一種三階廣義積分交叉對消電流反饋控制的多逆變器并聯(lián)控制策略

1、一種三階廣義積分交叉對消電流反饋控制的多逆變器并聯(lián)控制策略()a current feedback control strategy for parallel operation of multi-inverters usingthird-order general-integrator crossover cancellation methodabstract: for parallel operation of multi-inverters in microgrid, the method of introducing virtual impedance to change droopi

2、ng external characteristic of inverter is usually adopted. aiming at the realization of the virtual impedance, a current feedback control strategy using third-order general-integrator crossover cancellation method is proposed in this paper,which can avoid the time derivation of output current and re

3、duce the computation and increase the dynamic response speed of the system significantly.the method consists of crossover cancellation current feedback network and multi-level quadrature generator that is based on third-order general-integrator,realize bandpass effect and filtering function,respecti

4、vely.this method can restrain dc component and harmonic component of the output current well. at the same time, the output voltage waveform can be improved and the distortion rate is reduced. the effects on the amplitude and frequency characteristics of system impedance were analyzed, and the method

5、 only affects the output impedance near base wave frequency.consequently，the harmonic amplification problems by introducing virtual impedance can be avoid. the simulation and experiment results show the correctness and effectiveness of the proposed method.key words: microgrid; inverter parallel; dro

6、op control; virtual impedance; crossover cancellation; third-order general -integrator(togi)基金項(xiàng)目：閃家p然科學(xué)祛金重點(diǎn)項(xiàng)口：陽家商技術(shù)研宂發(fā)展h劃項(xiàng) 目（863計(jì)劃）;中國與歐洲政府間國際合作計(jì)劃項(xiàng)目）。m：在微電網(wǎng)多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)中，通過引入虛擬阻抗 來改變逆變器的下垂外特性是常用的方法。針對虛擬嘰抗的實(shí)現(xiàn)，本文提出了一種三階廣義積分交叉對消電流反饋控制 方法，避免丫對輸出電流求導(dǎo)，減少丫運(yùn)算量，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響 應(yīng)速度顯著提高。該方法由交叉對消反饋網(wǎng)絡(luò)和多級(jí)基于三 階廣義積分器的正交發(fā)生器環(huán)訂兩部分構(gòu)

7、成，分別實(shí)現(xiàn)帶通 效果和濾波功能，能很好的抑制輸出電流中的直流分雖和諧 波分景，改昔輸出電壓波形，減小其畸變率。分析了該方法 對系統(tǒng)阱抗幅頻特性的影響，該方法僅影響系統(tǒng)基波頻率處 附近的輸出阻抗，諧波處幾乎不受影響，避免丫虛擬阻抗引 入帶來的諧波放大問題。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了所提方法的 正確性與有效性。關(guān)鍵i司：微網(wǎng)：逆變器并聯(lián)：下垂控制：虛擬阻抗：交義 對消；三階廣義積分器0引言隨著全球能源的開發(fā)利用與環(huán)境保護(hù)相互協(xié) 調(diào)發(fā)展，加快研究微電網(wǎng)技術(shù)對于高效利用新能源 具有很重要的現(xiàn)實(shí)意義。微電網(wǎng)是一種由分布式電 源（微型電源）和負(fù)荷共同組成的系統(tǒng)，微電網(wǎng)既 nj與大電網(wǎng)聯(lián)網(wǎng)運(yùn)行，即并網(wǎng)運(yùn)行；也可

8、在電網(wǎng)故 障或需要時(shí)與大電網(wǎng)斷幵單獨(dú)運(yùn)行，即孤島運(yùn)行。 其屮，微m孤島運(yùn)行時(shí)的逆變器并聯(lián)技術(shù)是微m運(yùn) 行中的重要技術(shù)之一 1_201,因此，研究孤島模式下 逆變器的并聯(lián)控制技術(shù)有非常重要的意義，將極大 提高微電網(wǎng)系統(tǒng)的整體容量和可靠性。近年來，有很多學(xué)者對逆變器并聯(lián)控制方式進(jìn) 行了研究?，F(xiàn)有的逆變器并聯(lián)控制方法主要有3種， 即瞬時(shí)平均電流控制力法，有功功率無功功率控制 方法以及無線并聯(lián)下垂控制方法。無線并聯(lián)丁垂控 制方法因?yàn)槠渚哂袑νㄐ畔到y(tǒng)依賴小、可靠性高、 運(yùn)行方式靈活等特點(diǎn)得到了廣泛的研究與應(yīng)用。然 而，傳統(tǒng)的下垂控制存在動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢、穩(wěn)態(tài)均流精 度低、周期性調(diào)節(jié)等固有缺點(diǎn)，且當(dāng)逆變器輸出連

9、 線阻抗存在差異時(shí)，會(huì)引起功率的不均分，從而影 響均流效果。為了克服上述問題，許多文獻(xiàn)lb"2（）j對 傳統(tǒng)的下垂控制進(jìn)行了改進(jìn)，其中“虛擬阻抗”被 引入到電流反饋環(huán)中，即在逆變器的閉環(huán)控制外加 入輸出阻抗調(diào)節(jié)環(huán)，通過配置不同類型的虛擬阻 抗，可將逆變器的輸出阻抗設(shè)計(jì)呈阻性、感性和復(fù) 數(shù)阻抗，來抑制器件差異對均流特性的影響，從而 改善均流效果。0前所提的改進(jìn)下垂控制方法屮，成功的引入 了虛擬阻抗分別為阻性161、感性17和復(fù)數(shù)阻抗 的形式，來確保功率分配的穩(wěn)定性以及實(shí)現(xiàn)負(fù)載功 率的均分。在上述文獻(xiàn)中，就虛擬電感而言，通常 是通過使輸出電壓參考值正比于對逆變器輸出電 流的求導(dǎo)來實(shí)現(xiàn)17

10、"191的。該方法(簡稱lpf+ls方 法)會(huì)放大輸出電流內(nèi)在的噪聲，通過在虛擬阻抗 環(huán)中加入一低通濾波器可以避免過多的噪聲引入 系統(tǒng)，但這種方法運(yùn)算s較大，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢， 且只適用于線性負(fù)載或輸出電流波形平滑的非線 性負(fù)載，對于具有高轉(zhuǎn)換率或尖峰電流波形且畸變 較嚴(yán)重的非線性負(fù)載，則會(huì)帶來由于虛擬阻抗引入 而引起的諧波放大問題，導(dǎo)致逆變器輸出電壓波形 嚴(yán)重畸變。但是，作為對微咧進(jìn)行供電的逆變器并 聯(lián)系統(tǒng)，其供電的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)應(yīng)該是可以動(dòng)態(tài)變化 的，因此，這是亟待解決的一個(gè)問題。文獻(xiàn)2 0 屮提出的方法解決了上述的部分問 題，其虛擬阻抗環(huán)采用二階廣義積分器(second -order

11、general integrator,簡稱 sogi)實(shí)現(xiàn)，避免 / 對輸出電流的求導(dǎo)運(yùn)算，減少了系統(tǒng)運(yùn)算量，且該 算法只作用在輸出電流的基波頻率處附近，對噪音 不敏感，有一定的濾除諧波的能力，但該方法不適 用于輸出電流中出現(xiàn)直流偏移和直流環(huán)流的情況， 另外，當(dāng)輸出電流波形畸變較嚴(yán)重時(shí)，該方法濾除 諧波的效果也不是十分理想。然而，直流環(huán)流和直 流偏移問題不可忽視，以下兒種情況都會(huì)引起直流 環(huán)流和直流偏移：(1)當(dāng)調(diào)制信號(hào)為正弦時(shí)，控制器 和功率器件的動(dòng)作差異會(huì)引起并聯(lián)的逆變器間產(chǎn) 生較大的直流環(huán)流；(2)當(dāng)逆變器所帶負(fù)載為二極管 半波整流負(fù)載時(shí)，也會(huì)在逆變器輸岀電壓中產(chǎn)生直 流偏移；(3)在電

12、網(wǎng)電壓的采樣處理和ad轉(zhuǎn)換過程 中都可能會(huì)引入直流分量；(4)在產(chǎn)生spwm波形 時(shí)，由于死區(qū)影響導(dǎo)致兩個(gè)橋鍔波形不對稱時(shí)也會(huì) 引入直流分量。因此，本文提出了一種三階廣義積分交叉對消 電流反饋控制的多逆變器并聯(lián)控制策略，該方案通 過采用多個(gè)基于三階廣義積分器(third-order general integrator,簡稱togi)的正交信號(hào)發(fā)生器 (orthogonal signal generator，簡稱 osg)(統(tǒng)稱 togi-osg)構(gòu)造交叉對消反饋w絡(luò)來實(shí)現(xiàn)，其中交 叉對消反饋網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)帶通效果，多級(jí)togi-osg環(huán) 節(jié)實(shí)現(xiàn)濾波功能，這樣即使在輸入電流含有直流偏 移且畸變較嚴(yán)重

13、的情況下，該方案依然可以通過交 叉對消反饋來實(shí)現(xiàn)輸入信號(hào)基波分量與直流分量 及各次諧波分量之間的解耦，結(jié)合多級(jí)tog1-osg 環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)帶通濾波功能，濾除輸入信號(hào)中的直流分 y:和諧波分:w:,從而達(dá)到輸入信號(hào)基波正交分:k的提取，最終實(shí)現(xiàn)阯性、感性和數(shù)虛擬阯抗。1傳統(tǒng)下垂控制原理與虛擬阻抗的概念圖1力兩臺(tái)逆變器并聯(lián)的等效電路原理圖。圖 中，詠和處分別為逆變器1、2的空載輸 出電壓，l/zq為公共電網(wǎng)電壓，7?/、分別為逆 變器1、2的輸出電阻和線路電阯之和，石、沁分 別為逆變器1、2的輸山感抗和線路感抗之和，為負(fù)載值。風(fēng)代 r2 jx2圖1兩臺(tái)逆變器并聯(lián)的等效電路原理圖fig.l equiv

14、alent circuit schematic diagram of two parallelinverters逆變器輸岀電壓與公共總線電壓之間的相角 差鈴?fù)ǔ：苄?，可近似汄?yàn)閟in於=典，cos0/=l。另 外，對于分布式發(fā)電系統(tǒng)來說，其阻抗通常主要為 感性，即x遠(yuǎn)大于凡，則逆變器輸出的有功功率 和無功功率分別為：ue.p. =(1) i x. ii(2)i可見，逆變器輸fli有功功率與逆變器輸fli電壓相角差詠及幅值&都有關(guān)，而無功功率與逆變器輸出電壓和公共總線電壓的差值一u有關(guān)。又因?yàn)殡妷合嘟遣羁澈徒穷l率叫滿足關(guān)系：叫=(/勿/必，因此，付通過調(diào)節(jié)有功功率來改變輸出角頻率，從而實(shí)

15、現(xiàn)對電壓相角差的控制；而通過調(diào)節(jié)無功功率來實(shí)現(xiàn)電壓幅值的控制。因此傳統(tǒng)的下垂控制特性為:*co. = co. - m * p.-z * 1 e. = e. -nq.i iof、r/分別為逆變器空載時(shí)輸出電壓的額定角 頻率和幅值，w、分別為頻率下垂控制系數(shù)和幅 值下垂控制系數(shù)。為了增強(qiáng)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能，減少環(huán)流的影響， 均分線性和非線性負(fù)載，許多方法將虛擬阻抗通過 一個(gè)附加控制環(huán)引入到系統(tǒng)中來，形式如下：vre/=roop-zv(svo(4)其屮力通過下垂方法得到的電壓參考值，zv勿為虛擬阻抗。其結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。e = e*-nq圖2引入虛擬阻抗環(huán)的閉環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖fig.2 block dia

16、gram of the closed-loop system with the virtual output impedance loop圖4 k取不同值時(shí)f!(s)的bode圖 fig.4 block diagram of f/(s) for different values of k2采用三階廣義積分器交叉對消電流反饋控 制方法的虛擬阻抗的實(shí)現(xiàn)針對圖2中虛擬阻抗的實(shí)現(xiàn)，本文提出了一種 三階廣義積分交叉對消電流反饋控制方法。下面首 先介紹基于三階廣義積分器的正交信號(hào)發(fā)生器 (togi-osg)的原理，再介紹巾togi-osg構(gòu)造的 交義對消反饋網(wǎng)絡(luò)的特性，最后介紹采用該方法實(shí) 現(xiàn)虛擬阻抗的原

17、理。2.1基于三階廣義積分器(togi)的正交信號(hào)發(fā)生 器(osg)基于三階廣義積分器(togi)的正交信號(hào)發(fā)生 器(osg),其結(jié)構(gòu)圖如圖3所示：圖3三階廣義積分器(togi)的結(jié)構(gòu)圖 fig.3 block diagram of the third-order general integratorbodo diagram由圖3可見，該結(jié)構(gòu)需要一個(gè)信號(hào)和一個(gè) 頻率值人作為輸入，輸出信號(hào)有三個(gè)，分別為 vj/)，v2(f)，v3(z)，輸出信號(hào)與輸入信號(hào)的關(guān)系 分別如下閉環(huán)傳遞函數(shù)所示：圖5 k取不同值時(shí)f2勿的bode圖 fig.5 block diagram of f2(s) for di

18、fferent values of k m kcosss1 +>:尺xs2 + kcoss + ajr kcos(s2 cur)(5)bode diagram(5 + fz?j(52 +k2(5), k3(5)分別代表信號(hào) v(z)，v,(z), v2(z), v3的拉普拉斯變換，閉環(huán)傳 函6(小廠，6的bode圖分別如圖4-圖其中r,rt(s)0459035m- 1sosfrequency (rad/s)6所示。-15c 9c 45 ( -4i -9c-135 16cfrequency (hz)圖9輸出基波信號(hào)z,對輸入信號(hào)的閉環(huán)傳函bode圖fig.9 bode diagram of

19、 closed-loop transfer fuction of output fundamental signal z； to input signal i0<bap> 8cmq.圖6 k取不同值時(shí)的bode圖fig.6 block diagram of f3(s) for different values of k假設(shè)輸入信號(hào)是含有直流偏移分fi的正弦信 號(hào)，其表達(dá)式如下：v(r) = 4)+ 4 sin(叩 + 爽)(8)如果令togi的諧振頻率調(diào)諧在輸入信號(hào)頻率%處，即咚=處，由文獻(xiàn)21可知，則togi的輸 出信號(hào)分別為：vloo(0 = t. sin(69t7 + .)(

20、9)v2oo =ksa-ac cos(69c.z +.)(10)v3jt) = ks(id巾式一(11)可見，輸出信號(hào)h(z)不含有直流分量，主要?dú)w因于其傳遞函數(shù)分子屮的一階微分 項(xiàng)，其交流項(xiàng)與輸入信號(hào)交流分m同幅同相，v2(z) 含有直流分fi，蘇交流分m與輸入信號(hào)同幅，相位 滯后其90度，v3(z)僅含直流分量，由”，v2(r), v3(z)表達(dá)式可知，v/z)與v2(z)-v3(0項(xiàng)力正交項(xiàng)， 且都不含輸入信號(hào)中的直流分量，vjz)項(xiàng)h幅，相位滯后其90度，可見，togi能夠 抑制輸入信號(hào)中的直流分量對系統(tǒng)的影響，產(chǎn)生與 系統(tǒng)輸入基波分量同頻同幅的兩相正交信號(hào)。由 togi構(gòu)造的兩相正交

21、信號(hào)發(fā)生器togi-osg結(jié)構(gòu) 圖如圖7所示。togiv(0v* |vi-圖7 togi構(gòu)造的兩相正交發(fā)生器togi-osg結(jié)構(gòu)圖fig.7 block diagram of two phase orthogonal generatortogi-osg based on togi由圖4-6可以看出，togi-osg有一定的濾波 功能，即有一定的諧波抑制能力，但針對低次諧波 (如3、5、7次等)的濾波效果并不理想，且濾波效 果受k值影響(togi-osg受k伉影響的濾波性能分 析見第3節(jié))，因此，本文提出一種基于togi-osg 的交叉對消反饋網(wǎng)絡(luò)的虛擬阻抗實(shí)現(xiàn)方法。2.2基于togi-osg的

22、交叉對消反饋網(wǎng)絡(luò)基于togi-osg的交叉對消反饋網(wǎng)絡(luò)如圖8所 示。該結(jié)構(gòu)巾兩部分構(gòu)成：一個(gè)為交叉對消反饋網(wǎng) 洛，實(shí)現(xiàn)帶通效果(即只允許某一特定頻段的波通過 同吋屏蔽其他頻段)；一個(gè)力多級(jí)togi-osg環(huán)節(jié)， 實(shí)現(xiàn)濾波功能，圖巾(，為輸入電流信號(hào)，/,、/3、/5、分別為基波電流、3次、5次、n次諧波電流。 該結(jié)構(gòu)是由n個(gè)獨(dú)立的togi-osg以并行方式構(gòu)成的交叉對消網(wǎng)絡(luò)。每一個(gè)togi-osg的諧振頻率等于n(這里n=l、3、5)乘以基波頻率，參數(shù)k相應(yīng)地變成k/n,并將togi輸入端的換成 則即使在輸入電流含有直流分量且畸變較嚴(yán)重的 情況下，該網(wǎng)絡(luò)依然可以通過交叉對消反饋來實(shí)現(xiàn) 輸入信號(hào)

23、基波分量與直流分量及各次諧波分量之 間的解稱，結(jié)合多級(jí)togi-osg構(gòu)成的濾波環(huán)節(jié)實(shí) 現(xiàn)帶通濾波功能，從而達(dá)到輸入信號(hào)基波分s的提 取。由于togi-osg采取并行方式構(gòu)造交叉對消網(wǎng) 絡(luò)，因此其運(yùn)算時(shí)間與togi方法基本相同，動(dòng)態(tài) 響應(yīng)速度快。圖8基于togi-osg的交叉對消反饋網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)圖fig.8 block diagram of crossover cancellation feedbacknetwork based on togi-osg以主要濾波3、5、7次等低次諧波力例(即n=7, 其它次諧波同理nj求)，圖8中togi-osg(l)的d 輸岀信號(hào)對輸入信號(hào)/0的w環(huán)傳函表達(dá)式見

24、式 (19),其bode圖如圖9所示。由圖可見，輸出信 號(hào)/,對輸入信號(hào)在3次、5次、7次諧波頻率處有 明品的衰減，因而可以抑制屮的3、5、7次諧波。5ciocbode diagram(apepac&qv101.3采用三階廣義積分交叉對消電流反饋控制方法 的虛擬阻抗的實(shí)現(xiàn)框圖由上述分析可知，圖8基于togi-osg算法的父義對消反饋網(wǎng)絡(luò)中的togi-osg( 1)的d輸出伯號(hào) 、是與輸入信號(hào)的基波成分同幅同頻的信號(hào)，其q 輸出信號(hào)vq是與vd同幅，相位滯后其90度的信號(hào)， 假設(shè)兩項(xiàng)輸出的表達(dá)式為：vd (z) = ?<sin(69r)(12)vg(t) = -a cos(6yr)

25、(13)a和w分別為輸入信號(hào)的幅值和頻率?？紤]到 乂表達(dá)式，其虛擬電感值為：z、，(t) = l'，<z( ) = o)lva cos(6t/f)(14)dt由(13)(14)兩式可得，其虛擬電感值可通過vq 乘以-以及電感值l來實(shí)現(xiàn)，即：zv(t) = -a)lvv(t)(15)同樣地，如果需要的虛擬bi抗為電阻，也非常 容易實(shí)現(xiàn)，通過togi-osg(l)的d輸出信號(hào)vd乘以 一個(gè)電阻值即可，表達(dá)式如下：zv(t) = rrvd(t)(16)通過togi-osg構(gòu)造的交叉對消反饋m絡(luò)實(shí)現(xiàn)虛擬阻抗力別力感性、阻性和復(fù)數(shù)阻抗的結(jié)構(gòu)框 圖如圖10所示。該圖中的輸入信號(hào)co來自于通過

26、 下垂控制方法得到的系統(tǒng)頻率，togi-osg(l)的輸 出信號(hào)d和q分別為圖8屮的togi-osg(l)的輸出 信號(hào)d和q。圖10采用本文所提方法實(shí)現(xiàn)虛擬阻抗的結(jié)構(gòu)框圖fig.10 implementation diagram of virtual impedance with the proposed method可見，采用三階廣義積分交叉對消電流反饋控 制方法實(shí)現(xiàn)虛擬阻抗，避免了對輸出電流求導(dǎo)，減 少了系統(tǒng)運(yùn)算fi,提高了系統(tǒng)的響應(yīng)速度，ii人人 降低了系統(tǒng)受輸出電流中的噪聲，畸變以及直流偏 移的影響。3采用本文所提的虛擬阻抗實(shí)現(xiàn)方法對系統(tǒng) 的影響分析本文逆變器并聯(lián)控制框圖如圖11所示。

27、采用 輸出電壓濾波電感電流雙閉環(huán)反饋控制策略，外環(huán) 是電壓控制環(huán)，采用pi調(diào)節(jié)器，控制輸出電壓跟蹤 系統(tǒng)參考正弦電壓，用以改善系統(tǒng)輸出電壓的波形 及獲得較高的輸出精度；內(nèi)環(huán)是電感電流調(diào)節(jié)環(huán)，采用比例p控制，用以提髙系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。圖11并聯(lián)逆變器控制系統(tǒng)框圖fig.ll diagram of parallel inverters control system閣屮，為電壓環(huán)參考電壓，'<為引入虛 擬阻抗后的參考電壓，么分別為電壓外環(huán)pi 調(diào)節(jié)器的比例和積分系數(shù)，卜為電流內(nèi)環(huán)p控制器 的比例系數(shù)，久為逆變器增益，為電流給定, z£為電感電流，i、c分別為逆變器輸出濾波器的電

28、 感和電容值，r為濾波器電感的寄生電阻，zw 負(fù)載阻抗，z、.(5)為虛擬阻抗。為逆變器輸出電壓, 心,為負(fù)載電流。當(dāng)未加入虛擬阻抗zv時(shí)，由圖可見，wco，wij: v乂v) = gcv)vr<,z(5)-zo(5x,cv),其中g(shù)(s) =kakps + ki、lcs3 + c(r + o2 + kpkcs + kikl.z(m =ls2 + rslcs3 + c(r + kc )s2 + kpkcs + kike(17)(18)引入虛擬阻抗zv(0后，有= vdroop(s>)-,則加入 z、，(.y)后的逆變器等效輸出阻抗為2*(5)= zo(s)+ g0»)。圖

29、12-14為逆變器并聯(lián)系統(tǒng)分別采用傳統(tǒng)的lpf+ls方法、文獻(xiàn)20屮提出的sogi方法和本文 提出的三階廣義積分交叉對消電流反饋控制方法 實(shí)現(xiàn)虛擬阻抗后的系統(tǒng)總輸出阻抗bode圖。 bode圖采用如下參數(shù)獲得：kp = 0.8 , kj = 350，(.=3.5，co= 1 oo/rrad / s， l = 1.36mh , /? = 0.8q, c = ll/zf, k = lobodo diagram圖12采用lpf+ls方法的逆變器輸出總阻抗bode圖 fig.12 bode diagram of inverter total output impedance with lpf+ls m

30、ethodffisopscbcws9p gseqclg(s)kcos1 + s3kafs5 +189kco5s3 +11025k(o7s(19)bode diagram圖13采用sogi方法的逆變器輸出總阻抗bode圖fig.13 bode diagram of inverter total output impedance with sogi methodbo（）c oiagram口 2ai名 >850.作用；可見，新提出的虛擬阻抗實(shí)現(xiàn)方法很好的抑 制丫輸出電流屮直流分量和諧波分量對系統(tǒng)的影 響，且兼具易實(shí)現(xiàn)、快速精確的信號(hào)跟蹤能力、以 及有效抑制輸入信號(hào)噪聲等優(yōu)點(diǎn)。4仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果4

31、.1 k值對togi-osg濾波性能的影響分析圖15(a)為k分別為1和0.1時(shí)，togi-osg對于含有高頻噪聲、電流幅值力6a、直流偏移量力 1a的正弦輸入電流信號(hào)的時(shí)間響應(yīng)，可見 togi-osg的兩相正交輸岀信號(hào)均不受輸入噪聲和 直流偏移的影響，圖15(b)為k分別為1和0.1時(shí)， togi-osg對于含有諧波分量、電流幅值為8a、直 流偏移量力1a的輸入電流信號(hào)的時(shí)間響應(yīng)，由圖 可見，togi-osg有一定的諧波抑制能力，k的取 值決定了 togi的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間和諧波抑制能力，k 越人，其動(dòng)態(tài)響應(yīng)越快，相應(yīng)的諧波抑制能力越弱， 反之，則動(dòng)態(tài)響應(yīng)越慢，相應(yīng)的諧波抑制能力越強(qiáng)。 所以在保

32、證系統(tǒng)穩(wěn)定的條件下，為了使系統(tǒng)兼具好 的濾波性能和動(dòng)態(tài)性能，需合理的設(shè)置k值。5x00*020*0<0*06 0bb 0.10.120.140.160.18 q2toresponse to» k-1rettpoftse fork-0.1tmotsl(a) k=l和k=0. i時(shí)togi-osg對含宥高頻噪聲和直流偏移的正弦輸入 信兮的吋間響應(yīng)10010 mrsfcnq 5g.m(b) k=l和k=0. 1時(shí)togi-osg對含奮鍇波分w:和直流偏移的輸入信兮 的時(shí)間響應(yīng)圖15togi-osg對不同輸入信號(hào)的時(shí)間響應(yīng) fig. 15 togi-osg time response

33、for different input signals圖14采用本文所提方法的逆變器輸出總阻抗bode圖fig. 14 bode diagram of inverter total output impedancewith method proposed in this article圖12 14中，實(shí)線為未加入虛擬阻抗時(shí)逆變器 的原始輸出阻抗bode圖，虛線為加入不同方法實(shí) 現(xiàn)虛擬阻抗后的系統(tǒng)輸出總阻抗bode圖。由圖 12可以看出，系統(tǒng)加入采用lpf+ls方法實(shí)現(xiàn)的虛 擬阻抗，對系統(tǒng)bode圖屮的幾乎整個(gè)頻段都有影 響，即虛擬電感值會(huì)影響系統(tǒng)的諧波增益，虛擬電 感値增加，諧波增益會(huì)隨之增加

34、。由圖13可見， 系統(tǒng)加入采用sogi方法實(shí)現(xiàn)的虛擬阻抗，只影響 系統(tǒng)基波頻率處附近的輸出阻抗，對諧波頻率處幾 乎沒有影響，但該方法對系統(tǒng)的直流分量和直流偏 移沒宥抑制作用。圖14中，z。為未加入虛擬肌抗 時(shí)逆變器的原始輸出阻抗bode圖，zov(lv=4mh) 和z(>v(lv=5mh)分別為系統(tǒng)加入采用本文提出的三 階廣義積分交叉對消電流反饋控制方法實(shí)現(xiàn)虛擬 電感，電感值分別為4mh和5mh吋的系統(tǒng)輸出總 01.抗bode圖，由圖可見，系統(tǒng)加入新方法實(shí)現(xiàn)的 虛擬阻抗后，首先對系統(tǒng)的總輸岀阻抗在直流處的 值有一定的哀減，這是因?yàn)樾碌奶摂M阻抗實(shí)現(xiàn)方法 有抑制輸出電流中直流分量的作用：其次

35、僅影響系 統(tǒng)基波頻率處附近的輸出阻抗，諧波處幾乎不受影 響，這是因?yàn)樾碌奶摂M131抗實(shí)現(xiàn)方法僅作用于系統(tǒng) 的基波頻率處，且有抑制輸岀電流中的諧波分®的基波3次 諧波5次諧波苻流分鋌畸變率thd輸入信號(hào)6.7213.8520.9041.01959.46%togi方法vd6.7321.3530.1820.00620.31%(k=l)6.7341.3530.1820.0042030%togi方法6.6210.1520.0240.0042.23%(k=0.1)6.6110.1510.0240.0042.23%本文所捉6.7210.0110.0020.0020.56%方法6.7210.0110

36、.0020.0020.56%it)t / (/ 格)(a)兩臺(tái)并聯(lián)逆變器輸出電流和環(huán)流4.2本文所提的三階廣義積分交叉對消電流反饋控 制方法的濾波特性分析ivhuojhclndcl圖16 k=l時(shí)基于togi-osg的交叉對消反饋網(wǎng)絡(luò)對含有諧波分量和直流偏移的輸入信號(hào)的時(shí)間響應(yīng)fig.16 time response of crossover cancellation feedbacknetwork based on togi-osg for input signals withharmonic and dc component when k=l圖16力k=l時(shí)本文所提的三階廣義積分器交 叉對

37、消電流反饋控制方法對于含有諧波分量、電流 幅依為8a、直流偏移b:為1a的輸入電流信號(hào)的時(shí) 間響應(yīng)，表1屮列出了圖15中k分別為0.1和1時(shí) 采用togi-osg方法和圖16中k=l時(shí)采用三階廣 義積分交叉對消電流反饋控制方法對圖16所示輸 入信號(hào)進(jìn)行濾波后的各次諧波含量和畸變率(取小 數(shù)點(diǎn)后3位數(shù))，巾圖16和表1可見，三階廣義積 分交義對消電流反饋控制方法克服了 togi-osg 方法為了兼顧好的濾波性能和動(dòng)態(tài)性能，折中設(shè)置 k值的問題，即使在k值収得較大的情況下，其濾 除諧波和直流分量的效果都非常理想，真正的兼具 了良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度和諧波抑制能力。表1兩種方法濾波效果比較tab.! c

38、omparison of two method of filtering effect4.3實(shí)驗(yàn)結(jié)果在實(shí)驗(yàn)室搭建的兩臺(tái)額定功率為2kw的光伏 逆變器并聯(lián)系統(tǒng)平臺(tái)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，如圖17所示。 系統(tǒng)采用cs48-td170型太陽能電池組件，其輸出 峰值功率170w、峰值電壓35.5v、開路電壓44v、 短路電流5.1a,將其進(jìn)行12串2并后組成光伏陣列，其s大輸出功率為2kwo光伏陣列經(jīng)過dc/dc 升壓變換器進(jìn)行s大功率跟蹤后輸出穩(wěn)定的409v 育流電壓接入逆變器。每臺(tái)逆變器由開關(guān)頻率為 12.8khz的單相igbt全橋電路和lc輸出濾波器 構(gòu)成，控制器采用德州儀器公司的定點(diǎn)型dsp tms320

39、f2812實(shí)現(xiàn)。系統(tǒng)參數(shù)如表2所示。(a)光伏陣列(b)并聯(lián)光伏逆變器圖17光伏逆變器并聯(lián)系統(tǒng)平臺(tái) fig. 17 platform of parallel photovoltaic inverters system 表2實(shí)驗(yàn)參數(shù)表tab.2 experimental parameters table參數(shù)數(shù)值參數(shù)數(shù)值e7v220l/mh1.36f0zhz50r/q0.8fzkhz12.8c/gfii«<p0.8k1ki350ljmu4k3.5wc/rad/s150*2n圖18為兩臺(tái)并聯(lián)逆變器采用本文所提方法均 分線性負(fù)載(r=30q)時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，為了進(jìn)一步驗(yàn) 證該方法能夠抑制

40、直流環(huán)流對輸出電壓影響的功 能，在pwm調(diào)制信號(hào)上人為地疊加調(diào)制信號(hào)峰值 的2%的直流信號(hào)。閣18(a)為兩臺(tái)逆變器的輸出電 流&、z2和環(huán)流的波形，圖18(b)為其中一臺(tái)逆 變器的輸出電壓w和輸出電流&的波形，由圖可見，兩臺(tái)逆變器之間的環(huán)流很小，可以很好地均分線性 負(fù)載，且輸出電壓屮無直流偏移。"(10腸/格)(b)輸出電壓和1號(hào)逆變器的輸出電流 圖18并聯(lián)逆變器均分線性負(fù)載時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形"(1o，zls，/格) 采用lpf+ls方法fig. 18 experimental waveform of the parallel inverters with li

41、near loads圖19為兩臺(tái)并聯(lián)逆變器采用本文所提方法均 分非線性負(fù)載時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，非線性負(fù)載采用額定 功率為1.6kva的非線性不可控整流負(fù)載。由圖可 見兩個(gè)逆變器也能夠很好地均分非線性負(fù)載，逆變 器之間的環(huán)流很小。(班/s)/z/ / (10 肌y / 格) (b)采用sogi方法"(10似/格)圖19并聯(lián)逆變器均分非線性負(fù)載時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形fig.19 experimental waveform of the parallel inverterswith nonlinear loads圖20(a)、(b)和(c)分別為逆變器并聯(lián)系統(tǒng)均分 不w控整流型非線性負(fù)載時(shí)采用lpf+ls

42、方法、 sogi方法和本文所提方法的輸出電壓電流實(shí)驗(yàn)波 形，通過對輸山電壓波形進(jìn)行快速傅利葉變換分 析，可知圖20 (a)、(b)和(c)中輸出電壓的畸變率分 別為9.42%、3.67%和2.32%，由此可見，采用本文 提出的方法，系統(tǒng)輸出電壓的畸變率最低，與前面 的仿真結(jié)果一致。,/(10，v/格)(c)采用本文所提方法圖20非線性負(fù)載時(shí)逆變器的電壓電流實(shí)驗(yàn)波形 fig.20 voltage and curent experimental waveform withnonlinear loads(逛/j001)/ 2 (控/s/ n5結(jié)論針對微網(wǎng)多逆變器并聯(lián)運(yùn)行下垂控制屮虛擬阻抗的實(shí)現(xiàn)方案，

43、本文提出了一種三階廣義積分交 叉對消電流反饋控制方法，該方法能夠?qū)崿F(xiàn)輸入信 號(hào)基波分量與直流分量及各次諧波分量之間的解 耦，從而達(dá)到輸入信號(hào)基波正交分b:的提取，最終 實(shí)現(xiàn)阻性、感性和復(fù)數(shù)虛擬阻抗。該方案的兒大優(yōu)點(diǎn)總結(jié)如下：1) 避免了對輸出電流求導(dǎo)，減少了運(yùn)算量， 提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。2) 采用該方案引入虛擬阻抗，僅影響系統(tǒng)基 波頻率處附近的輸出阻抗，諧波處幾乎不受影響， 這樣避免了虛擬阻抗引入帶來的諧波放大問題。3) 該方案抑制輸出電流中直流分量和諧波分 量的效果很好，可以很好的改善輸出電壓波形，減 小其畸變率。4) 該方案兼具易實(shí)現(xiàn)、快速精確的信號(hào)跟蹤 能力、以及有效抑制輸入信號(hào)噪

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