boost變換器設(shè)計報告

1、 直流穩(wěn)壓電源設(shè)計報告 摘要 本作品采用了boost拓?fù)?，利用電感、場效?yīng)管和二極管完成了升壓的功能，利用Tl494,和IR2110進(jìn)行反饋控制。并加上前期的整流濾波電路，實現(xiàn)可以用從市電開始轉(zhuǎn)換。本作品基本實現(xiàn)了題目的功能，實現(xiàn)了30V到36V，2A的輸出。一、 方案比較論證1. 主拓?fù)浞桨傅恼撟C方案一：采用反激式變換器。反激式變換器適合小功率的輸出，輸入電壓大范圍波動時，仍可以有較穩(wěn)定的輸出，并且可以實現(xiàn)帶隔離的DC/DC變換，但其中的反激式變壓器設(shè)計比較復(fù)雜，且整體效率較低。方案二：采用boost變換器，boost是一種斬波升壓變換器，該拓?fù)湫矢?，電路結(jié)構(gòu)簡單，參數(shù)設(shè)計也比較容易。方案

2、三：采用SPICE變換器，開關(guān)環(huán)路的對稱性使其可以達(dá)到較高效率，電感的適當(dāng)耦合也可以盡量減小紋波。但該方案成本較高，對電容電感值要求較高，檢測和控制電路較為復(fù)雜。為節(jié)約成本，并從簡單考慮，本作品選用方案二。2. 控制反饋方案的選擇方案一：系統(tǒng)由Boost模塊實現(xiàn)升壓任務(wù)，各模塊所需PWM信號的由單片機(jī)提供，單片機(jī)AD采集實時輸出量，經(jīng)運(yùn)算后通過改變占空比調(diào)整模塊工作狀態(tài)。該方案電路最簡單，各種控制靈活，缺點有單片機(jī)運(yùn)算量過大，開關(guān)信號占空比受單片機(jī)限制，浮點運(yùn)算的時延影響電路跟隨，另外單片機(jī)容易受到功率管開關(guān)干擾而失靈。方案二：使用振蕩器、比較器產(chǎn)生PWM波，由負(fù)反饋電路實現(xiàn)輸出控制，單片機(jī)負(fù)

3、責(zé)狀態(tài)切換和測量顯示，該方案原理易于理解，但自己裝調(diào)的PWM電路在開關(guān)時容易出現(xiàn)振鈴毛刺，直接影響了系統(tǒng)效率，并且要完善反饋控制對回饋信號要求較高。方案三：借用現(xiàn)有成熟PWM控制器，該類集成電路輸出波形好，工作穩(wěn)定，都具備至少一個反饋控制引腳，按照廠商提供的典型電路就可裝調(diào)出應(yīng)用電路。但這類電路一般針對專用場合設(shè)計，借用時需要較多設(shè)計計算，特別是該類芯片的反饋有極高的控制靈敏度，在單片機(jī)參與時需要較多改動。本作品采用方案三。二、 理論分析和計算1 電路設(shè)計與分析（1） 提高效率的方法在電路的設(shè)計過程中，找到了影響系統(tǒng)效率的主要因素有三點：功率變換器開關(guān)器件的開關(guān)損耗；感性元件的鐵損和銅損；控制

4、電路的損耗。.所以提高系統(tǒng)效率，我們可以從這三方面出發(fā)。1開關(guān)器件的損耗不可避免，但是可以采用低功耗的開關(guān)管和二極管。采用MOS管做為開關(guān)管，IRF540型MOS管開關(guān)損耗小，其只在導(dǎo)通期間由開關(guān)損耗，適合頻率比較高的工作場合。采用肖特基二極管SR560做為續(xù)流二極管，耐壓高，損耗小。如此選擇器件可以降低開關(guān)器件的損耗，提高系統(tǒng)效率。2.通過理論和實踐驗證，電感越大，紋波電流越小，電感損耗越大。所以在滿足要求的條件下減小電感，并且嚴(yán)格按照要求繞制電感，減小磁隙，線圈緊湊等。3.在焊接時合理安排布局，減少開關(guān)信號走線的連接，可以在布局布線上減小損耗。（2）控制回路分析1.恒壓輸出：在輸出端的電壓

5、，經(jīng)電阻分壓送至TL494的正端比較放大腳。負(fù)端接內(nèi)部5V基準(zhǔn)電壓通過1比1分壓比較，控制PWM信號，進(jìn)而達(dá)到控制輸出PWM波占空比，再通過IR2110驅(qū)動。經(jīng)過閉環(huán)負(fù)反饋系統(tǒng)控制，可以使輸出電壓恒定。2 控制方法分析TL494是高性能固定頻率電流模式控制器，電壓負(fù)反饋均衡控制，每周期由斜波電流峰值關(guān)斷。TL494的振蕩頻率由RT/CT引腳接的電阻電容決定，系統(tǒng)的開關(guān)頻率為f=1.1/（RT*CT）=70KHz。PWM以70 KHz的頻率控制開關(guān)管的導(dǎo)通截止，電感L儲存并釋放能量。PWM的占空比越大，開關(guān)管的導(dǎo)通時間越長，電感存儲的能量越大；相反電感存儲的能量越小。穩(wěn)壓過程有兩個閉環(huán)系統(tǒng)來控制

6、，分別是恒壓輸出和過流保護(hù)。恒壓輸出：在輸出端通過電阻分壓采集比例電壓信號，經(jīng)電壓誤差比較器后平滑濾波。積分器的電容大小影響系統(tǒng)的調(diào)節(jié)速度，即影響指標(biāo)中輸出的動態(tài)響應(yīng)時間。當(dāng)采集的電壓小于2.5V電壓，使PWM調(diào)節(jié)器的輸出脈寬增加，從而影響輸出電壓調(diào)節(jié)幅度。3.器件選擇（1）整流橋的選擇：隔離變壓器輸出的交流電壓為18V，整流橋的電流最大可達(dá)56A，為了得到較好的直流量，用全橋整流，整流橋的耐壓應(yīng)為50V以上，正向電流大于等于8A，實際電路中采用10A/600V整流橋。 （2）濾波電容器選擇：要求輸出的最大電流為2A，最大電壓為36V，所以輸出最大功率約為72W，按照電路效率為80計算?？傻谜?/p>

7、個電路輸入的功率約為90W。電路自身功率達(dá)18W，根據(jù)P=U2/R,可求得整流濾波電路的等效負(fù)載電阻R6歐姆，濾波電路的基波周期10mS，按一般要求，濾波電路的時間常數(shù)C×R30mS50mS，所以，濾波電容C選用4700µF/50V和1000µF/50V并聯(lián)（考慮到有輸入電流測試端口的存在）。（3）開關(guān)管的選擇：功率MOSFET具有導(dǎo)通電阻低、負(fù)載電流大的優(yōu)點。柵極驅(qū)動器的負(fù)載能力必須足夠大，以保證在系統(tǒng)要求的時間內(nèi)完成對柵極等效電容（CEI）的充放電。流經(jīng)MOS管的電流理論平均值：ID=TOFFIO/T=IO VO / Vi5A。所以，MOSFET應(yīng)選用平均電流

8、大于10A、電壓大于50V的管子，實際選用IRF540N，IF=28A、VR=100V、PD=150W、RDS(ON)=0.077。 （4）升壓二極管的選擇：二極管要采用正向電壓降低，反向恢復(fù)時間短的二極管，所以選用反向恢復(fù)時間為60us以下、反向耐壓為45V以上的肖特基二極管。它是一種低功耗、超高速半導(dǎo)體器件，可大幅降低開關(guān)損耗并提高開關(guān)頻率。實際電路中選用SR560：IF=15A、VR=45V。 （5）主儲能電感器L1的制作。按公式：計算得電感量應(yīng)大于等于 100H。實際采用38的高性能環(huán)形高頻磁芯、用 0.8的漆包線繞28圈。三、 電路設(shè)計從220V市電開始變換，得到輸出電壓。采用簡單的

9、boost電路實現(xiàn)功能。四、 測試方案與結(jié)果1. 測試儀器 滑動變阻器 ；萬用表UT39A、VC9807A+、VC9802A+ ；200MHZ示波器 TDS 2022C ；直流穩(wěn)壓電源。2. 測試方法 電壓調(diào)整率的測試方法：在輸出電流為2A的條件下，調(diào)整使隔離變壓器的輸出在15V到21V之間取幾個值然后測量相應(yīng)的直流輸出電壓值，根據(jù)公式可求得電壓調(diào)整率。 負(fù)載調(diào)整率的測試方法：在隔離變壓器輸出為18V、輸出直流電壓36V，分別測量負(fù)載電流為0和2A所對應(yīng)的輸出電壓值。負(fù)載調(diào)整率就是輸出電壓的相對變化量與標(biāo)準(zhǔn)電壓的比值。 DC-DC變換器效率的測試方法：在隔離變壓器輸出為18V, 直流輸出電壓為

10、36V、輸出電流為2A的條件下，測得輸入電壓Ui和輸入電流Ii的直流平均值，效率(UoIo/UiIi)100 。 3. 實際測試數(shù)據(jù) （1）電壓調(diào)整率的測試(IO=2A) 變壓器輸出電壓（V） 15 18 21 直流穩(wěn)壓電路輸出電壓（V） 35.95 35. 97 36.02 電壓調(diào)整率=0.19% (2) 負(fù)載調(diào)整率的測試(U2=18V、Uo36V) 負(fù)載電流（A） 2.02 0 輸出電壓（V） 35.94 36.31 負(fù)載調(diào)整率=1.0 % (3)DC-DC變換器效率的測量(U2=18V、IO=2A、UO=36V) 輸入電壓（V） 19.80 輸入電流（A） 4.07 輸出電壓（V） 35.95 輸出電流（A） 2.01 效率 89.7% (4