基于L高功率因數(shù)反激變換器的設(shè)計方程

1、基于L高功率因數(shù)反激變換器的設(shè)計方程 作者： 日期：2 個人收集整理 勿做商業(yè)用途基于L6561高功率因數(shù)反激變換器的設(shè)計方程引言使用L6561芯片的反激變換器的三種不同電路可以認(rèn)為是一樣的。如圖1所示.電路1a和1b是基本的反激變換器。前者臨界電流連續(xù)工作模式（TM即處于電感電流連續(xù)和斷續(xù)的邊界上）運(yùn)行頻率與輸入電壓和輸出電流有關(guān).后者以固定頻率運(yùn)行，使用同步信號,完全與等效于一般基于標(biāo)準(zhǔn)PWM（脈寬調(diào)變)控制器的反激變換器.圖1a 臨界模式反激變換器圖1C是最廣泛應(yīng)用L6561完成PFC(功率因數(shù)校正)功能的電路，工作在臨界連續(xù)模式，但與一般反激完全不同:輸入電容很小,輸入電壓很接近整流的

2、正弦波.此外，控制環(huán)路帶寬很窄，以至于對出現(xiàn)在輸出的兩倍電網(wǎng)頻率的紋波紋波是由于直流穩(wěn)定電源一般是由交流電源經(jīng)整流穩(wěn)壓等環(huán)節(jié)而形成的，這就不可避免地在直流穩(wěn)定量中多少帶有一些交流成份，這種疊加在直流穩(wěn)定量上的交流分量就稱之為紋波不敏感.實(shí)際上,該拓?fù)涑尸F(xiàn)的高功率因數(shù)可以認(rèn)為是一個額外的優(yōu)點(diǎn),但不是因此有吸引力的主要的理由.事實(shí)上,盡管PF很容易達(dá)到大于0.9, 特別是通用電網(wǎng),要符合有關(guān)線電流THD（總諧波失真）的EMC規(guī)范確實(shí)是個挑戰(zhàn)。然而,在低功率范圍（這里不使用EMC規(guī)范指諧波電流）某些應(yīng)用，受益于高PF反激變換器能提供的優(yōu)點(diǎn)。這些優(yōu)點(diǎn)歸納如下：l 對于給定功率，輸入電容小200倍.在整

3、流橋后面,用小尺寸和便宜的薄膜電容代替大的、高成本電解電容。l 在重載時效率高，最高可達(dá)90%.臨界連續(xù)保證MOSFET導(dǎo)通損耗低和/或高功率因數(shù)減少整流橋損耗。因而，散熱器較小。l 零件數(shù)量少。這減少采購麻煩和裝配成本。此外L6561獨(dú)特性能在大量使用時有顯著優(yōu)點(diǎn):TL431：三端可調(diào)分流基準(zhǔn)源圖1b 同步反激 圖1c 高PF反激l 即使在很輕負(fù)載時很高的效率：L6561很低的電流消耗減少了啟動電阻和自供電源的損耗.基于L6561的高PF反激變換器很容易滿足Blue Angel Relation(藍(lán)色天使條例)。l 可以使用附加功能: L6561提供過壓保護(hù)功能，并能夠通過ZCD腳實(shí)現(xiàn)通/斷

4、變換器。此外，還有些缺點(diǎn)。固有的高功率因數(shù)拓?fù)湎拗谱儞Q器可以適合的應(yīng)用（ACDC適配器，充電器，低功率開關(guān)電源，等等),還應(yīng)當(dāng)知道:l 在輸出有兩倍電網(wǎng)頻率紋波，如果要求高功率因數(shù),紋波不可避免。要用很大電容減少紋波。提高閉環(huán)速度可在合理低輸出紋波和合理高功率因數(shù)之間折中。l 瞬態(tài)響應(yīng)差：要提供閉環(huán)速度要在合理的瞬態(tài)響應(yīng)和合理高功率因數(shù)之間折中。l 需要很大輸出電容量（數(shù)千F，與輸出功率有關(guān)）.但是，需要便宜的標(biāo)準(zhǔn)電容和廉價高質(zhì)量元件。實(shí)際上， ESR低就可自然達(dá)到恰當(dāng)交流電流能力.此外，在常規(guī)反激變換器中，通常也有很大輸出電容，這是司空見慣的.圖2 L6561內(nèi)部方框圖l 如果輸出紋波和瞬態(tài)

5、要求嚴(yán)格,需要二次后續(xù)調(diào)節(jié).但對標(biāo)準(zhǔn)反激也是如此.l 在重載時，系統(tǒng)不能適應(yīng)電網(wǎng)丟失幾周期，除非使用更大的輸出電容。以下，將詳細(xì)討論高PF反激變換器工作原理和建立用于設(shè)計的各種關(guān)系。預(yù)先說明為了得到高功率因數(shù)功率因數(shù)是衡量電氣設(shè)備效率高低的一個系數(shù)。功率因數(shù)低，說明電路用于交變磁場轉(zhuǎn)換的無功功率大， 從而降低了設(shè)備的利用率，增加了線路供電損失反激變換器工作在臨界連續(xù)模式方程，給出L6561的內(nèi)部方框圖（參看圖2)。而L6561 的詳細(xì)工作原理，請參看文獻(xiàn)【1】.先作如下假設(shè):1. 電網(wǎng)電壓是優(yōu)良的正弦波，整流橋是理想的,這樣L6561的乘法器輸入接收的整流后的電壓是整流正弦波(全波）： 其中：

6、；Ui輸入電壓有效值。電網(wǎng)角頻率；f電網(wǎng)頻率（50或60Hz)。2. L6561誤差放大器的輸出（Vcomp）在給定半周期內(nèi)是常數(shù)。3. 變壓器效率為1，同時線圈之間耦合優(yōu)良.4. 忽略ZCD（零電流相位檢測)電路延遲，于是電路完全工作在電流臨界連續(xù)模式.根據(jù)前面兩個假設(shè)，峰值初級電流是正弦全波的包絡(luò)： (1）根據(jù)第三個假設(shè),次級峰值電流正比于初級電流，比例系數(shù)為初級與次級匝比： 為簡化符號,在以下正弦量的相角用 同時所有與瞬時電網(wǎng)電壓有關(guān)的量將是的函數(shù)，代替時間函數(shù)。定時關(guān)系功率開關(guān)導(dǎo)通時間表示為 (2）其中L1變壓器初級電感。式（2)表示Ton在整個半周期內(nèi)是常數(shù)，與斷續(xù)模式Boost變換

7、器完全相同。而截止時間是可變得： (3）其中 Ls次級線圈電感;I1p（）次級峰值電流瞬時值;Uo變換器的直流輸出電壓（假定是穩(wěn)定的）；Uf輸出二極管正向壓降。因為系統(tǒng)工作在臨界連續(xù)模式，導(dǎo)通時間與截止時間之和等于開關(guān)周期 （4）其中UR=n(Uo+Uf)稱為反射電壓。開關(guān)頻率,所以，隨著電網(wǎng)電壓瞬時值變化 在正弦波的峰值（sin（）=1）達(dá)到最小值 （5）為保證正好工作在臨界連續(xù)模式，在最低電網(wǎng)電壓計算的是式（5）值必須大于L6561內(nèi)部啟動器頻率（14kHz）。為達(dá)到此要求,應(yīng)適當(dāng)選擇初級電感L1值(不超過以上的限制)。實(shí)際上，為減少變壓器尺寸,通常選擇最小頻率遠(yuǎn)高于15kHz，就是說25

8、30kHz，或更高，以使得需要的L1不需要嚴(yán)格的公差。占空比是導(dǎo)通時間與開關(guān)周期的比值,它隨瞬時電網(wǎng)電壓改變（因為Toff變化 ），式(2）除以開關(guān)周期圖3 高PF反激電流波形 (5）式(2）和（4）分別表示Ton和Tsw,特別是輸入高壓，I1p趨于零時可以簡化.在實(shí)際電路工作中，必須考慮Ton不可能低于一個最小量，周期也是如此。此最低值(典型為0.40.5s）由L6561內(nèi)部延遲加上MOSFET截止延遲。當(dāng)達(dá)到此最小值時，每個周期存儲的能量短時間超過負(fù)載需要的能量。于是控制環(huán)路使得某些周期丟失，以維持長時間能量的平衡。當(dāng)負(fù)載這樣低，需要丟失許多周期，漏極電壓振鈴幅值如此小,以至于不能觸發(fā)L6

9、561 的ZCD功能塊。在這種情況下,IC內(nèi)部啟動器將開始一個新的開關(guān)周期。某些情況占空比與此相似，式（5）中當(dāng)電網(wǎng)電壓過零時0就是如此.實(shí)際電路中存在許多寄生效應(yīng)引起Ton和Toff不遵循式（2)和(3)。但對整個工作的影響是可以忽略的，因為在過零處處理的能量非常小.下面，將用Kv表示峰值電壓Up與反射電壓UR之比： 能量關(guān)系除了周期之外，以上表示為時間關(guān)系的所有公式與傳遞的功率有關(guān)，就是表示在以上方程中的I1P，即在初級正弦波電壓峰值時的初級峰值電流。下面的關(guān)系將I1P與輸入功率Pin聯(lián)系在一起，并用以說明時間關(guān)系和計算所有環(huán)路電流。初級電流I1（t)是三角形,并僅在開關(guān)導(dǎo)通時間流通，如圖

10、3中三角波。正如先前公式（1）所描述的，在每個半周期，這些三角波的高度隨瞬時電網(wǎng)電壓變化： 它們的寬度是常數(shù)，但它們其余時間隨式（3）給出量改變。請注意初級“fL”時間刻度，整流橋以后的電流Iin（）是整個開關(guān)周期每個三角波的平均值(圖3中粗黑線）： 在圖4a中示出不同Kv一個周期的偶函數(shù)關(guān)系，兩倍于電網(wǎng)頻率,因為是橋式整流，沒有負(fù)的。相反，從電網(wǎng)抽取得電流是式（6）的奇函數(shù)，以電網(wǎng)頻率變化,如圖4b所示。實(shí)際上,可以認(rèn)為濾波作用消除了整流橋前電流的開關(guān)頻率分量,以至于主電網(wǎng)可以看作僅是平均值。對于Kv0電流是正弦波，但隨Kv增加,電流偏離理想正弦波愈嚴(yán)重.因為Kv不是0（反射電壓需為為無窮大

11、),反激變換器即使在理想情況下也不能達(dá)到功率因數(shù)1，和Boost變換器不同。為了簡化以下的計算，在考慮的0，由中可以消除絕對值，并且， 假定不同的函數(shù)定義為奇或偶，與其物理規(guī)律有關(guān)。圖4a 初級電流 圖4b 電網(wǎng)電流在整個電網(wǎng)半周期內(nèi)可以計算輸入功率Pin為Ui(）×Iin（）的平均值： （7）引出以下的函數(shù)是有利的 （8）以不同變量x的作為函數(shù)圖如圖5所示.圖5 高PF反激特征函數(shù)：F2(x)圖雖然式(8）的積分存在接近的形式，但不是很方便的，而對于實(shí)際應(yīng)用，更加方便提供一個最好擬合'近似： 式（7）考慮到式(8),可以計算I1P： 它是假定最小電網(wǎng)電壓最大值.用于估算初級

12、功率損耗總初級電流的有效值，考慮到每個三角波電流有效值I1(t),并在電網(wǎng)頻率半周期內(nèi)平均計算如下： （9）用以區(qū)別變壓器中直流和交流損耗的初級電流的直流分量，是Iin（)在整個電網(wǎng)半周期的平均值 （10）考慮以下的函數(shù) 圖6 高PF反激特征函數(shù)：F1（x)圖式（10）可以重新寫為 F1（x)實(shí)際應(yīng)用時，用以下公式最好近似擬合，而不是精確表達(dá)式： 至于次級電流I2（），它是一系列與初級電流互補(bǔ)的三角波（圖3中白色）.它是兩倍電網(wǎng)頻率,再次在整個開關(guān)周期內(nèi)平均： （11）像初級電流（式（6）)一樣，式（11）也是沒有負(fù)的周期偶函數(shù)。按照假設(shè)3),I2pnI1p.考慮更加實(shí)際情況，（次級峰值電流稍

13、微小于nI1p，這是因為變壓器損耗和其它非理想），可能由變換器輸出電流直流值Io來的I1p。它是設(shè)計資料之一。式（11）的平均值在一個電網(wǎng)半周期對Io平均，可以得到 次級總有效值電流計算如下: （12）現(xiàn)在將導(dǎo)出高PF反激變換器第3個特征函數(shù) 用此定義，可將式（12）表示為圖7 高PF反激特征函數(shù)：F3(x） 對于初級和次級邊，電流的交流分量可以用通用的關(guān)系計算 (i=1，2)功率因數(shù)PF和總諧波失真THD在假設(shè)電網(wǎng)電壓正弦波的情況下,功率因數(shù)可表達(dá)為 (13）其中 Po有功功率；S視在功率;Urms電網(wǎng)電壓有效值；Irms1基波電流有效值（與電壓同相）；Irmsin輸入電流有效值（6）?？梢?/p>

14、計算式（13）分子Irms1: （14）值得注意的是Irms1Irmsin。實(shí)際上，由于開關(guān)頻率,式（9）也包含能量分配,而式（13）并且因此還有Irmsin僅提供頻率量.Irms1是有效值（6），定義為 （15）將式（14)和(15)帶入(13）,得到PF的理論表達(dá)式（注意到僅與Kv有關(guān)）。在PF圖8中指出如何保持十分接近1.對于實(shí)際應(yīng)用，PF可以近似表示為 Kv表示峰值電壓Up與反射電壓UR之比 （16）圖8 高PF反激變換器理論功率因數(shù)很明顯是非常不理想的,在定時調(diào)節(jié)一節(jié)中提到，實(shí)際PF比式（16)的理論值要低，特別是在高輸入電壓輕載時更是如此。電網(wǎng)電流總諧波失真THD定義為 其中 Ir

15、msn是n次諧波的有效值。仍假定電網(wǎng)輸入電壓是純正的正弦波,THD與功率因數(shù)的關(guān)系為圖9 THD與Kv關(guān)系 圖9示出了THD與Kv的關(guān)系.對于給定的反射電壓，當(dāng)電網(wǎng)電壓建立時,失真減少。變壓器變壓器設(shè)計是一個復(fù)雜的過程,包含以下幾個步驟：1。選擇磁心材料和幾何形狀，2。決定最大峰值磁通密度（是磁芯飽和還是損耗限制），3. 決定磁芯尺寸、初級和次級線圈（匝數(shù)和導(dǎo)線規(guī)格），以及計算達(dá)到要求的電感需要的空氣隙。此外,還要考慮滿足安全要求的合理組裝，磁耦合最好和最小高頻寄生效應(yīng),這里還沒有提到特定應(yīng)用一些限制。開始設(shè)計變壓器需要一些參數(shù)。初級（最大）電感由式(5)計算如下： 或簡單從圖10求得,圖中1

16、W輸入功率，不同Kvmin和兩種典型輸入電壓，初級電感與頻率fswmin關(guān)系。圖10縱坐標(biāo)為mH，被最大輸入功率除,得到給定應(yīng)用的實(shí)際初級電感量.初次級匝比計算如下： 圖10 初級需要的最大電感在能量關(guān)系一節(jié)中計算了電流峰值和有效值，設(shè)計可以和一般反激變壓器一樣j進(jìn)行,不必考慮特別的步驟。總之，作為用來選擇磁芯，需要決定最低要求磁芯面積乘積（線圈窗口面積乘以磁芯有效截面）兩個公式： （17） （18）式中 JH（Kv)和JE(Kv)是磁芯磁滯和渦流損耗有關(guān)的函數(shù),近似擬合公式分別如下： 和圖11 應(yīng)用于30W所需的最小變壓器AP 公式(17）是假定磁芯中最大峰值磁通密度受磁芯飽和限制，而所有變

17、壓器損耗集中在線圈上;公式(18）假定磁芯損耗限制磁通密度擺幅,同時總損耗包含磁芯損耗和線圈損耗各一半.兩個公式公同假設(shè)為：1. 材料為典型的功率鐵氧體（菲利普3C85，西門子N67或相似規(guī)格)，飽和磁通密度在0.3T以上；2. 窗口利用系數(shù)為0.4，即銅線占窗口總面積40，其余是絕緣，爬電距離，安全間隙占據(jù)的空間；3. 初級和次級導(dǎo)線與相等的有效值電流密度成比例；4. 磁芯和/或銅損耗引起30熱點(diǎn)溫升（沒有強(qiáng)迫通風(fēng)）；5. 在考慮到頻率范圍,忽略集膚和臨近效應(yīng)。對于給定fswmin，使用兩個公式（用最低電壓下Kv）試算,并取結(jié)果的最高值。在此功率水平，45kHz,以磁芯損耗選擇磁芯.在圖11

18、中，由式（17）,（18）計算的較高值畫出不同Kv值與fswmin的關(guān)系.考慮30W輸出功率,預(yù)計效率85%。箝（qian2）位箝位就是將信號疊加到某一電平上使之保持相對的恒定網(wǎng)絡(luò)通常用RCD網(wǎng)絡(luò)限制由于變壓器漏感引起的過電壓尖峰，如圖12所示。如果在輕載時，希望最小功率損耗，采用穩(wěn)壓二極管（或瞬態(tài)抑制管）箝位（圖12b）可能有好處。考慮RCD箝位，假定一個過壓值U這樣來選擇電容（習(xí)慣上選擇整流電壓的一半），截止時絕不能超過MOSFET電壓定額.由能量平衡關(guān)系，可以得到圖12a RCD箝位圖12b 穩(wěn)壓管（瞬態(tài)抑制管)箝位其中L1s漏感,如果工藝上保證，它是初級電感的13。電容吸收最大電流尖峰

19、，并因此它應(yīng)當(dāng)是ESR很低的聚丙烯或聚苯乙烯薄膜電容。在每個開關(guān)周期開始時電容上電壓決不要低于整流電壓來選擇最小電阻 電阻的功率定額用整流電壓和漏感能量來估算： 阻斷二極管不僅是很快恢復(fù)型，而且還應(yīng)當(dāng)很快導(dǎo)通時間。事實(shí)上,瞬態(tài)正向?qū)▔航诞a(chǎn)生一個尖峰，超過U，這必須很小。二極管的重復(fù)峰值電流定額應(yīng)等于I1P，同時擊穿電壓大于UpmaxUR.如果使用穩(wěn)壓管或瞬態(tài)抑制管，箝位電壓近似為擊穿電壓。事實(shí)上，峰值電流十分小,由于動態(tài)電阻的過壓可以不計。擊穿電壓考慮溫升的漂移將是 穩(wěn)態(tài)功率損耗必須至少為 這里不設(shè)及它的峰值功耗,因為定義1ms功率脈沖（典型漏感去磁小于1s）作為阻斷二極管，和RCD一樣要加

20、上。輸出電容輸出電容用來克服次級電流動交流分量(參看圖3）。此外，為達(dá)到合理高的PF，電壓控制環(huán)路是很慢的(典型帶寬低于100Hz)因此,在輸出電容上出現(xiàn)很大的電壓紋波.此紋波是二次諧波。它與高頻三角波有關(guān)，并幾乎完全由輸出電容的ESR決定，而電容抗紋波可以忽略。出現(xiàn)的正弦波峰點(diǎn)最大幅值為 紋波的二次分量與兩倍電網(wǎng)頻率包絡(luò)有關(guān)，同時不像高頻分量取決于電容量大小，而ESR壓降可以忽略。為了計算此分量的幅值,僅考慮式（11）的基波分量，兩倍電網(wǎng)頻率,實(shí)際上，高次諧波（偶次)的幅值非常小，電容阻抗隨頻率增高減少。按照傅立葉分析,式（11）基波(峰值）分量為 于是定義以下函數(shù) (19）可以表示為 因為

21、積分結(jié)果是負(fù)值,需要取式（19）絕對值，因為諧波反相180°.最后,低頻輸出紋波峰峰值為 在大多數(shù)情況下,為滿足紋波要求選擇電容之后，要ESR（等效串聯(lián)電阻)足夠低，使得高頻紋波可以忽略.乘法器偏置和檢測電阻選擇將輸入電壓電阻分壓送到3腳MULT端作為初級峰值電流參考。為了給乘法器建立適當(dāng)?shù)墓ぷ鼽c(diǎn),建議按以下步驟進(jìn)行.首先，選擇VMULT最大峰值UMULTmax.此值出現(xiàn)在最大輸入電壓時應(yīng)當(dāng)在很寬電網(wǎng)電壓為2。53V,在單輸入電壓時為11。5V。最小值出現(xiàn)在最低電壓 此值，保證最小UCS/Ucomp相乘將給出乘法器最大峰值輸出電壓 如果Ucxp超過電流檢測線性范圍（1.6V），以較低

22、的UMULTpmax值重新計算。這樣,分壓比應(yīng)為 而各電阻值可以用通過它的電流來選擇，數(shù)百A，或更少,減少功率損耗。連接在地與MOSFET之間的檢測電阻,L6561測出初級電流,計算如下 電阻的功率損耗為 控制環(huán)路閉環(huán)基于L6561高PF反激變換器控制閉環(huán)表示在圖13中。不像一般的變換器，在這樣的調(diào)節(jié)器中，控制環(huán)路帶寬很窄,在給定電網(wǎng)周期內(nèi)維持Vcomp如同原先假定的為相當(dāng)良好的常數(shù)。這樣才能保證高的PF。換句話說，它不可能達(dá)到很高的(0。99）PF，因而它沒有Boost PFC意義上很窄的帶寬（<20Hz）.這降低了對電網(wǎng)和負(fù)載的瞬態(tài)響應(yīng)而沒有任何優(yōu)點(diǎn)。于是在兩者之間折中。為了借助圖1

23、3方框圖傳遞函數(shù)，控制環(huán)路窄帶寬可以假定控制作用發(fā)生在不同量的峰值。L6561的誤差放大器(E/A）補(bǔ)償如圖14所示。于是，傳遞函數(shù)G1（S)是： 圖13 L6561控制環(huán)路方框圖基于 高PF反激極點(diǎn)位于很低的頻率，以使得在兩倍電網(wǎng)頻率處增益遠(yuǎn)小于1,而零點(diǎn)位于開還增益過零附近來提升相位,以保證相位裕度。由于電網(wǎng)和/或負(fù)載變化變量Vcomp，在乘法器輸出端修正整流正弦波電壓的幅值Ucx。考慮這些，乘法器方塊的傳遞函數(shù)為圖14 誤差放大器的補(bǔ)償 其中KM是乘法器的增益(0.75max）包含電流環(huán)的PWM脈寬調(diào)制的增益簡化為： 其中Rs是檢測電阻.小信號分析指出，功率級增益為 其中函數(shù)(x)定義如

24、下： 反饋網(wǎng)絡(luò)可以有不同的結(jié)構(gòu),與輸出電壓要求的公差和調(diào)節(jié)有關(guān)。這里僅考慮普通的結(jié)構(gòu)。使用光耦作為初級與次級電氣隔離,TL431一個價廉的參考電壓和放大器，裝在一個3腳封裝里.增益H(s),在兩倍電網(wǎng)頻率是很低的.事實(shí)上，輸出電壓紋波十分高,高增益動態(tài)飽和431和/或光耦，此外得到很窄的帶寬是很復(fù)雜.參考圖15，可以寫為： 其中CTR是光耦傳輸比。在設(shè)計控制環(huán)路時，首先選擇光耦輸出晶體管工作電流Ic.選擇較低數(shù)值（即1mA）好：這不僅延長器件壽命，而且在目前情況，對兩倍電網(wǎng)頻率保持反饋網(wǎng)絡(luò)低增益。因為在閉環(huán)工作時，UE的靜態(tài)值在2.5V附近（L6561誤差放大器內(nèi)部基準(zhǔn)電壓)，R5為圖15 反

25、饋網(wǎng)絡(luò)和誤差放大器的連接 即使在最壞情況，因參數(shù)的離散性，即CTR最小為正確執(zhí)行TL431功能Uk大約2.5來選擇R4。 其中1V是光耦兩端典型壓降。對于低增益使R4最大。根據(jù)要得到的輸出電壓選擇R1和R2: 其中2.5是TL431內(nèi)部基準(zhǔn)電壓，IR2是流經(jīng)R2的電流。為在兩倍電網(wǎng)頻率低增益，H(s)零點(diǎn)將位于100Hz以下，R3比R1小45倍。這就得到C1值。這樣來選擇R6：疊加在UE上的兩倍電網(wǎng)頻率的紋波不要干擾L6561動態(tài)過壓保護(hù)（進(jìn)入COMP 腳40A）。近似為 以誤差放大器輸出在所有動態(tài)偏擺范圍選擇R7。最后，調(diào)節(jié)R8和C2使開環(huán)增益交越頻率在高PF和可以接收的瞬態(tài)響應(yīng)之間折中，也

26、保證足夠的相位裕度相位裕度可以看作是系統(tǒng)進(jìn)入不穩(wěn)定狀態(tài)之前可以增加的相位變化，相位裕度越大，系統(tǒng)越穩(wěn)定，但同時時間響應(yīng)速度減慢了，因此必須要有一個比較合適的相位裕度。.與R1并聯(lián)的任意電容（在F范圍）起軟啟動功能，避免建立輸出時電壓過沖，特別是輕載。兩個二極管在穩(wěn)態(tài)時將電容解耦，使它不干擾回路增益，并在變換器關(guān)機(jī)時提供放電通路.計算實(shí)例這里將介紹基于L6561，高PF反激變換器逐步設(shè)計例子以供參考。它是一個便攜式30W交流適配器。實(shí)際應(yīng)用和試驗結(jié)果提供于后.1. 設(shè)計規(guī)范主電壓范圍:UAcmin=88Vac， UAcmax=264Vac最低電網(wǎng)頻率：f=50Hz直流輸出電壓：Uo=15V最大輸

27、出電流：Io=2A 最大兩倍f輸出紋波:U=1V峰峰值2. 初步設(shè)計選擇最小開關(guān)頻率:kHz.反射電壓:V漏感過壓：V希望的效率:=85%3. 初步計算最小輸入峰值電壓：V (在RDS（on）,Rs總壓降4V)最大輸入峰值電壓：V最大輸出功率：W最大輸入功率:W峰值與反射電壓比：特征函數(shù)值：F1（1。2)=0。343;F2(1。2)=0。254;F3（1.2）=0.209；F5（1。2）=0。1084. 工作條件峰值初級電流：A有效值初級電流：A峰值次級電流:A有效值次級電流:A5. 變壓器初級的電感:H初級與次級匝比:由圖11插補(bǔ)法，所需的AP大約是0.5cm2。選擇材質(zhì)3C85，ETD39

28、磁芯。由相關(guān)的資料,得到1mm氣隙，初級90匝,初級電感量大約970H。次級14匝，匝比為6。43,很接近設(shè)計目標(biāo)。預(yù)計ETD39的熱阻為26/W,熱點(diǎn)溫升30,最大功率損耗（假定都是銅損）是1.15W（一半損耗在初級，一半損耗在次級）。這要求初級電阻不大于1。26,次級不大于40m.初級導(dǎo)線為27#（直徑0.4mm）線，次級用5股27#線滿足要求。初級分成兩個45匝串聯(lián)而次級位于其間,以減少漏感。6. 選擇MOSFET最大漏極電壓：V 選擇600V器件，留有余量。這將減少柵極驅(qū)動和電容損耗.假定MOSFET損耗輸入功率達(dá)5%,僅僅是導(dǎo)通損耗，并且高溫時導(dǎo)通電阻RDS(on）加倍，25時RDS(on）應(yīng)大約為2。選擇STP4NA60（ RDS（on）2。2）。7. 整流二極管最大反向電壓：V100V肖特基二極管減少損耗。按其電流定額，假定可以40峰值電