越來越多的關(guān)注, 其中包括基于循環(huán)前綴的單載波碼分多址技術(shù)(CP/ CDMA) ?；谘h(huán)前綴的單載波碼分多址技術(shù)( CP/ CDMA) ,是一種分塊傳輸系統(tǒng),

16、 他結(jié)合了正交頻分復(fù)用( OFDM) 中的循環(huán)前綴和頻域均衡的思想, 同時保留了單載波系統(tǒng)的發(fā)射端復(fù)雜度低的優(yōu)點。循環(huán)前綴有效地去除了塊間干擾( IBI) , 同時將傳輸信號和無線信道的線性卷積變成循環(huán)卷積, 從而可以使用有限抽頭的傅里葉變換( FFT ) 在頻域均衡來消除塊內(nèi)的符號間干擾( ISI) 。3.1直接序列擴頻（DSSS）的概念所謂直接序列(DS：Direct Sequence)擴頻，就是直接用具有高碼率的擴頻碼序列在發(fā)送端去擴展信號的頻譜。而在接收端，用相同的擴頻碼序列去進行解擴，把展寬的擴頻信號還原成原始的信息。3.2直接序列擴頻的基本原理與理論依據(jù)直接序列擴頻的原理是，在發(fā)射

17、端把有用信號與偽隨機序列相乘(或者模二加)，使信號的頻譜展寬到一個很寬的范圍，然后用擴展后的序列去調(diào)制載波。在接收端，把接收到的信號用相同的偽隨機序列相乘，有用信號與偽隨機碼相關(guān)，相乘后恢復(fù)為擴頻前的信號。直接序列擴頻系統(tǒng)的組成原理框圖如圖2-1所示。由圖3-2可知，輸入的數(shù)據(jù)信息為d(t)(設(shè)基帶帶寬為B1)，由偽隨機編碼(如m序列)調(diào)制成基帶帶寬為B2的寬帶信號，由于擴頻信號帶寬大于數(shù)據(jù)信號帶寬，所以信號擴展的帶寬由偽隨機碼控制，而與數(shù)據(jù)信號無關(guān)。經(jīng)擴頻調(diào)制的信號再經(jīng)射頻調(diào)制后即可發(fā)送。圖3-2直擴系統(tǒng)的原理框圖接收端收到發(fā)送來的信號，經(jīng)混頻得到中頻信號后，首先通過同步電路捕捉并跟蹤發(fā)端偽

18、碼的準確相位，由此產(chǎn)生與發(fā)端偽碼相位完全一致的偽隨機碼作為擴頻解擴的本地擴頻碼，再與中頻信號進行相關(guān)解擴，恢復(fù)出擴頻前的窄帶信號，而在解擴處理中，干擾和噪聲與偽隨機碼不相關(guān)故被擴展，通過濾波使之受到抑制，這樣就可在較高的解擴輸出信噪比條件下進行信息解調(diào)解碼，最終獲得信息數(shù)據(jù)。3.3 直接序列擴頻系統(tǒng)模型直接序列擴展頻譜系統(tǒng)（Direct Sequece Spread Spectrum Communication Systems，DS-SS），通常簡稱為直接序列系統(tǒng)或直擴系統(tǒng)，是用待傳輸?shù)男畔⑿盘柵c高速率的偽隨機碼波形相乘后，去直接控制射頻信號的某個參量，來擴展傳輸信號的帶寬。用于頻譜擴展的偽隨

19、機序列稱為擴頻碼序列。直接序列擴展頻譜通信系統(tǒng)的簡化方框圖參見圖1-5。在直接序列擴頻通信系統(tǒng)中，通常對載波進行相移鍵控（Phase Shift Keying，PSK）調(diào)制。為了節(jié)約發(fā)射功率和提高發(fā)射機的工作效率，擴頻通信系統(tǒng)常采用平衡調(diào)制器。抑制載波的平衡調(diào)制對提高擴頻信號的抗偵破能力也有利。在發(fā)信機端，待傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信號與偽隨機碼(擴頻碼)波形相乘(或與偽隨機碼序列模2加)，形成的復(fù)合碼對載波進行調(diào)制，然后由天線發(fā)射出去。在收信機端，要產(chǎn)生一個和發(fā)信機中的偽隨機碼同步的本地參考偽隨機碼，對接收信號進行相關(guān)處理，這一相關(guān)處理過程通常常稱為解擴。解擴后的信號送到解調(diào)器解調(diào)，恢復(fù)出傳送的信息。 時

20、鐘源 乘法器 調(diào)制器 發(fā)射機 載波 發(fā)生器 偽碼 發(fā)生器 混頻器 本地 振蕩器 時鐘源偽碼 發(fā)生器 調(diào)制器 解調(diào)器 中頻 濾波器數(shù)據(jù)數(shù)據(jù)(a)(b)圖3-3 直接序列擴頻通信系統(tǒng)簡化圖(a) 發(fā)射系統(tǒng)；(b) 接收系統(tǒng)圖3-3為直接序列擴頻通信系統(tǒng)的簡化圖 其中（a）(b)分別為通信系統(tǒng)的發(fā)射系統(tǒng)與接收系統(tǒng)的模塊圖3.4直接序列擴頻系統(tǒng)的matlab仿真3.4.1直接擴頻matlab仿真組成框圖直接序列擴頻的matlab仿真組成框圖如圖3-4-1所示。模2運算模2運算m序列m序列信碼判決電路信碼高斯信道干擾圖3-4-1（a） 直接擴頻仿真組成框圖由圖3-4-1（a）可以看出，在發(fā)送端，信碼為m

21、(t)，其碼元寬度為，偽隨機碼為p(t),其碼元寬度為，進行模2運算后，得到，碼元寬度稱為擴頻出來增益，表示為式(3-1)。 式(12)由于有，所以信碼的頻譜被展寬了，信號在傳輸?shù)倪^程中經(jīng)過AWGN信道，被疊加了高斯白噪聲，同時還受到了干擾信號的影響，最終得到的信號包括“有用信號+高斯白噪聲+干擾”。接收端收到此信號后，經(jīng)過解擴電路，得到，對進行碼元判決，即可得到原始的輸入信號。本次直接序列擴頻通信中的偽隨機序列為m序列，m序列是最長線性移位寄存器的簡稱。圖3-4-1（b）示出的是由n級移位寄存器構(gòu)成的碼序列發(fā)生器示意圖。圖3-4-1（b） m序列發(fā)生器在本次matlab設(shè)計中，PN碼發(fā)生器為

22、6級m序列產(chǎn)生器，本原多項式為1+x+x4，寄存器初始值設(shè)置為1 1 1 0 0 0，根據(jù)m序列發(fā)生器示意圖就可以編寫出m序列。信道傳輸模塊是指傳輸?shù)男盘柦?jīng)過AWGN信道時，不可避免地疊加了高斯白噪聲信號，在本次設(shè)計中，對高斯白噪聲信號的處理，是應(yīng)用信號信噪比，根據(jù)，在已知信號功率譜的條件下，可以得出信道噪聲的功率譜密度函數(shù)2，則P=即為單位信號所疊加上的噪聲的能量，將單位信號的噪聲與白噪聲的概率密度函數(shù)相關(guān)，再與信號相加，即可得到信道傳輸?shù)男盘?。用戶是由rand()函數(shù)產(chǎn)生的隨機碼，并經(jīng)過處理之后成為碼值為1和-1變化的碼序列，為了保證仿真的準確性，取5000個碼元作為每次發(fā)送的信號，同時為

23、了接收電路接收的方便，將信號的碼值變換為0和1，再將信號重復(fù)G次，得到即將擴頻的信號。PN碼發(fā)生器為6級m序列產(chǎn)生器，本原多項式為1+x+x4，寄存器初始值設(shè)置為1 1 1 0 0 0，通過G次輸出，與原信號碼進行模二運算，即可得到擴頻增益為G的擴頻碼輸出。仿真時，每個擴頻chip被疊加一個的干擾，干擾幅值取1和3，取1，n=1,2隨著擴頻chip的序號而改變。在信道傳播的信號在接收端處被加上一個形式為sin(n)的干擾信號。3.4.2直接序列擴頻系統(tǒng)的matlab仿真結(jié)果輸出信噪比計算是數(shù)學(xué)表達式如式(13)所示。 式(13)其中為信碼發(fā)射功率，為噪聲功率，為信源碼，為信宿碼，計算結(jié)果單位為

24、dB。5圖3-4-2就是經(jīng)過matlab仿真之后的圖形，分別為10，30，50倍的擴頻增益下的誤碼率和信噪比的變化曲線。圖3-4-2 擴頻增益與誤碼率關(guān)系曲線由圖3-4-2可以看出，在相同擴頻增益的條件下，系統(tǒng)的誤碼率隨著系統(tǒng)信噪比的增加呈現(xiàn)出對數(shù)形狀的減??；在相同信噪比的情況下，系統(tǒng)的誤碼率隨著系統(tǒng)擴頻增益的增大呈現(xiàn)出直線型的下降，即系統(tǒng)的誤碼率與系統(tǒng)的擴頻增益和信噪比呈負相關(guān)，當系統(tǒng)的擴頻增益足夠大時，系統(tǒng)的誤碼率可以達到0。三、多載波傳輸OFDM技術(shù)3.1 OFDM原理OFDM是多載波調(diào)制的一種。在傳輸過程中，無線信道多是不平坦的，而OFDM是一個具有很多信息的高速數(shù)據(jù)流，那么就必須采取

25、信道中的不平坦處理，才能有效的把數(shù)據(jù)傳輸出去。 OFDM的思想是把傳輸中的數(shù)據(jù)流分成多個部分，把無線信道分成N個信道，而傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流則是分成N條數(shù)據(jù)，在N個信道上分別傳輸。雖然總的信道是不平坦的，具有頻率選擇性，但是每個信道在自己的信道上傳輸，解決了平坦性。這樣不僅有利于增大在傳輸過程中的符號的周期時間，還可以減少碼間的干擾。最重要的一點是，加入了保護間隔，可以最大消除符號間干擾。OFDM是一種特殊的多載波調(diào)制技術(shù)，傳輸?shù)男畔⑼ㄟ^串并轉(zhuǎn)換，在多個子信道上傳輸，不像傳統(tǒng)的調(diào)制在一個時刻只能傳輸一個頻率的信號，OFDM可以在正交的頻率上同時傳送多路信號，能夠充分的利用信道的帶寬。在OFDM系統(tǒng)中，

26、每個傳輸符號速率的大小大約在幾十bit/s到幾十bit/s之間，必須進行串并轉(zhuǎn)換，將輸入的串行比特流轉(zhuǎn)換成可以傳輸?shù)腛FDM符號。因為調(diào)制模式可以自行轉(zhuǎn)換，是可以自適應(yīng)性調(diào)節(jié)的，所以每個子載波的調(diào)制模式可以變化，故串并變換需要分配給每個子載波數(shù)據(jù)段的長度也是不一樣的。在接收端執(zhí)行相反的過程，從各個子載波處傳來的數(shù)據(jù)被轉(zhuǎn)換回原始的串行數(shù)據(jù)。當一個OFDM符號在多徑無線信道中傳輸時，頻率選擇性衰落會導(dǎo)致某幾組子載波受到相當大的衰減，從而引起比特錯誤，這些在信道頻率響應(yīng)上的零點會造成在鄰近的子載波上發(fā)射的信息受到破壞，導(dǎo)致在每個信號中出現(xiàn)一連串的比特錯誤。與一大串錯誤連續(xù)出現(xiàn)的情況比較相比較，大多數(shù)

27、前向糾錯編碼在錯誤分布均勻的情況下會工作得更有效。所以，為了提高系統(tǒng)的性能，大多數(shù)系統(tǒng)采用數(shù)據(jù)加擾作為串并轉(zhuǎn)換工作的一部分。 正交頻分復(fù)用技術(shù)不需要帶通濾波器來分割子載波，DSP技術(shù)的成熟，可以通過快速傅立葉變換來選用那些即使混疊也能夠保持正交的波形。6 3.2 OFDM系統(tǒng)模型 在OFDM中，調(diào)制和解調(diào)是必不可少的。在調(diào)制過程中，有多路子載波，我們對子載波上的信號進行差分相位鍵控調(diào)制方式，簡稱PSK調(diào)制方式。其調(diào)制和解調(diào)原理如下：圖3-2 (a)調(diào)制器原理圖圖3-2(b) 解調(diào)器原理總體來說，OFDM原理即為在發(fā)送端，將數(shù)據(jù)通過編碼，得到有用數(shù)據(jù)，再經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換，將高速數(shù)據(jù)流變?yōu)榈退贁?shù)據(jù)流，

28、分在多信道上傳輸，每個信道上的數(shù)據(jù)各自相互不影響，在快速傅立葉逆變換的作用下，再經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換后得到數(shù)據(jù)流，插入循環(huán)前綴，進行數(shù)模轉(zhuǎn)換后，得到模擬信號，調(diào)制到信道中進行傳輸；在接收端，首先經(jīng)過解調(diào)，再進行模數(shù)變換，得到數(shù)字信號后進行傅立葉變換，得到數(shù)據(jù)。如圖3-2(c)。 圖3-2(c) OFDM原理框圖 3.3 OFDM的系統(tǒng)建模與matlab仿真3.3.1 參數(shù)設(shè)置子載波數(shù)200FFT長度512循環(huán)后綴長度20窗函數(shù)滾降系數(shù)1/32信噪比為15db信道數(shù)9調(diào)制方式16QAM保護間隔長度1283.3.2仿真結(jié)果輸出此時經(jīng)計算誤碼率bit_error_count =11ber =0.00183-

29、3-2（a）不同M值對應(yīng)的比特率與單載波的比較從上圖中可以看出不同M值對誤碼率的影響是不同的，與單載波相比較在信噪比較小的情況下不同M值對誤碼率的影像不明顯，但在較大信噪比情況下M值較大誤碼率越低，且任何一種OFDM仿真的誤碼率皆低于單載波調(diào)制。四三種抗多徑技術(shù)的仿真結(jié)果比較圖4-1 三種抗多徑技術(shù)在同一信道下的結(jié)果比較 在同一多徑信道下采用16QAM調(diào)制方式時三種抗多徑技術(shù)誤碼率隨信噪比的影響，4.2單載波頻域均衡與OFDM比較單載波頻域均衡與OFDM的共同之處在于：1）都是基于分塊傳輸?shù)募夹g(shù)，都采用循環(huán)前綴來消除IBI；2）都采用FFT/IFFT運算；第一點使得在每個數(shù)據(jù)塊的處理時間內(nèi)，數(shù)

30、據(jù)矢量具有周期性，這樣信號矢量與信道矢量的線性卷積等同于圓周卷積，也就是信道傳輸矩陣呈現(xiàn)循環(huán)特性。第二點保證了信號處理復(fù)雜度的降低，同時由于頻域信道矩陣呈現(xiàn)簡單的對角特性，OFDM 的信道均衡和單載波頻域線性均衡系統(tǒng)的均衡處理都是基于數(shù)據(jù)塊的簡單乘法，不需要復(fù)雜的非對角陣求逆操作，因此二者在復(fù)雜度上大大優(yōu)于傳統(tǒng)的單載波時域均衡系統(tǒng)。OFDM系統(tǒng)與單載波頻域線性均衡系統(tǒng)的主要差別在于IFFT模塊的位置和作用： 在OFDM系統(tǒng)中IFFT模塊位于發(fā)射端，作用是將數(shù)據(jù)復(fù)用到并行的子載波上。而在單載波頻域均衡系統(tǒng)中，IFFT模塊位于接收端，作用是將經(jīng)過均衡的信號變換回時域。對于相同的FFT長度，二者的信

31、號處理復(fù)雜度相同。7在抗頻率選擇性衰落的機理上，OFDM 是發(fā)端并行傳輸，收端并行處理，降低符號速率降低從而減小了相對時延擴展，適合于多徑時延擴展很嚴重的頻率選擇性衰落信道；單載波頻域均衡系統(tǒng)是發(fā)端串行傳輸，收端并行處理，發(fā)射的符號速率并沒有降低，沒有改變相對時延擴展，適合于多徑時延擴展不是很嚴重的信道。單載波頻域均衡系統(tǒng)通過增加均衡器階數(shù)來補償由于頻率選擇性衰落造成的ISI，但是這種均衡器的復(fù)雜度并不像傳統(tǒng)的時域均衡器那樣隨著時延擴展的增加而線性上升，由于巧妙利用了信道矩陣在頻域呈現(xiàn)的對角特性以及FFT的快速算法，頻域線性均衡器的復(fù)雜度隨著時延擴展的增加僅僅以對數(shù)律增加。單載波頻域均衡與OF

32、DM的峰均比對比與 OFDM系統(tǒng)相比，單載波頻域均衡系統(tǒng)由于不存在多個載波，因此大大優(yōu)于多個獨立子載波疊加的OFDM系統(tǒng)。表1給出了相應(yīng)的峰均比結(jié)果對比，其中。表1 峰均比對比結(jié)果可以看到 ，即使在PSK調(diào)制方式下，OFDM系統(tǒng)的峰均比仍然達到18dB，而單載波系統(tǒng)僅僅在1dB左右；在16QAM調(diào)制方式下，OFDM的峰均比更是超過20dB，而單載波系統(tǒng)僅僅在3.5dB左右。單載波頻域均衡系統(tǒng)的峰均比相比OFDM系統(tǒng)有極大的改善。1.2.4 單載波頻域均衡與OFDM對載波頻偏和相位噪聲的敏感度對比單載波頻域均衡系統(tǒng)對于相位噪聲和載波頻偏的敏感度也低于OFDM系統(tǒng)。這是由于在OFDM系統(tǒng)中，相位噪聲和載波頻偏的影響有兩個效果：第一，破壞了各個子載波之間的正交性，從而產(chǎn)生子載波間干擾ICI，第二，作為乘性干擾降低了信號的幅度。而在單載波系統(tǒng)中，相位噪聲和載波頻偏只是作為一種乘性噪聲存在，并不產(chǎn)生符號間干擾。比較二者對相位噪聲、載波頻偏的敏感度。在存在載波頻偏和相位噪聲的情況下，信噪比定義為： （16）其中，是由于載波頻偏和相位噪聲引入的干擾項。由于載波頻偏引起的信噪比的損失量定義為： （17）其中，上式中第一項表示載波頻偏和相位噪聲相當于一種乘性噪聲導(dǎo)致信號幅度的降低，第二項表示由