畢業(yè)設(shè)計報告正文用MOSFET設(shè)計大功率的可調(diào)直流電源

1、大學(xué)畢業(yè)設(shè)計說明書 1 前言在信息化的今天，電源的用處無出不在，在不同的場合需要不同性質(zhì)的電源，隨著新型功率器件的出現(xiàn)，脈寬調(diào)制（PWM）電路、各種各樣的零電壓、零電流變換的拓?fù)潆娐返玫綇V泛應(yīng)用。電源產(chǎn)品更加小型化、集成化、智能化、高效率、高可靠。電源包括電子電源和化學(xué)物理電源，電子電源就是對公用電網(wǎng)或某種電能進行變換和控制，向各種用電負(fù)載提供優(yōu)質(zhì)電能的供電設(shè)備，有A-C變換，D-C變換。電子電源涉及的范圍有多大，業(yè)內(nèi)人士說法不一，為了敘述方便，以下簡稱電源。電源可以分為開關(guān)電源和UPS，變頻電源、電解電鍍電源、焊接電源、感應(yīng)加熱電源、充電電源、霓虹燈和照明電源、航空航天和軍用電源等。隨著晶閘

2、管、晶體管技術(shù)和產(chǎn)品的發(fā)展，電子管直流電源，磁飽和式交流電源逐漸被淘汰，晶閘管電源、晶體管電源、磁放大式交流穩(wěn)壓電源得到迅速發(fā)展，占據(jù)了電源市場的統(tǒng)治地位。全控功率器件的出現(xiàn)促進了電源技術(shù)的極大發(fā)展。GTO可使兆瓦級的逆變電源設(shè)計簡化，可取代需要強迫換流的晶閘管，目前仍在電源中廣泛應(yīng)用。功MOSFET的出現(xiàn)，構(gòu)成了高頻電力電子技術(shù)，開關(guān)頻率可達100KHz以上，并可并聯(lián)大電流輸出。IGBT是MOS輸入、雙極性輸出的復(fù)合型功率器件，工作頻率與GTR相當(dāng)，其電壓定額較高。隨著經(jīng)濟的發(fā)展和科學(xué)技術(shù)的進步，節(jié)約能源、保護環(huán)境已被社會各界所重視。電源是節(jié)約能源的重要環(huán)節(jié)，經(jīng)過電力電子和電源技術(shù)處理之后的

3、電力供應(yīng)，節(jié)能效果明顯。例如，家用電器的待機損耗，人們往往不重視，這個耗電相當(dāng)驚人。據(jù)美國統(tǒng)計，在美國這種損耗每年35-54億美元，德國環(huán)保機構(gòu)調(diào)查，在德國這種損耗每年23億美元，超過柏林全年用電總和。采用新的節(jié)能芯片之后，可把5-10W的待機損耗降到1-2W，甚至0.1-0.5W。電子鎮(zhèn)流器是個很小的產(chǎn)品，不但中國的內(nèi)地很多單位研究，香港、臺灣，甚至一些國外機構(gòu)都在研究，由于它應(yīng)用范圍廣闊，一旦好的產(chǎn)品推出之后，就會產(chǎn)生很大的節(jié)能效果和經(jīng)濟效益。變頻調(diào)速得到廣泛應(yīng)用，近年來變頻空調(diào)發(fā)展很快，變頻空調(diào)不僅能帶來舒適的生活環(huán)境，節(jié)電可達30%以上。2 總體方案設(shè)計：方案一：整流濾波電 路MOS管

4、電 路 緩沖電路單片機控制電路驅(qū)動電路過流過壓保護輸出整流濾 波 圖2.1方案一的框圖在這種方案中，通過變壓器將市電220V的交流電接入后變成300V的直流電壓，為了防止過流，采用的保險管做過流保護，再經(jīng)單相橋式整流電路整流成IRFP460 MOS管（正常電流是20A，瞬間電壓可達80A）所要的電流，而采用RCD緩沖電路是為了避免MOSFET在很短的時間經(jīng)受過大的di/dt。，因為主電路電壓均為高電壓、大電流情況，而控制單元為弱電電路，所以它們之間必須采取光電隔離措施，以提高系統(tǒng)抗干擾措施，可采用帶光電隔離的MOSFET驅(qū)動芯片TLP250。光耦TLP250是一種可直接驅(qū)動小功率MOSFET和

5、 IGBT的功率型光耦，由日本東芝公司生產(chǎn)，其最大驅(qū)動能力達15A。選用TLP250光耦既保證了功率驅(qū)動電路與PWM脈寬調(diào)制電路的可靠隔離，又具備了直接驅(qū)動MOSFET的能力，使驅(qū)動電路特別簡單。輔助電路是整流濾波后通過7824后接在TLP250的2腳上，給TLP250提供電壓,TLP250輸出PWM控制信號給MOS管，在驅(qū)動電路和MOS管之間采用軟啟動，為了避免在驅(qū)動電路驅(qū)動時瞬間電壓過大燒壞MOS管。方案二：EMI濾波電路整流濾波電路MOS管及緩沖電路輸出整流濾波單片機控制電路驅(qū)動電路過流過壓保護 圖2.2 方案二的框圖220V交流電壓經(jīng)過EMI濾波及整流濾波后，得到約300V的直流電壓加

6、到橋式變換器上，用脈寬調(diào)制電路產(chǎn)生的雙列脈沖信號去驅(qū)動功率MOS管。本系統(tǒng)采用門極可關(guān)斷功率全控式電力電子器件MOS管，改變其負(fù)載兩端的直流平均電壓的調(diào)制方法采用脈沖調(diào)寬的方式，即主開關(guān)通斷的周期T保持不變，而每次通電時間t可變。實際上就是利用自關(guān)斷器件來實現(xiàn)通斷控制，將直流電源電壓斷續(xù)加到負(fù)載上，通過通、斷的時間變化來改變負(fù)載電壓平均值，亦稱直流一直流變換器。驅(qū)動芯片采用EXB841，通過單片機控制輸出觸發(fā)脈沖，控制MOS管的通斷，從而改變輸出功率的大小。 方案比較：通過比較，兩種方案在主電路上比較相似，主要在驅(qū)動芯片的選擇以及驅(qū)動電路上有所不同。選用TLP250光耦既保證了功率驅(qū)動電路與P

7、WM脈寬調(diào)制電路的可靠隔離，又具備了直接驅(qū)動MOSFET的能力，使驅(qū)動電路特別簡單。而EXB841無降柵壓保護功能 其軟關(guān)斷時間無法調(diào)節(jié)。由于其關(guān)斷時的反壓僅為固定的5V，EXB841速度太慢，最大開關(guān)頻率只能達到40-50kHz，所以很可能使被驅(qū)動的MOS管關(guān)斷慢或不可靠。EXB841該穩(wěn)壓管封裝在其內(nèi)部，常因穩(wěn)壓管的損壞而使EXB841失效。3 單元模塊：3.1整流電路3.1.1整流電路介紹整流電路的作用是將交流電壓變換為單向脈動電壓的電路，整流元件是具有導(dǎo)電能力的二極管或晶閘管。3.1.2整流電路的基本結(jié)構(gòu) 在本次設(shè)計中采用單相橋式全控整流電路，單相整流應(yīng)用較多的是單相橋式全控

8、整流電路（Single Phase Bridge Controlled rectifier），如圖3.1所示，所接負(fù)載為電阻負(fù)載，下面重點分析這種情況。圖3.1 單相橋式整流電路1.帶電阻負(fù)載的工作情況在單相橋式全控整流電路中，晶閘管和組成一對橋臂，和組成另一對橋臂。在u2正半周（即a點電位高于b點電位），若4個晶閘管均不導(dǎo)通，負(fù)載電流i為零，ud也為零，、串聯(lián)承受電壓u2，設(shè)和的漏電阻相等，則各承受u2的一半。若在觸發(fā)角a處給和加觸發(fā)脈沖，和即導(dǎo)通，電流從電源a端經(jīng)、R、流回電源b端。當(dāng)u2過零時，流經(jīng)晶閘管的電流也降到零，VT1和關(guān)斷。在u2負(fù)半周，仍在觸發(fā)角a處觸發(fā)和（VT2和的a=0位

9、于wt=處），和導(dǎo)通，電流從電源b端流出，經(jīng)、R、流回電源a端。到u2過零時，電流又降為零，和關(guān)斷。此后又是和導(dǎo)通，如此循環(huán)地工作下去，整流電壓ud和晶閘管、兩端電壓波形分別如圖所示。晶閘管承受的最大正向電壓和反向電壓分別為和。由于在交流電源的正負(fù)半周都有整流輸出電流流過負(fù)載，故該電路為全波整流。在u2一個周期內(nèi)，整流電壓波形脈動2次，脈動次數(shù)多于半波整流電路，該電路屬于雙脈波整流電路。變壓器二次繞組中，正負(fù)兩個半周期電流方向相反且波形對稱，平均值為零，即直流分量為零，如圖3.2所示，不存在變壓器直流磁化問題，變壓器繞組的利用率也高。整流電壓平均值為： （式3.1）當(dāng)=0時，=0.9。=180

10、°時，=0?？梢?，角的移相范圍為180°。向負(fù)載輸出的直流電流平均值為： （式3.2）晶閘管、和、輪流導(dǎo)電，流過晶閘管的電流平均值只有輸出直流電流的平均值的一半，即：為選擇晶閘管、變壓器容量、導(dǎo)線截面積等定額，需要考慮發(fā)熱問題，為此需計算電流有效值。流過晶閘管的電流有效值為： （式3.3）變壓器二次電流有效值與輸出直流電流有效值I相等，為 （式3.4）由上兩式可見 （式3.5）不考慮變壓器的損耗時，要求變壓器的容量為。圖3.2 單相橋式全控整流波形2.帶阻感負(fù)載的工作情況電路如圖，假設(shè)電路已u2工作在穩(wěn)態(tài)。圖3.3 單相橋式全控整流電流帶阻感負(fù)載時的電路在u2正半周期，觸發(fā)

11、器角處給晶閘管和加觸發(fā)脈沖使其開通，ud= u2.負(fù)載中的有電感存在使負(fù)載電流不能突變，電感對負(fù)載電流起平波作用，假設(shè)負(fù)載電感很大，負(fù)載電流id連續(xù)且波形近似為一水平線，其波形如圖所示。u2過零變負(fù)時，由于電感作用晶閘管和中仍有電流id，并不關(guān)斷。至?xí)r刻，給和加觸發(fā)脈沖，因和本已承受正電壓，故兩管導(dǎo)通。和導(dǎo)通后，u2通過和分別向和施加反向電壓使和的電流迅速移到和上，如此循環(huán)下去，ud 波形如圖3.4所示，其平均值為 （式3.6） 當(dāng)=0時，=0.9。=90°時，=0?？梢姡堑囊葡喾秶鸀?0°。圖3.4 單相橋式全控整流電流帶阻感負(fù)載時的電路及波形單相橋式全控整流電路阻感負(fù)

12、載時，晶閘管和兩端的電壓波形如圖3.4所示，晶閘管承受的最大正反向電壓為。晶閘管導(dǎo)通角和無關(guān)，均為180°其電流波形如圖3.4所示，平均值和有效值分別為：和。 （式3.7）變壓器二次電流的波形為正負(fù)各180°的矩形波，其相位由角決定，有效值。3.2場效應(yīng)晶閘管MOSFET3.2.1場效應(yīng)晶體管介紹MOSFET是Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor(金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)的縮寫，即以金屬層（M）的柵極隔著氧化層（O）利用電場的效應(yīng)來控制半導(dǎo)體（S）的場效應(yīng)晶體管。功率場效應(yīng)晶體管也分為結(jié)型和絕緣柵型，但通常

13、主要指絕緣柵型中的 MOS型(Metal Oxide Semiconductor FET)，簡稱功率MOSFET(Power MOSH )。結(jié)型功率場效應(yīng)晶體管一般稱作靜電感應(yīng)晶體管(Static Induction Transistor，SIT)，其特點是用柵極電壓來控制漏極電流，驅(qū)動電路簡單、需要的驅(qū)動功率小、開關(guān)速度快 、工作頻率高、熱穩(wěn)定性優(yōu)于 GTR，但其電流容量小、耐壓低 ，一般只適用于功率不超過 10kW 的電力電子裝置。功率MOSFET是用柵極電壓來控制漏極電流的，因此它的第一個顯著特點是驅(qū)動電路簡單，需要的驅(qū)動功率??；其第二個顯著特點是開關(guān)速度快，工作頻率高，但是在常溫下，電

14、力MOSFET電流容量小，耐壓低，開關(guān)損耗嚴(yán)重，一般只適用于功率不超過10千瓦的電力電子裝置，電力MOSFET兩個重要參數(shù)通態(tài)阻抗和閥值電壓的的溫度效應(yīng)。 3.2.2功率MOSFET的結(jié)構(gòu)和工作原理MOSFET種類和結(jié)構(gòu)比較繁多，按導(dǎo)電溝道可分為P溝道和N溝道。當(dāng)柵極電壓為零時漏源極之間就存在導(dǎo)電溝道的稱為耗盡型；對于N（P）溝道器件，柵極電壓大于（小于）零才存在導(dǎo)電溝道的稱為增強型。在電力MOSFET中，主要是N溝道增強型。 功率MOSFET在導(dǎo)通時只有一種極性載流子（多子）參與導(dǎo)電，是單極型晶體管。其導(dǎo)電機理與小功率MOS管相同，但結(jié)構(gòu)上有較大區(qū)別。小功率MOS管是一次擴散形成的器件，其導(dǎo)

15、電溝道平行于芯片表面，是橫向?qū)щ娖骷６壳半娏OSFET大都采用了垂直導(dǎo)電結(jié)構(gòu)，所以又稱為VMOSFET（Vertical MOSFET）這大大提高了MOSFET器件的耐壓和耐電流能力。按垂直導(dǎo)電結(jié)構(gòu)的差異，電力MOSFET又分為利用V形槽實現(xiàn)垂直導(dǎo)電的VVMOSFET（Vertical V-groove MOSFET）和具有垂直導(dǎo)電雙擴散MOS結(jié)構(gòu)的VDMOSFET（Vertical Double-diffused MOSFET）。這里主要以VDMOSFET器件為例進行討論。功率MOSFET（也稱電力MOSFET）也是多元集成結(jié)構(gòu)，一個器件由許多個MOSFET元組成。每個元的形狀和排列方

16、法，不同的生產(chǎn)廠家采用不同的設(shè)計，因而對其產(chǎn)品取了不同的名稱。如圖3.5所示，給出了N溝道增強型VDMOS中的一個單位的截面。功率MOSFET的電氣圖形符號如圖3.5所示。圖3.5 功率MOSFET的結(jié)構(gòu)和電氣圖形符號當(dāng)漏極接電源正端，源極接電源負(fù)端，柵極和源極間電壓為零時，P基區(qū)與N漂移區(qū)之間形成的PN結(jié)J1反偏，漏極之間無電流流過。如果在柵極和源極間加一正電壓UGS，由于柵極是絕緣的，所以并不會有柵極電流流過。但柵極的正電壓卻會將其下面的P區(qū)中的空穴推開，而將P區(qū)中的少子電子吸引到柵極下面的P區(qū)中表面。當(dāng)UGS大于某一電壓值UT時，柵極下P區(qū)表面的電子濃度將超過空穴濃度，從而使P型半導(dǎo)體反

17、型而成N型半導(dǎo)體，形成反型層，該反型層形成N溝道而使PN結(jié)J1消失，漏極和源極導(dǎo)電。電壓UT稱為開啟電壓（或閥值電壓），UGS超過UT越多，導(dǎo)電能力越強，漏極電流ID越大。3.2.3功率MOSFET的基本特性（1）靜態(tài)特性 漏極電流ID和柵源間電壓UGS的關(guān)系反映了輸入電壓和輸出電流的關(guān)系，稱為MOSFET的轉(zhuǎn)移特性，如圖3.6所示，從圖中可知，ID較大時，ID與UGS的關(guān)系近似線性，曲線的斜率被定義為MOSFET的跨導(dǎo)Gfs，即：圖3.6 MOSFET的轉(zhuǎn)移特性和輸出特性MOSFET是電壓控制型器件，其輸入阻抗極高，輸入電流非常小。如圖3.6所示是MOSFET的漏極伏安特性。從圖中同樣可以看

18、到我們所熟悉的截止區(qū)、飽和區(qū)、非飽和區(qū)三個區(qū)域。這里飽和和非飽和的概念與GTR不同，飽和是指漏極電壓增加時漏極電流不再增加，非飽和是指漏極電壓增加時漏極電流相應(yīng)增加。電力MOSFET工作在開關(guān)狀態(tài)，即在截止區(qū)和非飽和區(qū)之間來回轉(zhuǎn)換。由于MOSFET本身結(jié)構(gòu)所致，在其漏極和源極之間形成了一個與之反向并聯(lián)的寄生二極管，它與MOSFET構(gòu)成了一個不可分割發(fā)整體，使得在漏、源極間加反向電壓時器件導(dǎo)通。因此，使用電力MOSFET時應(yīng)注意這個寄生二極管的影響。功率MOSFET的通態(tài)電阻具有正溫度系數(shù)，這一點對器件并聯(lián)時的均流有利。（2）動態(tài)特性 用圖所示電路來測試電力MOSFET的開關(guān)特性。圖中up為矩形

19、脈沖電壓信號源Rs（波形如圖3.7（b） 圖3.7 功率MOSFET的開關(guān)過程開通延遲時間td(on) 是指up前沿時刻到UGS=UT并開始出現(xiàn)iD的時刻間的時間段； 上升時間tr 是指 UGs從UT上升到 MOSFET進入非飽和區(qū)的柵壓 UGsP的時間段； iD的穩(wěn)態(tài)值由漏極電源電壓UE和漏極負(fù)載電阻決定。UGsP的大小和iD的穩(wěn)態(tài)值有關(guān)，UGs達到UGsP后，在up作用下繼續(xù)升高直至達到穩(wěn)態(tài)，但iD已不變。 開通時間ton，指開通延遲時間與上升時間之和。 關(guān)斷延遲時間 td(off)，指up降到零起，Gin通過 Rs和 RG 放電，UGs按指數(shù)曲線下降到UGsP時, iD開始減小為零的時間

20、段。下降時間 tf，指UGs從UGsP繼續(xù)下降起，iD減小，到UGs<UT時溝道消失，iD下降到零為止的時間段。 關(guān)斷時間td(off)，指關(guān)斷延遲時間和下降時間之和。 (3)M0SFET的開關(guān)速度 MOSFET的開關(guān)速度和Cin充放電有很大關(guān)系，使用者無法降低 Cin，但可降低驅(qū)動電路內(nèi)阻Rs，以減小時間常數(shù) ，加快開關(guān)速度，MOSFET只靠多子導(dǎo)電，不存在少子儲存效應(yīng)，因而關(guān)斷過程非常迅速，開關(guān)時 間在10l00ns之間，工作頻率可達 l00kHz以上，是主要功率電子器件中最高的。場控器件靜態(tài)時幾乎不需輸入電流。但在開關(guān)過程中需對輸入電容充放電，仍需一定的驅(qū)動功率。開關(guān)頻率越高，所需

21、要的驅(qū)動功率越大。因為MOSFET存在輸入電容Cin，所以當(dāng)脈沖電壓up的前沿到來時，Cin有充電過程，柵極電壓UGS呈指數(shù)曲線上升，如圖所示。當(dāng)UGS上升到開啟電壓UT時，開始出現(xiàn)漏極電流iD。從up前沿時刻到UGS=UT并開始出現(xiàn)iD的時刻，這段時間稱為開通延遲時間td(on)。此后，iD隨uGS的上升而上升。uGS從開啟電壓上升到MOSFET進入飽和區(qū)的柵極UGSP這段時間稱為上升時間tr，這時相當(dāng)于GTR的臨界飽和，漏極電流iD也達到穩(wěn)態(tài)值。iD穩(wěn)定值由漏極電源電壓UE和漏極負(fù)載電阻決定，UGSP的大小和iD穩(wěn)態(tài)值有關(guān)。UGS的值達到UGSP后，在脈沖信號源up的作用下繼續(xù)升高直至達到

22、穩(wěn)態(tài)，但iD已不再變化，相當(dāng)于GTR處于深飽和。MOSFET的開通時間ton為開通延遲時間與上升時間之和，即ton= td(on)+ tr當(dāng)脈沖電壓up下降到零時，柵極輸入電容Cin通過信號源內(nèi)阻Rs和柵極電阻RG（ >>Rs）開始放電，柵極電壓uGS按指數(shù)曲線下降到UGSP時，漏極電流iD才開始減小，到圖3.8 功率MOSFET的結(jié)構(gòu)及其等效電路從上面的開關(guān)過程可以看出，MOSFET的開關(guān)速度和其輸入電容的充放電有很大關(guān)系。使用者雖然無法降低Cin的值，但可以降低柵極驅(qū)動電路的內(nèi)阻Rs，從而減小柵極回路的充放電時間常數(shù)，加快開關(guān)速度。通過以上討論還可以看出，由于MOSF

23、ET只靠多子導(dǎo)電，不存在少子存儲效應(yīng)，因而其關(guān)斷過程是非常迅速的。MOSFET的開關(guān)時間在10100ns之間，其工作頻率可以達到100KHz以上，是主要電力電子器件中最高的。功率MOSFET是場控器件，在靜態(tài)時幾乎不需要輸入電流。但是，在開關(guān)過程中需要對輸入電容放電，仍需要一定的驅(qū)動功率。開關(guān)頻率越高，所需要的驅(qū)動功率越大。3.2.4電力MOSFET的主要參數(shù)除前面已涉及到的跨導(dǎo)Gfs、開啟電壓UT以及開關(guān)過程中的各時間參數(shù)td(on)和tf之外，電力MOSFET還有以下主要參數(shù)：（1） 漏極電壓UDs 這是標(biāo)稱電力MOSFET電壓額定的參數(shù)。（2） 漏極直流電流ID和漏極脈沖電流幅值IDM

24、這是標(biāo)稱電力MOSFET電流定額的參數(shù)。（3） 柵源電壓UGS 柵源之間的絕緣層很薄，|UGS|20V將導(dǎo)致絕緣層擊穿。（4） 極間電容 MOSFET的三個電極之間分別存在極間電容CDS、CGD和CDS。一般生產(chǎn)廠家提供的是漏源極短路時的輸入電容Ciss、共源極輸出電容Coss和反向轉(zhuǎn)移電容Crss。它們之間的關(guān)系是 Ciss= CDS + CGD （式3.8） Crss =CGD （式3.9） Coss=CGD + CDS （式3.10）前面提到的輸入電容可以近似用代替。這些電容都是非線性的。漏源間的耐壓、漏極最大允許電流和最大散耗功率都決定了電力MOSFET的安全工作區(qū)。一般來說，電力MO

25、SFET不存在二次擊穿問題，這是它的一大優(yōu)點。在實際使用中，仍應(yīng)注意留適當(dāng)?shù)脑Ａ?。MOSFET功率損耗分析 為減小濾波電容和磁性元件的尺寸，目前SMPS大多選用高速開關(guān) MOSFET作為開關(guān)器件，以使 SMPS在較高的頻率上工作。MOSFET在電路中工作所產(chǎn)生的損耗主要包括導(dǎo)通損耗(Pc)、柵極電荷損耗(Pg-c )和渡越損耗(Pt )三個方面。 (1)導(dǎo)通損耗 該損耗的定義為在 MOSFET導(dǎo)通期間，其漏一源極之間所產(chǎn)生的損耗。導(dǎo)通損耗可利用下式計算： Pc = Lds (on )·RDS(on ) (式3.11) 式中，R ds (on )與柵一源極之間的驅(qū)動電壓 s和結(jié)溫密切相

26、關(guān)。 (2)柵極電荷損耗 柵極電荷損耗的定義為柵極電容Ciss充電和放電期間所產(chǎn)生的損耗，可用下式計算： Pg-c = VGSQgfsw (式3.12) 式中，Qg為在VGS下的總柵極電荷，fsw為開關(guān)頻率。 (3)渡越損耗 該損耗的定義為在開通的MOSFET關(guān)斷或關(guān)斷的 MOSFET導(dǎo)通過渡期間，在漏一源極之間所產(chǎn)生的損耗。計算該損耗可通過計算在 MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷時，由VDS(t)與IDS(t)交疊而成的三角形面積得到： (式3.13)從以上三式可知，欲減小 M0SFET的開關(guān)損耗，必須降低RDS(on )和Qg，減小渡越時間。同時發(fā)現(xiàn)，盡管提高工作頻率有利于提高SMPS密度，但會增大

27、 M0SFET的開關(guān)損耗，這與提高效率是相矛盾的。在工作頻率選定之后，MOSFET的損耗主要取決于通態(tài)電阻和柵極電荷的大小。3.3緩沖電路3.3.1緩沖原理電力電子器件的緩沖電路（Snubber Circuit）又稱吸收電路，它是電力電子器件的一種重要的保護電路，其作用是抑制電力電子器件的內(nèi)因過電壓、du/dt或者過電流和di/dt，減少器件的開關(guān)損耗，不僅用于半控型器件的保護，而且在全控型器件（如GTR、GTO、功率MOSFET和IGBT等）的應(yīng)用技術(shù)中，起著更重要的作用。電路中器件的損壞，一般都是在器件在開關(guān)過程中遭受了過大的di/dt、du/dt或瞬時功耗的沖擊而造成的。緩沖電路的作用就

28、是改變器件的開關(guān)軌跡，控制各種瞬態(tài)時的過電壓，以降低器件開關(guān)損耗來確保器件的安全。 緩沖電路的功能有抑制和吸收兩個方面，因此圖3.9（a）是這種電路的基本結(jié)構(gòu)，串聯(lián)的LS用于抑制di/dt的過量，并聯(lián)的CS用于吸收器件上的過電壓，即器件在關(guān)斷時CS通過快速二極管DS充電，吸收器件上出現(xiàn)的過電壓能量，由于電容電壓不會躍變，限制了重加dv/dt。當(dāng)器件開通時CS上的能量經(jīng)RS泄放。對于工作頻率較高、容量較小的裝置，為了減小損耗，圖3.9（a）中的RLCD電路，可以簡化為圖3.9（b）的形式。裝置由RCD網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的緩沖電路普遍用于GTR、GTO、功率MOSFET及IGBT等電力電子器件的保護。圖3.

29、9(b)所示的緩沖電路是上述基本RCD緩沖電路的簡化或演變。如圖3.9（b）所示，它們既可用于逆變器中MOSFET模塊的保護，也適用于其他電力電子器件的緩沖保護，但其性能有所不同。 圖（a） 圖 (b)圖3.9 兩種簡單的緩沖電路晶閘管開通時，為了防止過大的電流上升率而燒壞器件，往往在主電路中串入一個扼流電感，以限制過大的di/dt，所串電感及其配件組成了開通緩沖電路，或稱串聯(lián)緩沖電路。晶閘管關(guān)斷時，電源電壓突加在管子上，為了抑制瞬時過電壓和過大的電壓上升率，以防止晶閘管內(nèi)部流過過大的結(jié)電容電流而誤觸發(fā)，因此在晶閘管兩端并聯(lián)一個RC網(wǎng)絡(luò)，構(gòu)成關(guān)斷緩沖電路，或稱并聯(lián)緩沖電路。3.3.2緩沖電路分

30、類緩沖電路可分為關(guān)斷緩沖電路和開通緩沖電路。關(guān)斷緩沖電路又稱為du/dt抑制電路，用于吸收器件的關(guān)斷過電壓和換相過電壓，抑制du/dt，減少關(guān)斷損耗。開通緩沖電路又稱為di/dt抑制電路，用于抑制器件開通時的電流過沖和di/dt，減少器件的開通損耗。可將關(guān)斷緩沖電路和開通緩沖電路結(jié)合在一起，稱其為復(fù)合緩沖電路。還可以用另外的分類方法：緩沖電路中儲能元件的能量如果消耗在其吸收電阻上，則稱其為耗能式緩沖電路；如果緩沖電路能將其儲能元件的能量回饋給負(fù)載或電源，則成其為饋能式緩沖電路，或稱為無損吸收電路。圖(a)di/dt抑制電路和充放電型RCD緩沖電路圖（b）di/dt抑制電路和充放電型RCD緩沖電

31、路波形圖3.10 di/dt抑制電路和充放電型RCD緩沖電路及波形如無特殊說明，通常緩沖電路專指關(guān)斷緩沖電路，而將開通緩沖叫做di/dt抑制電路，如圖3.10(a)給出了一種緩沖電路和di/dt抑制電路的電路圖。圖3.10(b)給出在無緩沖電路的情況下，絕緣柵雙極晶體管V開通時電流迅速上升，di/dt很大，關(guān)斷時du/dt很大，并出現(xiàn)很高的過電壓。在有緩沖電路的情況下，V開通時緩沖電容Cs先導(dǎo)通Rs向V放電，使電流iC先上一個臺階，以后因為有di/dt抑制電路的Li，iC的上升速度減慢。Ri、VDi是在V關(guān)斷時為Li中的磁場能量提供放電回路而設(shè)置的。在 V關(guān)斷時，負(fù)載電流通過VDs向Cs分流，

32、減輕了V的負(fù)擔(dān)，抑制了du/dt和過電壓。因為關(guān)斷時電路中（含布線）電感的能量要釋放，所以還會出現(xiàn)一定的過電壓。 圖3.11 關(guān)斷時的負(fù)載線如圖3.11所示，關(guān)斷時的負(fù)載曲線。關(guān)斷前的工作點A點。無緩沖電路時，uCE迅速上升，在負(fù)載L上的感應(yīng)電壓使續(xù)流二極管VD開始導(dǎo)通，負(fù)載線從A移動到B，之后iC才下降到漏電流的大小，因此負(fù)載線隨之移動到C。有緩沖電路時，由于CS的分流使Ic在UCE開始上升的同時就下降，因此負(fù)載線經(jīng)過D到達C。可以看出，負(fù)載線在到達B時很可能超出安全區(qū)，使V受到損壞，而負(fù)載線ADC是很安全的。而且，ADC經(jīng)過的都是小電流、小電壓區(qū)域，器件的關(guān)斷損耗也比無緩沖電路時大大降低。

33、 圖3.10（a）所示的緩沖電路被稱為充放電型RCD緩沖電路，使用于中等容量的場合。下圖3.12給出了另外兩種常用的緩沖電路形式。其中RC緩沖電路主要用于小容量器件，而放電阻止型RCD緩沖電路用于中或大容量器件。a)RC吸收電路b)放電阻止型RCD吸收電路圖3.12 另外兩種常用的緩沖電路緩沖電容CS 和吸收電阻Rs的取值可用實驗方法確定，或參考有關(guān)的工程手冊。吸收二極管VDs必須選用快恢復(fù)二極管，其額定電流應(yīng)不小于主電路器件額定電流的1/10。此外，應(yīng)盡量減少線路的電感，且應(yīng)選用內(nèi)部電感小的吸收電容。在中小容量場合，若線路電感較小，可只在直流側(cè)總的設(shè)一個du/dt抑制電路，對IGBT甚至可以

34、僅并聯(lián)一個吸收電容。在1/2或1/3額定電流以下的區(qū)段，通態(tài)壓降具有負(fù)的溫度系數(shù)，在以上區(qū)域則具有正溫度系數(shù)。并聯(lián)使用時也具有電流的自動均衡能力，易于并聯(lián)。晶閘管在實際應(yīng)用中一般只承受換相過電壓，沒有關(guān)斷過電壓問題，關(guān)斷時也沒有較大的du/dt，因此一般采用RC吸收電路即可。3.4驅(qū)動電路3.4.1 MOS管驅(qū)動電路功率 MOSFET是電壓型驅(qū)動器件，沒有少數(shù)載流子的存貯效應(yīng)，輸入阻抗高，因而開關(guān)速度可以很高，驅(qū)動功率小，電路簡單。但功率 MOSFET的極間電容較大，輸入電容CISS輸出電容COSS和反饋電容CRSS與極間電容的關(guān)系可表述為：功率 MOSFET的柵極輸入端相當(dāng)于一個容性網(wǎng)絡(luò)，它

35、的工作速度與驅(qū)動源內(nèi)阻抗有關(guān)。由于CISS的存在，靜態(tài)時柵極驅(qū)動電流幾乎為零，但在開通和關(guān)斷動態(tài)過程中，仍需要一定的驅(qū)動電流。假定開關(guān)管飽和導(dǎo)通需要的柵極電壓值為UGS，開關(guān)管的開通時間TON 包括開通延遲時間TD和上升時間TR兩部分。 開關(guān)管關(guān)斷過程中，CISS通過 ROFF 放電，COSS由RL充電，COSS較大，VDSCD上升較慢，隨著 VDSCD的升高COSS迅速減小至接近于零時，VDSCD 再迅速上升 。 根據(jù)以上對功率 MOSFET特性的分析，其驅(qū)動通常要求： 觸發(fā)脈沖要具有足夠快的上升和下降速度； 開通時以低電阻柵極電容充電，關(guān)斷時為柵極提供低電阻放電回路 ，以提高功 率 MOS

36、FET的開關(guān)速度； 為了使功率 MOSFET可靠觸發(fā)導(dǎo)通，觸發(fā)脈沖電壓應(yīng)高于管子的開啟電壓，為了防止誤導(dǎo)通，在其截止時應(yīng)提供負(fù)的柵源電壓； 功率開關(guān)管開關(guān)時所需驅(qū)動電流為柵極電容的充放電電流，功率管極間電容越大，所需電流越大 ，即帶負(fù)載能力越大。3.4.2 幾種MOSFET驅(qū)動電路下面介紹并分析幾種 MOSFET驅(qū)動電路。 1）不隔離的互補驅(qū)動電路 圖3.13(a)為常用的小功率驅(qū)動電路，簡單、可靠、成本低。適用于不要求隔離的小功率開關(guān)設(shè)備。圖3.13(b)所示驅(qū)動電路開關(guān)速度很快，驅(qū)動能力強，為防止兩個 MOSFET管直通，通常串接一個 0510小電阻用于限流，該電路適用于不要求隔離的中功率

37、開關(guān)設(shè)備。這兩種電路特點是結(jié)構(gòu)簡單。圖（a）圖(b)圖3.13 不隔離互補驅(qū)動電路功率MOSFET屬于電壓型控制器件，只要柵極和源極之間施加的電壓超過其閾值電壓就會導(dǎo)通。由于 MOSFET存在結(jié)電容，關(guān)斷時其漏源兩端電壓的突然上升將會通過結(jié)電容在柵源兩端產(chǎn)生干擾電壓。常用的互補驅(qū)動電路的關(guān)斷回路阻抗小，關(guān)斷速度較陜，但它不能提供負(fù)壓，故抗干擾性較差。為了提高電路的抗干擾性，可在此種驅(qū)動電路的基礎(chǔ)上增加一級由組Tr1、Tr2、R組成的電路，如圖所示。當(dāng)Tr1導(dǎo)通時，Tr2關(guān)斷，兩個 MOSFET中的上管的柵、源極放電，下管的柵、源極充電，即上管關(guān)斷，下管導(dǎo)通，則被驅(qū)動的功率管關(guān)斷；反之Tr1關(guān)斷

38、時，Tr2導(dǎo)通，上管導(dǎo)通，下管關(guān)斷，使驅(qū)動的管子導(dǎo)通。因為上下兩個管子的柵、源極通過不同的回路充放電，包含有 Tr2的回路，由于Tr2會不斷退出飽和直至關(guān)斷，所以對于 S1而言導(dǎo)通 比關(guān)斷要慢，對于 S2而言導(dǎo)通比關(guān)斷要快，所以兩管發(fā)熱程度也不完全一樣，S1比S2發(fā)熱嚴(yán)重。該驅(qū)動電路的缺點是需要雙電源，且 R的取值不能過大，否則會使Tr1深度飽和，影響關(guān)斷速度，所以R上會有一定的損耗。2）隔離的驅(qū)動電路 (1)正激式驅(qū)動電路。 電路原理如圖3.14(a)所示， N3為去磁繞組，S2為所驅(qū)動的功率管。R2為防止功率管柵、源極端電壓振蕩的一個阻尼電阻。因不要求漏感較小，且從速度方面考慮，一般 R2

39、較小，故在分析中忽略不計。其等效電路如圖3.14（b）所示，脈沖不要求的副邊并聯(lián)一電阻R1，它作為正激變換器的假負(fù)載，用于消除關(guān)斷期間輸出電壓發(fā)生振蕩而誤導(dǎo)通。同時它還可以作為功率 MOSFET關(guān)斷時的能量泄放回路。該驅(qū)動電路的導(dǎo)通速度主要與被驅(qū)動的 S2柵極、源極等效輸入電容的大小、Sl的驅(qū)動信號的速度以及Sl所能提供的電流大小有關(guān)。由仿真及分析可知，占空比D越小、 越大、L越大，磁化電流越小，值越小，關(guān)斷速度越慢該電路具有以下優(yōu)點： 電路結(jié)構(gòu)簡單可靠，實現(xiàn)了隔離驅(qū)動。 只需單電源即可提供導(dǎo)通時的正壓、關(guān)斷時的負(fù)壓。 占空比固定時，通過合理的參數(shù)設(shè)計 ，此驅(qū)動電路也具有較快的開關(guān)速度。圖（a

40、）圖(b)圖3.14 正激驅(qū)動電路該電路存在的缺點：一是由于隔離變壓器副邊需要一個假負(fù)載防振蕩，故電路損耗較大；二是當(dāng)占空比變化時關(guān)斷速度變化較大。脈寬較窄時，由于是儲存的能量減少導(dǎo)致 MOSFET柵極的關(guān)斷速度變慢。(2)有隔離變壓器的互補驅(qū)動電路。如圖3.15所示，Tr1、Tr2為互補工作，電容 c起隔離直流的作用，T1為高頻、高磁率的磁環(huán)或磁罐。圖3.15 有隔離變壓器的互補驅(qū)動電路導(dǎo)通是隔離變壓器上的電壓為（1-D）U1、關(guān)斷時為U2，若主功率管S可靠導(dǎo)通電壓為12V，而隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為12/（1-D）U1。為保證導(dǎo)通期間GS電壓穩(wěn)定，C值可稍取大些。該電路具有以下優(yōu)點

41、： 電路結(jié)構(gòu)簡單可靠，具有電氣隔離作用。當(dāng)脈寬變化時驅(qū)動的關(guān)斷能力不會隨著變化。該電路只需一個電源，即為單電源工作。隔直電容C的作用可以在關(guān)斷所驅(qū)動的管子時提供一個負(fù)壓，從而加速了功率管的關(guān)斷，且有較高的抗干擾能力。但該電路存在的一個較大缺點是輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當(dāng)D較小時，負(fù)向電壓小，該電路的抗干擾性變差，且正向電壓較高，應(yīng)該注意使其幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當(dāng) D大于0.5時驅(qū)動電壓正向電壓小于其負(fù)向電壓，此時應(yīng)該注意使其負(fù)電壓值不超過 MOSFET柵極允許電壓。所以該電路比較適用于占空比同定或占空比變化范圍不大，以及占空比小于 05的場合。(3)集成芯片

42、UC37243725構(gòu)成的驅(qū)動電路。圖3.16 UC37243725構(gòu)成的驅(qū)動電路圖如圖3.16所示，由UC3724 /UC3725、一個脈沖變壓器和一些無源器件構(gòu)成的基本驅(qū)動電路。一種獨特的調(diào)制方法使脈沖變壓器能夠同時傳輸驅(qū)動所需的信號和能量。依照輸人TTL電平的高低不同，UC3724生成不同的載波信號。這種獨特的載波設(shè)計，不僅可設(shè)置載波的頻率，而且通過保證激磁電流在下一個震蕩周期之前為零，防止變壓器飽和。提高載波頻率可以減小變壓器的體積和重量。盡管載波頻率的高低限制了最大的開關(guān)頻率，但是對輸出的時滯卻影響不大。UC3725通過對隔離變壓器傳來的調(diào)制信號進行整流，為自身提供能量;同時，UC3

43、725中的比較器通過對輸人信號的檢測，從載波信號中分離出控制信息，作為功率MOSFET門級提供浮動的驅(qū)動信號的參考。 UC3724的內(nèi)部結(jié)構(gòu)包括一個基準(zhǔn)電壓發(fā)生器(掉電保護)、控制邏輯、一個可重觸發(fā)的D觸發(fā)器、兩個推挽驅(qū)動器和兩個零電流檢測比較器。掉電保護在輸人低于9伏時禁止輸出，這確保在啟動和斷電時工作正常。載波周期由“單次脈沖”的脈寬和變壓器所需的復(fù)位時間決定“單次脈沖”的脈寬TPW 占載波周期三分之一，可由定時電阻RT 和電容CT 決定: TPW=0.51×RT×CT+150ns (式3.14) 變壓器的激磁電流由原邊電感和電壓共同決定: di /dt =(VA一VB

44、) /Lpri(安培/秒) (式3.15) 當(dāng)“單次脈沖”結(jié)束，即轉(zhuǎn)人變壓器復(fù)位時間，幅值變?yōu)椤皢未蚊}沖”時的一半。此時，激磁電流以其上升時的速率的一半下降。相應(yīng)，變壓器所需的復(fù)位時間須為“單次脈沖”的脈寬的二倍，才能使激磁電流為零，以防止磁芯飽和UC3724中集成了電流過零比較器，確保在下一個載波周期之前激磁電流為零。在“單次脈沖”期間原邊電流有負(fù)載(為UC3725提供能量)和激磁電流。而在變壓器所需的復(fù)位時間內(nèi)能量傳輸停止，僅有激磁電流。 UC3725的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，包括肖特基整流橋掉電保護、一個滯回比較器和一個大電流圖騰驅(qū)動級。肖特基整流橋?qū)⒆儔浩鞲边呺妷赫?，?jīng)1µF的瓷片電容濾

45、波，不僅為UC3725自身提供能量，而且能夠提供驅(qū)動MOSFET所需的尖峰電流。掉電保護在電源低于12伏時工作，防止MOSFET有可能發(fā)生線性損壞。輸出驅(qū)動能提供峰值大約兩安培的電流，可滿足大多數(shù)情況的需要。經(jīng)UC3724調(diào)制后由變壓器傳輸來的信號由UC3725中集成的差分滯回比較器解調(diào)差分滯回比較器檢測“單次脈沖”期間變壓器副邊的電壓極性，而此極性的正負(fù)是與UC3724的輸人TTL電平的ON, OFF狀態(tài)一一對應(yīng)。整流橋保證副邊峰值電壓總比VCC高兩倍的二極管壓降，同時滯回比較器內(nèi)部設(shè)定為兩倍VCC。當(dāng)副邊電壓低于一(VCC)時，MOSFET開通;當(dāng)副邊電壓高于(VCC)時，MOSFET關(guān)斷

46、(4)TLP250芯片驅(qū)動電路圖3.17 TLP250驅(qū)動電路圖TLP250時應(yīng)在管腳8和5間連接一個0.1F的陶瓷電容來穩(wěn)定高增益線性放大器的工作，提供的旁路作用失效會損壞開關(guān)性能，電容和光耦之間的引經(jīng)長度不應(yīng)超過1cm。通過變壓器的降壓和單相全波可控整流構(gòu)成輔助電路的電源，將7805穩(wěn)壓器接在單片機的40腳上，為單片機提供電源，又使用7824穩(wěn)壓器，輸出24伏的電壓接入在TLP250的2、3腳上。由于TLP250不具備過流保護功能，當(dāng)MOSFET過流時，通過控制信號關(guān)斷MOSFET，MOSFET中電流的下降很陡，且有一個反向的沖擊。這將會產(chǎn)生很大的di/dt和開關(guān)損耗，而且對控制電路的過流

47、保護功能要求很高，可以在MOSFET的柵極和源極間連一個肖特基二極管。控制系統(tǒng)的硬件是由單片機、輔助電路和TLP250構(gòu)成，可見強電和弱電的分離是通過TLP250來實現(xiàn)的，其PWM控制信號經(jīng)過轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)控制算法的解算之后，由PWM 口輸出。經(jīng)過TLP250光耦，放大、整形之后驅(qū)動功率M0SFET(IRF460)。正是通過TLP250來驅(qū)動功率器件的通斷，將設(shè)計者的控制思想通過功率器件的通斷來加以實現(xiàn)。7824穩(wěn)壓器為TLP250提供24V的穩(wěn)壓電源，保證其工作正常。當(dāng)然，PWM信號是通過軟件運算通過TMS320LF2407器件來輸出的。3.5電力電子器件的保護3.5.1過壓過流保護在電力電子電路

48、中，除了電力電子器件的參數(shù)選擇合適、驅(qū)動電路設(shè)計良好外，采用合適的過電壓保護、過電流保護、du/di保護和di/dt保護也是必要的1、 過電壓產(chǎn)生的原因及過電壓的保護電力電子裝置中可能發(fā)生的過電壓分為外因過電壓和內(nèi)因過電壓兩類。外因過電壓主要是來自雷擊和系統(tǒng)中的操作過程等外部原因，包括：1）操作過電壓：由分閘、合閘等開關(guān)操作引起的過電壓，電網(wǎng)側(cè)的操作過電壓會由供電變壓器電磁感應(yīng)耦合，或由變壓器繞組之間存在的分布電容靜電感應(yīng)耦合過來。2）雷擊過電壓：由雷擊引起的過電壓。內(nèi)因過電壓主要來自電力電子裝置內(nèi)部器件的開關(guān)過程，包括：1）換相過電壓：由于晶閘管或者與全控型器件反并聯(lián)的續(xù)流二極管在換相結(jié)束后

49、不能立刻恢復(fù)阻斷能力，因而有較大的的反向電流流過，使殘存的載流子恢復(fù)，而當(dāng)其恢復(fù)了阻斷能力時，反向電流急劇減少，這樣的電流突變會因線路電感而在晶閘管陰陽極之間或與續(xù)流二極管反并聯(lián)的全控型器件兩端產(chǎn)生過電壓。2）關(guān)斷過電壓：全控型器件在較高頻率下工作，當(dāng)器件關(guān)斷時，因正向電流的迅速降低而由線路電感在器件兩端感應(yīng)出的過電壓。SFRVRCDTDCUMRC1RC2RC3RC4LBSDC圖3.18 過電壓抑制措施及配置位置圖F避雷針 D變壓器靜電屏蔽層 C靜電感應(yīng)過電壓抑制電容 RC1閥側(cè)浪涌過電壓抑制用RC電路 RC2閥側(cè)浪涌過電壓抑制用反向阻斷式RC電路 RV壓敏電阻過電壓抑制器 RC3閥器件換相過

50、電壓以致用RC電路 RC4直流側(cè)RC抑制電路 RCD閥器件關(guān)斷過電壓抑制用RCD電路如圖3.18所示，各種過電壓保護措施及其配置位置，各電力電子裝置可視具體情況只采用其中的幾種。其中RC3和RCD為抑制內(nèi)因過電壓的措施，其功能已屬于緩沖電路的范疇。在抑制外因過電壓的措施中，采用RC過電壓抑制電路是最為常見的，其典型聯(lián)結(jié)方式如圖3.24。圖3.19 RC過電壓抑制電路聯(lián)結(jié)方式a) 單相 b)三相RC過電壓抑制電路可接于供電變壓器的兩側(cè)（通常供電網(wǎng)一側(cè)稱為網(wǎng)側(cè)，電力電子電路一側(cè)稱閥值），或電力電子電路的直流側(cè)。對大容量的電力電子裝置，可采用如圖所示的反向阻斷式RC電路。圖3.20 反向阻斷式過電壓

51、抑制用RC電路有關(guān)保護電路的參數(shù)計算可參考相關(guān)的工程手冊。采用雪崩二極管、金屬氧化物壓敏電阻、曬堆和轉(zhuǎn)折二極管（BOD）等非線性器件來限制或吸收過電壓也是較為常用的措施。2、過電流保護電力電子電路運行不正?；蛘甙l(fā)生故障時，可能會發(fā)生過電流。過電流可以分為過載和短路兩種情況。圖3.21 過電流保護措施及配置如圖3.21所示，給出了各種過電流保護措施及其配置位置，其中采用快速熔斷器、直流快速斷路器和過流繼電器是較為常用的措施。一般電力電子裝置均同時采用幾種過電流保護措施，以提高保護的可靠性和合理性。在選擇各種保護措施時應(yīng)注意相互協(xié)調(diào)。通常，電子電路作為第一保護措施，快速熔斷器僅作為短路時的部分區(qū)段

52、的保護，直流快速斷路器整定在電子電路動作之后實現(xiàn)保護，過電流繼電器整定在過載時動作。采用快速熔斷器（簡稱快熔）是電力電子裝置中最有效、應(yīng)用最廣的一種保護措施。在選擇快熔時應(yīng)考慮：1）電壓等級應(yīng)根據(jù)熔斷后快熔實際承受的電壓來確定。電流容量應(yīng)按其在主電路中的接入方式和主電路聯(lián)結(jié)形式確定?？烊垡话闩c電力半導(dǎo)體器件串聯(lián)連接，在小容量裝置中也可串接于閥值交流母線或直流母線中。2）快熔的It值應(yīng)小于被保護器件的允許It值。3）為保證熔體在正常過載情況下不熔化，應(yīng)考慮時間-潛流特性。4）快熔對器件的保護方式可分為全保護和短路保護保護兩種。全保護是指不論過載還是短路均由快熔進行保護，此方式只適用于小功率裝置或

53、器件使用裕度較大的場合。短路保護方式是指快熔只在電流較大的區(qū)域內(nèi)起保護作用，此方式需與其他的過電流保護措施相配合?？烊垭娏魅萘康木唧w選擇方法可參考有關(guān)工程手冊。對一些重要的且易發(fā)生短路的晶閘管設(shè)備，或者工作頻率較高、很難用快速熔斷器保護的全控型器件，需要采用電子電路進行過電流保護。除了對電動機起動的沖擊電流等變化較慢的過電流可以利用控制系統(tǒng)本身調(diào)節(jié)器對電流的限制作用之外，需要設(shè)置專門的過電流保護電子電路，檢測到過流之后直接調(diào)節(jié)出發(fā)和驅(qū)動電路，或者關(guān)斷被保護器件。此外，常在全控型器件的驅(qū)動電路中設(shè)置過流保護環(huán)節(jié)，這對器件的過電流的響應(yīng)是最快的。3.5.2散熱片的選擇 電子設(shè)備的功能可靠性與預(yù)期壽

54、命直接受到設(shè)備中器件的工作溫度影響。硅器件的可靠性與工作溫度的關(guān)系說明, 降低工作溫度會使器件可靠性和使用壽命成指數(shù)比例增加。為保證器件的長壽命和性能的可靠, 設(shè)計人員必須將器件工作溫度有效地控制在限值以內(nèi)。應(yīng)用散熱器目的是增大發(fā)熱表面散熱量, 在以下討論中, 一般將空氣作為冷卻劑。在大多數(shù)情況下,熱源通過固體表面與冷卻空氣之間的界面進行熱交換, 同時該界面也是散熱的最大障礙。散熱器則通過直接與冷卻劑接觸, 增大有效散熱面積來減小散熱阻礙, 以允許更大的發(fā)熱量和(或)降低器件的工作溫度。散熱器的主要用來保證器件工作溫度維持在器件手冊提供的最高允許溫度以下。（1）散熱片參數(shù)熱阻，英文名稱為the

55、rmal resistance，即物體對熱量傳導(dǎo)的阻礙效果。熱阻的概念與電阻非常類似，單位也與之相仿/W，即物體持續(xù)傳熱功率為1W時，導(dǎo)熱路徑兩端的溫差。以散熱器而言，導(dǎo)熱路徑的兩端分別是發(fā)熱物體與環(huán)境空氣。散熱器熱阻（發(fā)熱物體溫度環(huán)境溫度）÷導(dǎo)熱功率。散熱器的熱阻顯然是越低越好相同的環(huán)境溫度與導(dǎo)熱功率下，熱阻越低，發(fā)熱物體的溫度就越低。必須注意：上述公式中為“導(dǎo)熱功率”，而非“發(fā)熱功率”，因為無法保證發(fā)熱物體所產(chǎn)生的熱量全部通過散熱器一條路徑傳導(dǎo)、散失，任何與發(fā)熱物體接觸的低溫物體（包括空氣）都可能成為其散熱路徑，甚至還可以通過熱輻射的方式散失熱量。所以，當(dāng)環(huán)境或發(fā)熱物體溫度改變時，即使發(fā)熱功率不變，由于通過其它途徑散失的熱量改變，散熱器的導(dǎo)熱功率也可能發(fā)生較大變化。如果以發(fā)熱功率計算，就會出現(xiàn)散熱器在不同環(huán)境溫度下熱阻值不同的現(xiàn)象。（2）散熱片的材料目前加工散熱片所采用的基本為金屬材料，這主要出于三方面的考慮：1.導(dǎo)熱性能好相對其它固體材料，金屬具有更好的熱傳導(dǎo)能力；2.易于加工延展性好，高溫相對穩(wěn)定，可采用各種加工工藝；3.易獲取雖然金屬也屬不可再生資源，但供貨量大，不需特殊工序，價格也相對低廉；依此確定了散熱片所用材料類型，具體種類的確定同樣需以此為標(biāo)準(zhǔn)。下表為散熱片慣用材料與常見金屬材料的熱傳導(dǎo)系數(shù)。金屬材料熱傳導(dǎo)系數(shù)金217W/mK銀