無橋PFC電路說明

1、氮化鎵 (GaN)技術(shù)由于其出色的開關(guān)特性和不斷提升的品質(zhì)，近期逐漸得到了電力轉(zhuǎn)換應用的青睞。具有低寄生電容和零反向恢復的安全GaN可實現(xiàn)更高的開關(guān)頻率和效率，從而為全新應用和拓撲選項打開了大門。連續(xù)傳導模式 (CCM)圖騰柱PFC就是一個得益于GaN優(yōu)點的拓撲。與通常使用的雙升壓無橋PFC拓撲相比，CCM圖騰柱無橋PFC能夠使半導體開關(guān)和升壓電感器的數(shù)量減半，同時又能將峰值效率推升到95%以上。本文分析了AC交叉區(qū)域內(nèi)出現(xiàn)電流尖峰的根本原因，并給出了相應的解決方案。一個750W圖騰柱PFC原型機被構(gòu)造成具有集成柵極驅(qū)動器的安全GaN，并且展示出性能方面的提升。關(guān)鍵字GaN；PFC；圖騰柱；數(shù)

2、字控制I. 簡介當按下智能手機上的一個按鈕時，這個手機會觸發(fā)一個巨大的通信網(wǎng)絡，并且連接到數(shù)千英里之外的數(shù)據(jù)中心。承載通信數(shù)據(jù)時的功耗是不可見的，而又大大超過了人們的想象。世界信息通信技術(shù) (ICT) 生態(tài)系統(tǒng)的總體功耗正在接近全球發(fā)電量的10% 1。單單一個數(shù)據(jù)中心，比如說位于北卡羅來納州的臉譜公司的數(shù)據(jù)中心，耗電量即達到40MW。另外還有兩個位于美國內(nèi)華達州和中國重慶的200MW數(shù)據(jù)中心正在建設(shè)當中。隨著數(shù)據(jù)存儲和通信網(wǎng)絡的快速增長，持續(xù)運行電力系統(tǒng)的效率變得越來越重要?，F(xiàn)在比以前任何時候都需要對效率進行空前的改進與提升。幾乎所有ICT生態(tài)系統(tǒng)的能耗都轉(zhuǎn)換自AC。AC輸入首先被整

3、流，然后被升壓至一個預穩(wěn)壓電平。下游的DC/DC轉(zhuǎn)換器將電壓轉(zhuǎn)換為一個隔離式48V或24V電壓，作為電信無線系統(tǒng)的電源，以及存儲器和處理器的內(nèi)核電壓。隨著MOSFET技術(shù)的興起和發(fā)展，電力轉(zhuǎn)換效率在過去三十年間得到大幅提升。自2007年生效以來，Energy Star（能源之星）80 PLUS效率評價技術(shù)規(guī)范 2 將針對AC/DC整流器的效率等級從黃金級增加到更高的白金級，并且不斷提高到鈦金級。然而，由于MOSFET的性能限制，以及與鈦金級效率要求有關(guān)的重大設(shè)計挑戰(zhàn)，效率的改進與提升正在變慢。為了達到96%的鈦金級峰值效率，對于高壓線路來說，功率因數(shù)校正 (PFC) 電路效率的預算效率應該達到

4、98.5%及以上，對于低壓電路，這個值應該不低于96.4%。發(fā)展前景最好的拓撲是無橋PFC電路，它沒有全波AC整流器橋，并因此降低了相關(guān)的傳導損耗。3 對于不同無橋PFC的性能評價進行了很好的總結(jié)。這個性能評價的前提是，所使用的有源開關(guān)器件為MOSFET或IGBT。大多數(shù)鈦金級AC/DC整流器設(shè)計使用圖6中所示的拓撲 3，由兩個電路升壓組成。每個升壓電路在滿功率下額定運行，不過只在一半AC線路周期內(nèi)運行，而在另外周期內(nèi)處于空閑狀態(tài)。這樣的話，PFC轉(zhuǎn)換器以材料和功率密度為代價實現(xiàn)了一個比較高的效率值 4。通常情況下，由于MOSFET體二極管的緩慢反向恢復，一個圖騰柱PFC無法在連續(xù)傳導模式 (

5、CCM) 下高效運行。然而，它能夠在電壓開關(guān)為零 (ZVS) 的變換模式下實現(xiàn)出色的效率值。數(shù)篇論文中已經(jīng)提到，PFC效率可以達到98.5%-99%。對于高功率應用來說，多個圖騰柱升壓電路可以交錯在一起，以提高功率水平，并且減少輸入電流紋波。然而，這個方法的缺點就是控制復雜，并且驅(qū)動器和零電流檢測電路的成本較高。此外，因此而增加的功率組件數(shù)量會產(chǎn)生一個低功率密度設(shè)計。因此，這個簡單的圖騰柱電路需要高效運行在CCM下，以實現(xiàn)高功率區(qū)域，并且在輕負載時切換至具有ZVS的TM。通過使用這個方法，可以同時實現(xiàn)高效率和高功率密度。作為一款新興半導體開關(guān)，氮化鎵 (GaN) FET正在逐漸走向成熟，并且使

6、此類應用成為可能。Transphorm公司已經(jīng)在APEC 2013上展示了一款峰值效率達到99%的基于GaN的圖騰柱CCM PFC 9。10-12 還介紹了GaN器件出色的開關(guān)特性，以及應用優(yōu)勢。為了更好地理解GaN特性，并且進一步解決應用中存在的顧慮，特別是開關(guān)頻率和交叉電流尖峰問題，這篇文章討論了：II. GaN技術(shù)概述、III. 圖騰柱CCM PFC控制、IV. 實驗和V. 結(jié)論。II. GaN技術(shù)概述GaN高電子遷移率晶體管 (HEMT) 首次問世是在2004年。HEMT結(jié)構(gòu)表現(xiàn)出非同尋常的高電子遷移率，這個值所表示的是一個AlGaN和GaN異構(gòu)表面附近的二維電子氣 (2DEG)。正因

7、如此，GaN HEMT也被稱為異構(gòu)FET (HFET)，或者簡單地稱為FET?；綠aN晶體管結(jié)構(gòu)如圖1中所示 13。源電極和漏電極穿透AlGaN層的頂部，并且接觸到下面的2DEG。這就在源極和漏極之間形成一個低阻抗路徑，而也就自然而然地形成了一個D模式器件。通過將負電壓施加到柵極上，2DEG的電子被耗盡，晶體管被關(guān)閉。增強模式 (E-mode) GaN晶體管器件使用與D-mode GaN器件一樣的基底工藝，在一個硅 (Si) 或碳化硅 (SiC) 基板頂部培養(yǎng)一層薄薄的氮化鋁 (AlN) 絕緣層。然后，高阻性GaN和一個氮化鋁鎵與GaN的異構(gòu)體被先后放置在AlN上。源電極與2DEG接觸，而漏

8、電極與GaN接觸。對于柵極的進一步處理在柵極下形成一個耗盡層。圖2中給出了這個基本結(jié)構(gòu)。要接通FET，必須在柵極上施加一個正電壓。BGaN，SiC和Si的物理屬性比較一個半導體材料的物理屬性決定了終端器件的最終性能。表1中顯示的是影響器件性能的主要屬性。EG是帶隙能量。EG>1.4的半導體通常被稱為寬帶隙材料。EG更大的材料將需要更多的能量來將電子從其鍵位上斷開，以穿越帶隙。它具有更低的泄露電流和更高的溫度穩(wěn)定性。EBR是臨界區(qū)域擊穿電壓，這個電壓會直接影響到電離和雪崩擊穿電壓電平。VS是飽和速率。峰值電子漂移速率決定了開關(guān)頻率限值。µ是電子遷移率，它與接通電阻成反比。接通電阻

9、與這個參數(shù)之間的關(guān)系為 19：與一個Si器件相比，如圖3的品質(zhì)因數(shù)中所示，碳化硅的接通電阻減少了大約500倍，而對于一個指定尺寸的半導體來說，GaN的這些值甚至更高。圖3硅、碳化硅和氮化鎵理論接通電阻與阻斷電壓能力之間的關(guān)系 16。過去三十年間，硅 (Si) 在功率應用中占主導地位。但是，隨著其性能接近了理論限值，性能方面的提升也變得十分有限。作為2個新興半導體材料，SiC和GaN看起來似乎是針對未來高性能應用的極有發(fā)展前途的候選材料。C在FET模式和二極管模式中運行的GaN器件D-mode和E-mode GaN FET的輸出特性如圖4中所示 13。很明顯，D-mode器件

10、使用起來不太方便，其原因在于，將一個功率級連接至DC輸入之前，必須在功率器件上施加一個負偏置電壓。相反地，E-mode GaN FET，正如MOSFET，通常情況下是關(guān)閉的，并且對于應用來說更加友好。然而，常開型GaN器件更加易于生產(chǎn)，并且性能要好很多 20。對于一個指定區(qū)域或?qū)娮瑁珼-mode GaN FET的柵極電荷和輸出電容比E-mode GaN FET的少一半。而這在開關(guān)電力轉(zhuǎn)換器應用中具有重大優(yōu)勢。對于高壓GaN器件來說，大多數(shù)供應商正在使用圖5中所示的，具有共源共柵LV NMOSFET結(jié)構(gòu)的D-mode GaN。LV NMOS是一種具有低Rds-on和快速反向恢復體二極管的20

11、V-30V硅材料N溝道MOSFET。當把一個正電壓施加到GaN共源共柵FET的漏極與源極之間時，內(nèi)部MOSFET的Vds在FET關(guān)閉時開始上升，進而在GaN器件的柵極和源極上形成一個負電壓，從而使GaN器件關(guān)閉。通常情況下，MOSFET的Vds將保持幾伏特的電壓，這個電壓足夠使GaN器件保持在關(guān)閉狀態(tài)。當施加柵極電壓時，MOSFET被接通，這使得MOSFET的柵極與源極短接，隨后，GaN器件被接通。在FET模式下，一個GaN共源共柵FET與具有擴展GaN電壓額定值和附加GaN電阻的集成MOSFET的工作方式十分相似。然而，GaN器件決定了輸出電容值，而這個值遠遠小于與之相對應的MOSFET的C

12、oss。GaN器件本身沒有體二極管，但是，當反向電流被施加到GaN共源共柵FET上時，MOSFET的體二極管首先導電，而這樣實際上就把體二極管的Vf施加到GaN器件的柵極上，隨后GaN器件被接通。這樣的話，低壓FET的體二極管運行為共源共柵開關(guān)“體二極管”。由于LV MOSFET的正向壓降和Qrr比高壓MOSFET要低，所以這樣做還是有其實際意義的。出色的體二極管運行方式是GaN共源共柵FET的其中一個主要特性和優(yōu)勢。由于對GaN共源共柵FET驅(qū)動的要求與對于傳統(tǒng)MOSFET的要求是一樣的，在應用采用方面，MOSFET的直接簡易替換也是GaN共源共柵FET的另外一個優(yōu)勢。共源共柵方法的缺點在于

13、，集成MOSFET必須在每個開關(guān)周期內(nèi)切換。GaN共源共柵FET繼承了MOSFET開關(guān)的某些特點，其中包括大柵極電荷與反向恢復。這些特點限制了GaN器件的性能。D安全GaN FET為了克服共源共柵結(jié)構(gòu)的缺點，我們在這里介紹一個全新的安全GaN FET結(jié)構(gòu)（如圖6中所示）。這個安全GaN FET集成了一個常開型GaN器件、一個LV MOSFET、一個啟動電路和一個用于GaN器件的柵極驅(qū)動器。MOSFET的功能與其在GaN共源共柵FET結(jié)構(gòu)中的功能一樣。它確保常開型GaN器件在Vcc偏置電壓被施加前關(guān)閉。在Vcc被施加，并且柵極驅(qū)動器建立一個穩(wěn)定的負偏置電壓后，啟動邏輯電路將MOSFET打開，并在

14、隨后保持接通狀態(tài)。由于GaN器件不具有少數(shù)載子，也就不存在反向恢復，與相對應的MOSFET相比，GaN的柵極電容要少10倍，輸出電容要低數(shù)倍。安全GaN FET完全涵蓋了GaN所具有的優(yōu)勢。出色的開關(guān)特性確保了全新的開關(guān)轉(zhuǎn)換器性能等級。還應指出的一點是，由于安全GaN FET內(nèi)沒有實際存在的體二極管，當一個負電流流經(jīng)GaN FET，并且在漏極和源極上產(chǎn)生出一個負電壓時，這個GaN器件的運行方式與二極管一樣。GaN FET在Vds達到特定的閥值時開始反向傳導，而這個閥值就是“體二極管”正向壓降。正向壓降可以很高，達到數(shù)伏特。有必要接通GaN FET來減少二極管模式下運行時的傳導損耗。III圖騰柱

15、PFC CCM控制圖騰柱PFC是一款不錯的測試工具，可以在硬開關(guān)模式中對安全GaN FET進行評估。圖7中所示的是一個常見的圖騰柱PFC電源電路。Q3和Q4是安全GaN FET；Q1和Q2是AC整流器FET，它在AC線路頻率上開關(guān)；而D1和D2是浪涌路徑二極管。當AC電壓被輸入，并且Vac1-Vac2處于正周期內(nèi)，Q2被接通時，Q4運行為一個有源開關(guān)，而Q3運行為一個升壓二極管。為了減少二極管的傳導損耗，Q4在同步整流模式中運行。而對于負AC輸入周期，此電路的運行方式一樣，但是具有交流開關(guān)功能。正如在第II部分中描述的那樣，這個“體二極管”具有一個很明顯的正壓降。這個GaN FET應該在續(xù)流期

16、間被接通。為了實現(xiàn)CCM運行，在插入特定的死區(qū)時間的同時，有源FET和續(xù)流FET分別在占空比D和1-D內(nèi)開關(guān)。如圖8中所示，在重負載下，電感器電流可以全為正，不過在輕負載情況下，這個電流可以變?yōu)樨?。特定的負電流對于軟開關(guān)有所幫助，但是，過高的負電流會導致較大的循環(huán)功率和低效率。為了實現(xiàn)最優(yōu)效率，GaN FET的接通和關(guān)閉死區(qū)時間需要根據(jù)負載和線路情況進行實時控制。由于GaN FET輸出電容，Coss，不會隨Vds電壓的波動而大幅變化，從有源FET關(guān)閉到續(xù)流FET接通的死區(qū)時間Td-on可以計算為，在這里，Vo是PFC輸出電壓，而IL-peak是峰值電感器電流。在CCM模式下，被定義為續(xù)流FET

17、關(guān)閉到有源FET接通的死區(qū)時間Td-off應該盡可能保持在較小的水平。如圖9中所示，當接收到零電流檢測 (ZCD) 信號后，相應的PWM隨之被斬波，以避免出現(xiàn)一個負電流和循環(huán)功率。這樣的話，GaN FET運行為一個理想二極管，這通常被稱為理想二極管仿真 (IDE)。為了用理想二極管仿真實現(xiàn)CCM控制，我們選擇的是UCD3138，一款融合數(shù)字控制器。這個控制器塊的功能如圖10中所示。PFC的電壓環(huán)路和電流環(huán)路分別由固件和硬件CLA執(zhí)行。通過采用將ZCD用作觸發(fā)信號的一個控制器內(nèi)部逐周期 (CBC) 硬件，可以實現(xiàn)IDE。為了最大限度地減少AC輸入整流器二極管的傳導損耗，如圖7中的Q1和Q2所顯示

18、的那樣，常常用低Rds_on MOSFET替換低速整流器二極管。這些MOSFET和高速GaN FET，Q3和Q4，根據(jù)AC電壓交叉點檢測值，在正負AC輸入周期之間變換工作狀態(tài)。這個任務看似簡單，但是，為了實現(xiàn)潔凈且平滑的AC交叉電流，應該將很多注意事項考慮在內(nèi)。交叉檢測的精度對于保持正確的工作狀態(tài)和運行十分重要。這個精度經(jīng)常受到感測電阻器容差和感測電路濾波器相位延遲的影響。幾伏特的計算錯誤會導致很大的電流尖峰。為了避免由整流器FET提前接通所導致的輸入AC短路，必須要有足夠的消隱時間讓Q1和Q2關(guān)閉，并且應該將這個時間插入到檢測到的交叉點上。消隱時間的典型值大約在100µs

19、至200µs之間。由于MOSFET的輸出電容，Coss，很明顯，Q1和Q2上的電壓應該在消隱時間內(nèi)幾乎保持恒定。在互補整流器FET被接通前，PFC保持在之前的運行狀態(tài)中，此時，施加到升壓電感器上的電壓幾乎為零，而有源GaN FET運行在幾乎滿占空比狀態(tài)下。在這一點上，接通互補整流器FET，或者在有源開關(guān)和同步開關(guān)之間變換GaN FET的這兩個功能，會在升壓電感器中形成大電壓二次浪涌，并因此導致一個較大的電流尖峰。理論上，在理想AC電壓交叉點上同時改變整流器FET和GaN FET工作狀態(tài)可以避免電流尖峰，并且保持電流環(huán)路的負反饋，不過，這在實際環(huán)境中很難實現(xiàn)。此外，任何由突然狀態(tài)變化所

20、導致的電流尖峰會干擾電流環(huán)路，并且導致一定的電流振鈴級別。9 建議在交叉點上使用PFC軟啟動。顧慮在于，AC交叉檢測電路通常具有相位偏移，并且有可能不夠精確。過早或過晚的改變狀態(tài)會導致AC線路短路，或者電流環(huán)路正反饋，這會形成電流尖峰。這篇文章內(nèi)提出的一款全新可靠的控制機制就是為了確保一個平滑的狀態(tài)改變。圖11顯示的是狀態(tài)變化的時序圖。輸入AC線路電壓VAC_L和中間電壓VAC_N被分別感測。得出的兩個感測到電壓的差值被用于AC電壓交叉檢測，這實際上是一個差分感測機制。它消除了Y_Cap電流對感測精度的影響。VAC_L-VAC_N的符號被用來確定輸入的正周期和負周期。VAC_L-VAC_N的絕

21、對值與高壓線路的AC電壓交叉閥值VT_H，以及低壓線路的VT_L進行比較，以確定AC電壓是否處于交叉區(qū)域內(nèi)。如果回答是肯定的，整流器FET和升壓開關(guān)均被關(guān)閉，而控制環(huán)路的積分器被暫停。當AC電壓增加，并且存在于交叉區(qū)域內(nèi)時，相應的整流器FET被緩慢接通。通過插入一個適當?shù)闹禆艠O電阻器，可以限制接通速度。在整流器FET被接通后，一個短延遲，比如說20µs，在積分器被暫停，并且PWM輸出被再次啟用前被插入。IV實驗為了評估安全GaN FET的性能，并驗證CCM圖騰柱PFC控制機制，一個運行頻率為140kHz的750W PFC電路被設(shè)計成一個測試工具。表2中列出了這個電路的主要組件參數(shù)。圖

22、12和圖13顯示的是D-mode GaN FET接通和關(guān)閉波形。Vg4是柵極驅(qū)動器信號，Vds是漏源電壓，而IL是升壓電感器電流。如這些圖中所見，GaN FET在dv/dt的值達到79V/ns最大值時的接通時間為7ns?？梢栽陂_關(guān)結(jié)束時觀察到大約10-20V的振鈴。這個振鈴由H橋跟蹤泄露電感和H橋輸出高頻陶瓷電容器的諧振所導致。在關(guān)閉時，Vds緩慢上升，過沖電壓大約為20V。dv/dt受到GaN FET輸出電容值的限制。零GaN“體二極管”正向恢復特性最大限度地減小了電壓過沖幅度。圖14顯示的是安全GaN FET“體二極管”正向壓降。當“體二極管”傳導的電流為2.8A時，可以觀察到大約6.6V

23、的正向壓降。當GaN被接通時，根據(jù)器件Rds_on的不同，這個電壓減少到數(shù)十mV范圍內(nèi)。一個用DC電流進行的單獨測試顯示出的正向壓降在4.3V至7.3V之間。為了最大限度地減少“體二極管”傳導損耗，有必要使用一個良好的SyncFET控制機制。圖15中給出了ST生產(chǎn)的Turbo-2二極管STTH8R06D，Cree生產(chǎn)的SiC二極管C3D04060E，與TI生產(chǎn)的試驗安全GaN之間的反向恢復比較數(shù)據(jù)。ST生產(chǎn)的Turbo二極管性能出色，并且在大約10年前，SiC上市時，一直在PFC應用領(lǐng)域占主導地位。ST Turbo二極管關(guān)閉緩慢，但是反向恢復十分明顯，而SiC二極管具有零反向恢復。無法避免的電路和器件端子泄露是導致所觀察到的振鈴的主要原因。TI的試驗GaN FET也表現(xiàn)出零反向恢復。由于較大的Coss，與SiC的結(jié)電容相比，觀察到一個更大的振鈴，但是頻率較低。振鈴是零反向恢復的一個附帶的振鈴特性。圖16顯示的是