調(diào)幅調(diào)制高頻功率放大器與倍頻器.

1、2021-12-101模塊二模塊二 無線發(fā)射系統(tǒng)無線發(fā)射系統(tǒng) 課題二課題二 調(diào)幅調(diào)制、高頻功率放大器與倍頻器調(diào)幅調(diào)制、高頻功率放大器與倍頻器 w 無線傳輸是最經(jīng)濟的現(xiàn)代信息傳遞方式無線傳輸是最經(jīng)濟的現(xiàn)代信息傳遞方式 w 調(diào)制就是發(fā)送方將所要傳送的信息調(diào)制就是發(fā)送方將所要傳送的信息“裝載裝載”到高頻振到高頻振蕩波上，經(jīng)由天線發(fā)射出去。蕩波上，經(jīng)由天線發(fā)射出去。w 根據(jù)待傳送的信號去控制高頻載波信號的參數(shù)不同根據(jù)待傳送的信號去控制高頻載波信號的參數(shù)不同(高高頻正弦載波有幅度、頻率、相位三個參數(shù)頻正弦載波有幅度、頻率、相位三個參數(shù))，調(diào)制可分，調(diào)制可分為調(diào)幅為調(diào)幅 (AM)、調(diào)頻、調(diào)頻(FM)和調(diào)相

2、（和調(diào)相（PM）三大類。）三大類。2021-12-102一、普通調(diào)幅信號的表示方法及其性質(zhì)一、普通調(diào)幅信號的表示方法及其性質(zhì)2021-12-103低頻信號 u(t)Um cost= Um cos2Ft載波信號： uc(t)Ucmcosct=Ucmcos2fct(cos)cos(1cos)cos(1cos)cosocmmcmcmccmcmacuUUttUUttUUmtt調(diào)幅波表達式 macmUmU2021-12-104調(diào)幅系數(shù)的測算 如圖5.4所示，Uom(1+macost)是uo(t)的振幅，它反映調(diào)幅信號的包絡(luò)線的變化。由圖可見，在輸入調(diào)制信號的一個周期內(nèi)，調(diào)幅信號的最大振幅為 Uommax

3、=Uom(1+ma) 最小振幅為 Uommin=Uom(1-ma) 2021-12-105由上兩式可解出ommaxomminommaxomminUUU+Uam 普通調(diào)幅信號的頻譜結(jié)構(gòu)和頻譜寬度 將式(51)用三角函數(shù)展開：( )coscos11coscos()cos()22oomcomcomcaomcaomcU tUtmUttUtm Utm Ut2021-12-106普通調(diào)幅的頻譜 cccmaUom1212UommaUom2021-12-107可得，調(diào)幅信號的頻譜寬度BW為調(diào)制信號頻譜寬度的兩倍，即非余弦的周期信號調(diào)制假設(shè)調(diào)制信號為非余弦的周期信號，其傅里葉級數(shù)展開式為2AMBWFmax1(

4、)cosnnnutUn t2021-12-108w 則輸出調(diào)幅信號電壓為 maxmax11( )( )coscoscoscoscos()cos() 2omacnomancnnaomcnccnuo tUk uttUkUn ttkUtUntnt 2021-12-109 可以看到，uo(t)的頻譜結(jié)構(gòu)中，除載波分量外，還有由相乘器產(chǎn)生的上、下邊頻分量，其角 頻 率 為 （ c ） 、 （ c+ 2 ） （cnmax）。這些上、下邊頻分量是將調(diào)制信號頻譜不失真地搬移到c兩邊，如圖5.7所示。不難看出，調(diào)幅信號的頻譜寬度為調(diào)制信號頻譜寬度的兩倍，即 BWAM=2Fmax 2021-12-1010由圖還可

5、發(fā)現(xiàn)，上邊帶和下邊帶頻譜分量的相對大小及間距均與調(diào)制信號的頻譜相同，僅下邊帶頻譜倒置而已。可見調(diào)幅的作用是將調(diào)制信號頻譜不失真地搬移到載頻兩側(cè)，故稱線性調(diào)制。 w 功率分配關(guān)系 將式(51)所表示的調(diào)幅波電壓加到電阻R的兩端，則可分別得到載波功率和每個邊頻功率為2021-12-101120221201211()224cmaacmUPRmmPPUPR 在調(diào)制信號的一個周期內(nèi)，調(diào)幅波輸出的平均總功率為20120012(1)221,33amPPPPPPP PPP 上式表明調(diào)幅波的輸出功率隨ma增加而增加。當ma=1時，有 2021-12-1012二、雙邊帶調(diào)制DSB和單邊帶調(diào)制SSB 1. 雙邊帶調(diào)

6、制 雙邊帶調(diào)幅信號數(shù)學表達式為 uo(t)= Amuc(t)u(t) =AmUm cost Ucmcosct 可得雙邊帶調(diào)幅信號的頻譜表達式為1( )cos()cos() 2ommcmccutA UUtt2021-12-1013u(t)Amuc(t)uo(t) Amu(t)uc(t)雙邊帶調(diào)制電路的模型2021-12-1014u(t)0uc(t)0uo(t)00相位180 突變(a) 波形u(t)cuc(t)ccc(b) 頻譜由上式可得雙邊帶調(diào)幅信號的波形，2021-12-1015雙邊帶信號的頻譜寬度為 BWDSB=2F 從以上分析可見，雙邊帶調(diào)制與普通調(diào)幅信號的區(qū)別就在于其載波電壓振幅不是在

7、Uom上、下按調(diào)制信號規(guī)律變化。這樣，當調(diào)制信號u(t)進入負半周時，uo(t)就變?yōu)樨撝担砻鬏d波電壓產(chǎn)生180相移。 2021-12-10162. 單邊帶調(diào)制w 單邊帶調(diào)制已成為頻道特別擁擠的短波無線電通信中最主要的一種調(diào)制方式。w 單邊帶調(diào)制不僅可保持雙邊帶調(diào)制波，節(jié)省發(fā)射功率的優(yōu)點，而且還可將已調(diào)信號的頻譜寬度壓縮一半，即 BWSSB=F 單邊帶調(diào)幅的波形及頻譜如圖2-2-8所示。 3. 單邊帶調(diào)制電路有兩種實現(xiàn)模型 一種是由乘法器和帶通濾波器組成，稱為濾波法。2021-12-1017單邊帶調(diào)幅的波形及頻譜 0uo(t)SSBtcmaxcmax2021-12-1018采用濾波法的單邊帶

8、調(diào)制電路模型uc(t)帶通濾波器uo(t)u(t)Am2021-12-1019相移法 w 由兩個乘法器和兩個90度相移器和一個加法器組成 圖2-2-11a）是乘法器I產(chǎn)生的雙邊帶調(diào)制信號的頻譜，圖2-2-11b）是乘法器II產(chǎn)生的雙邊帶調(diào)制信號的頻譜，比較兩個輸出信號的頻譜可見，它們的下邊帶是同極性的，而上邊帶是異極性的。因此。將它們相加或相減便可得到下邊帶或上邊帶的單邊帶調(diào)制信號。2021-12-1020采用相移法的單邊帶調(diào)制電路模型 90相移 90相移u(t)uc(t)AmAmuououo(t)2021-12-1021相移法模型中各點信號的頻譜Amuo(t)u(t)cosctcAmuo(t

9、)u(t)sinctccc(a)(b)(c)(d)Amuo(t)u(t)cosctAmuo(t)u(t)sinctAmuo(t)u(t)cosctAmuo(t)u(t)sinct2021-12-1022三、高頻功率放大器與倍頻器三、高頻功率放大器與倍頻器w 高頻功率放大器的作用：對高頻已調(diào)波信號進高頻功率放大器的作用：對高頻已調(diào)波信號進行功率放大，然后經(jīng)過天線將其輻射到空間。行功率放大，然后經(jīng)過天線將其輻射到空間。w 1分類：分類：w 按照負載分：按照負載分：LC窄帶高功放：回路作一輸出負載，又稱諧振功放，工作于丙類就狀態(tài)，具有選頻作用。寬帶高功放：用傳輸線變壓器或者其他寬帶匹配電路作輸出電路

10、，不具有選頻作用。2021-12-1023按工作狀態(tài)分按工作狀態(tài)分： 通角通角 的概念：的概念：在信號的整個周期中，電流導通角度的一半稱通角在信號的整個周期中，電流導通角度的一半稱通角 2021-12-10241諧振功率放大器的工作原理諧振功率放大器的工作原理基本工作原理基本工作原理電路組成電路組成a. 晶體管：能量轉(zhuǎn)換作晶體管：能量轉(zhuǎn)換作用。用。b. 輸出調(diào)諧回路輸出調(diào)諧回路作用：傳輸基波功率、作用：傳輸基波功率、濾除各次諧波、阻抗匹濾除各次諧波、阻抗匹配配c. 電源電源 VCC功放功放能源能源 VBB基極基極電源，決定功放工作狀電源，決定功放工作狀態(tài)態(tài)2021-12-1025工作原理：工作

11、原理：設(shè)設(shè) ， 所以：所以：bmcosBEBBbBBVVVt()BBBE onVVcosbbmVt則則 為余弦脈沖為余弦脈沖 BitItIIimbmbbB2coscos210 當基極（發(fā)射結(jié)）導通時，晶體管由截止進入放大區(qū)。當基極（發(fā)射結(jié)）導通時，晶體管由截止進入放大區(qū)。經(jīng)放大后，所得經(jīng)放大后，所得 也為余弦脈沖，同樣可分解為：也為余弦脈沖，同樣可分解為： Ci012coscos2CCC mC miIItIt2021-12-1026ub02UbmuBE0EBUBUbm22iC, ic1iCic1iCmaxiclm22 t t t2021-12-1027w當輸出回路的選頻網(wǎng)當輸出回路的選頻網(wǎng)絡(luò)諧

12、振于基波頻率時，絡(luò)諧振于基波頻率時，iC只有基波電流才產(chǎn)生只有基波電流才產(chǎn)生壓降，因此輸出電壓壓降，因此輸出電壓uCE近似為余弦波形，且與近似為余弦波形，且與輸入電壓輸入電壓ub同頻、反相。同頻、反相。tVtIRucmmceccos)cos(1tVVuVucmCCCCCCEcos2021-12-1028折線近似分析折線近似分析在放大區(qū)內(nèi)：將在放大區(qū)內(nèi)：將 代入，代入，得得cosBEBBbmuVVt(cos)CBBbmonig VVtV當當 時，時，t0Ci 所以所以 bmBBonVVVcos2021-12-1029(cos)CBBbmonig VVtVbmBBonVVVcos)cos(cost

13、gVibmC當當wt=0時，時，iC=iCmax)cos1 (maxbmCgVicos1coscosmaxtiiCC2021-12-1030根據(jù)傅立葉級數(shù)展開公式，根據(jù)傅立葉級數(shù)展開公式，iC中的直流分量為中的直流分量為0maxmax01sincos( )2(1cos )CCCCIi d tiia基波分量的幅值為基波分量的幅值為1maxmax112sin2cos( )(1cos )c mCCCIitd tiian次諧波分量的幅值為次諧波分量的幅值為 maxmax21cos2 sincoscos sin( )(1)(1cos )cnmCCCnIin td tnniian n2021-12-103

14、1該式為尖頂余弦脈沖表達式，其傅氏展開式為：該式為尖頂余弦脈沖表達式，其傅氏展開式為： 012coscos2Ccc mc miIItIt其中其中 ：00( )ccmII 11( )c mcmII 22( )c mcmII )(i余弦電流脈沖分解系數(shù)可查表或者由曲線得到余弦電流脈沖分解系數(shù)可查表或者由曲線得到 ：定義：波形系數(shù)定義：波形系數(shù) 11100( )( )( )c mcIgI 則效率則效率 1101( )2c mcmcccIVgIV2021-12-1032余弦電流脈沖分解系數(shù)余弦電流脈沖分解系數(shù)2021-12-10332、輸出功率與效率、輸出功率與效率由于輸出回路調(diào)諧在基波頻率上，輸出電

15、路中的高由于輸出回路調(diào)諧在基波頻率上，輸出電路中的高次諧波處于失諧狀態(tài)，相應(yīng)輸出電壓很小，因此，次諧波處于失諧狀態(tài)，相應(yīng)輸出電壓很小，因此，在諧振功率放大器中只需研究直流及基波功率。放在諧振功率放大器中只需研究直流及基波功率。放大器的輸出功率大器的輸出功率PO等于集電極電流基波分量在負載等于集電極電流基波分量在負載Re上的平均功率。上的平均功率。集電極直流電源供給功率集電極直流電源供給功率集電極耗散功率集電極耗散功率放大器集電極效率放大器集電極效率emccmmcoRIVIP2112121CCCODVIP ODCPPP)(21)()(21211011gVVVIVIPPCCcmCCcocmmcDO

16、C2021-12-1034稱為集電極電壓利用系數(shù)；在稱為集電極電壓利用系數(shù)；在 =1的條件下，可得的條件下，可得不同工作狀態(tài)下放大器的效率分別為：不同工作狀態(tài)下放大器的效率分別為：甲類：甲類：乙類：乙類：丙類：丙類：%50, 1)(,1801Cog%5 .78,57. 1)(,901Cog%90, 8 . 1)(,601Cog2021-12-10353輸入信號類型與導通角的選擇 高頻功率放大器輸入放大的信號可能是幅度變化的調(diào)幅波，也可能是幅度不變的調(diào)頻波、等幅電報等信號，或者用于倍頻，不同的信號類型所要求導通角的選擇不同。1)等幅波功率放大為兼顧輸出信號功率和效率的要求，對放大等幅波，通常選擇

17、最佳導通角=60-70，當=1時，實際效率可達85%以上，用于調(diào)頻波、調(diào)相波、等幅電報及某些數(shù)字調(diào)制信號的發(fā)射。2021-12-10362)調(diào)幅波功率放大 調(diào)幅波的振幅不是衡量，因此進行功率放大時，若將工作狀態(tài)選為丙類，此時，集電極電流脈沖的基波分量幅度為w Ubm不是恒定的，導致iCmax和導通角隨著改變，輸出基波電流Ic1m不再與輸人電壓Ubm成比例，會出現(xiàn)波形失真。w 所以，為了不產(chǎn)生失真，調(diào)幅波諧振功率放大器的工作狀態(tài)選為乙類，這時=90，1(90)=0.5Ic1=0.5GUbmc1Cmax1bm1I =i( )=GU(1-cos )( ) 2021-12-10373)n次諧波倍頻器w

18、 諧振功率放大器的集電極回路調(diào)諧于n次諧波時，輸出回路就對基頻和其它非n次諧波呈現(xiàn)較小阻抗，僅對所需要的n次諧波呈現(xiàn)很大的諧振電阻，從而在輸出回路兩端獲得n次諧波輸出，通常將這類電路稱為丙類倍頻器。w 丙類倍頻器導通角的選擇依所需諧波的倍率而定，最佳倍頻導通角選擇大致是:二倍頻時取60，三倍頻時約取40，一般有n一般不大于5，否則倍頻效率過低。120onn2021-12-1038實用電路分析實用電路分析 114MHz,21MHz短波倍頻放大器電路分析 2021-12-1039集電極調(diào)幅電路2021-12-1040圖5.15 同步檢波電路模型ur(t)低通濾波器uo(t)us(t)Amu(t)2

19、021-12-1041圖5.16 振幅檢波電路模型各點的頻譜us(t)cur(t)u(t)c00uo(t)2c2021-12-1042w 5.1.3混頻電路w 混頻電路是一種典型的頻率變換電路。它將某一個頻率的輸入信號變換成另一個頻率的輸出信號，而保持原有的調(diào)制規(guī)律?；祛l電路是超外差式接收機的重要組成部分。它的作用是將載頻為fc的已調(diào)信號us(t)不失真地變換成載頻為fI的已調(diào)信號uI(t)，如圖5.17所示。 2021-12-1043圖5.17 混頻電路輸入輸出波形混頻器us(t)uI(t)fcfIfLuL(t)2021-12-1044IcLcLcLLcLcfffffffffffIf (51

20、4) (515) 若設(shè)輸入調(diào)幅信號( )( )cosscmacu tUk utt2021-12-1045圖5.18 混頻電路模型各點的頻譜us(t)c0uL(t)LL0LcLcLcuo(t)0uL(t)帶通濾波器uo(t)us(t)u(t)(a)u(t)(b)(c)2021-12-10465.2 振幅調(diào)制電路 w 5.2.1 模擬乘法器w 1.模擬乘法器的電路符號w 1)乘法器的電路符號w 模擬乘法器是對兩個以上互不相關(guān)的模擬信號實現(xiàn)相乘功能的非線性函數(shù)電路。通常它有兩個輸入端（x端和y端）及一個輸出端，其電路符號如圖5.19(a)或(b)所示。表示相乘特性的方程為( )( )omxyuA u

21、 t u t2021-12-1047圖5.19 模擬乘法器符號Amx yxyux(t)uy(t)uo(t)uy(t)ux(t)Amuo(t)(a)(b)2021-12-1048w 2) 乘法器的主要直流參數(shù)w (1)輸出失調(diào)電壓Uoo。 w (2)滿量程總誤差E。 w (3)非線性誤差ENL。 w (4)饋通誤差EF。 w 3) 乘法器的主要交流參數(shù)w 與集成運放的交流參數(shù)定義的條件不同，在定義乘法器的上述交流參數(shù)時，有兩點必須說明：w 在乘法器中小信號通常是指加在乘法器輸入端的交流信號電壓峰-峰值U p-p為滿量程電壓范圍（例如10V）的5%，即U p-p=1V。2021-12-1049w

22、(1)小信號帶寬BW。 w (2)小信號1矢量誤差帶寬BWv。 w (3)小信號1幅度誤差帶寬BWA。 w (4)全功率帶寬BWP。 w (5)轉(zhuǎn)換速率SR。 w (6)建立時間tset。 2021-12-1050w 2. 雙差分對管模擬乘法器w 1) 電路的結(jié)構(gòu)w 圖5.20所示為壓控吉爾伯特乘法器，它是電壓輸入、電流輸出的乘法器。 11113241243i =i -i =(i +i )-(i +i )=(i -i )-(i -i ) (5-16)2021-12-1051圖5.20 雙差分對管模擬乘法器 u1u2V5V6i3RcRciIi UCCI0UEEi4V3V4uoV2i2i1V1i5

23、i62021-12-1052112514362560120()2()2()2()()22TTTTTuiii thUuiii thUuiiI thUuuiI ththUU(517) (518) 2021-12-1053w 上式表明，i和u1、u2之間是雙曲正切函數(shù)關(guān)系，u1和u2不能實現(xiàn)乘法運算關(guān)系。只有當u1和u2均限制在UT=26mV以下時，才能夠?qū)崿F(xiàn)理想的相乘運算:12024Tu uiIU 2) 擴展u2的動態(tài)范圍電路21002()211()44eTeTeTuuithRUI RUuI RU可以計算出u1允許的最大動態(tài)范圍為(519) (520) 2021-12-1054 圖5.21 擴展u

24、2的動態(tài)范圍VieReVu2I02I02 UEEi5i62021-12-1055w 3) 典型的集成電路MC1596w MC1596主要技術(shù)參數(shù)如下：w 載波饋通：Urms=140V(fc=10MHz,Ucm=300mV方波)。w 載波抑制：65dB(fc=50MHz,Urms=60mV輸入)。w 互導帶寬：300MHz(Rc50,Urms=60mV輸入)。2021-12-1056 圖5.22 MC1596的內(nèi)部電路 V7V5V6V3V4V1V2i5i6V8500500500uyucuxuIEE22021-12-1057w 4) 同時擴展u1、u2的動態(tài)范圍電路 w 當接入補償電路后，雙差分對

25、管的輸出差值電流為120124eeu uiI R R(521)可以計算出u1、u2允許的最大動態(tài)范圍為011010220211()4411()44eTeTeTeTI RUuI RUI RUuI RU(522) 2021-12-1058圖5.23 擴展u1、u2的動態(tài)范圍V7i7i8V8RIkRe1i9i10V9u1I02I02V10V5i5V6i6Re2I02I02u2 UCC UEERciRciV1V2V3V42021-12-1059w 5) 典型集成電路AD834圖5.24 AD834簡化原理電路x輸入失真抵消電路V7V8Re1285V12V13V11能隙基檢偏置電壓源x1V9V10 x2

26、 UCCy輸入失真抵消電路y1V5V14285Re2V6V15y2V16V19V20 UB UB差模輸出電流V17V18內(nèi)部基極偏壓 UEEV1V2V3V42021-12-1060w 按圖5.25所示的基本接法，它的傳輸關(guān)系式為010220102201024(1 )1250()1250 xyxycxycodcu uiimAVu uRiiVu uRuR iiV 2021-12-1061圖5.25 AD834寬帶接線圖X2Y1X1Y2VsW1W2Vs最佳電阻最佳電阻x輸入電壓1 V(FS)y輸入電壓1 V(FS)87651 62R3Rc50Rci014i021R41234.750Rc差模輸出電壓U

27、CC(49)V(49)VUEE400 mV(FS)2021-12-1062w 5.2.2 低電平調(diào)制電路w 1. MC1596集成平衡調(diào)制器w 設(shè)載波信號Ucm的幅度Ucm2UT，是大信號輸入，根據(jù)式(518)和圖5.26(a)可知，雙曲正切函數(shù)具有開關(guān)函數(shù)的特性，如圖5.26（b）所示。于是得下式：11223122ccTctuthUt2021-12-1063圖5.26 MC1596構(gòu)成平衡調(diào)制器MC15968147102511kR210 kRP10 k(8 V) UEE510.1 1 ucu351 kRe0.1 1 kR169Re500500Re0.1 帶通濾波器uo UCC(12 V)51

28、6.8 kRbIEE2(a)2021-12-1064圖5.26 MC1596構(gòu)成平衡調(diào)制器1ucth2UT0uc2UT1ucth2UT0t110uct2021-12-1065w 對上式按傅里葉級數(shù)展開為1cos2sin(/2)/2cncnTnuthAtUnAnn為奇數(shù) 調(diào)制信號u加在1端。由于有負反饋電阻,Re1k,在2與3端之間， 不能成立。在負反饋電阻足夠強的情況下，如圖5.22所示，有 2cTuU562euiiR (524) 2021-12-1066w 將圖5.20與圖5.26(a)所示電路結(jié)合起來分析，Rc對電流取樣，于是可得單端輸出時的uom表達式為561()()()222cccco

29、mcTeTuu Ruuii R ththURU 將uU m cost和式(523)代入上式，得1e1ecoscoscos()cos() 2conmncncmnccnRuUtAtRRUAntntR (525) 2021-12-1067w 式中,ABP是濾波器帶內(nèi)增益系數(shù)，A12/ 。載波抑制度與MC1596及工作頻率fc有關(guān)，一般大于3640dB1( )coscosBPcomceA Ru tAuttR2021-12-1068 圖5.27 雙邊帶調(diào)制的波形及頻譜ucth2UTuut小信號輸入大信號輸入tuom調(diào)制輸出tuotuoccccuomucc3c5c000000002021-12-1069w

30、 2. 普通調(diào)幅器圖5.28 MC1596構(gòu)成普通調(diào)幅MC15968147102511 k750RP750(8V)510.1 1 ucu351 kRe0.1 1 k693.9 kuo(12 V)516.8 k3.9 k0.1 2021-12-1070w 5.2.3 高電平調(diào)制電路w 1. 集電極調(diào)幅電路w 2. 基極調(diào)幅電路2021-12-1071圖5.29 集電極調(diào)幅電路V載波T1ucC1C2CLuC3UBBUCC調(diào)制信號T2T3調(diào)幅波2021-12-1072圖5.30 基極調(diào)幅電路T1VR3CLLbT2調(diào)幅波ucC4uC2C3R2R1C1UCC2021-12-10735.3 振幅解調(diào)電路w

31、 5.3.1 二極管包絡(luò)檢波電路w 振幅調(diào)制有三種信號形式：普通調(diào)幅信號（AM）、雙邊帶信號（DSB）和單邊帶信號（SSB）。 2021-12-1074w 這里有兩點需要說明：不論哪種振幅調(diào)制信號，對于同步檢波電路而言，都可實現(xiàn)解調(diào)。對于普通調(diào)幅信號來說，由于載波分量的存在，可以直接采用非線性器件（二極管、三極管）實現(xiàn)相乘作用，得到所需的解調(diào)電壓，不必另加同步信號，這種檢波電路稱為包絡(luò)檢波。2021-12-1075w 1. 二極管包絡(luò)檢波電路的工作原理w 二極管包絡(luò)檢波電路有兩種電路形式：二極管串聯(lián)型和二極管并聯(lián)型，如圖5.31所示。下面主要討論二極管串聯(lián)型包絡(luò)檢波電路。w 圖5.31(a)是

32、二極管VD和低通濾波器RLC相串接而構(gòu)成的二極管包絡(luò)檢波電路。cosAVANLAVmuiRVUt(527) 上式中uAV與輸入調(diào)幅信號包絡(luò)Uom(1+macost)成正AVdommdaomdUUUm U為檢波效應(yīng)，值恒小于2021-12-1076圖5.31 二極管包絡(luò)檢波原理電路 usVDiCRLuousVDCRLuo(a)(b)2021-12-1077圖5.32 檢波電路波形 uousuousct0(a)i0(b)ctiAV(c)iAVUAV0ut2021-12-1078w 2.輸入電阻w 檢波器電路作為前級放大器的輸出負載，可用檢波器輸入電阻Ri來表示，如圖5.33(a)所示。其定義為輸入

33、高頻電壓振幅Uom與二極管電流中基波分量I1m振幅的比值，即1momiURI(528) 若輸入為調(diào)幅信號，當1/(C)RL時，輸入電阻RiRL/2。 2021-12-1079圖5.33 放大器和檢波器級聯(lián)VL1C1L2usiCRLuoRi(a)L 1isC 1RPusiRiCRLuoVDVD(b)2021-12-1080圖5.34 三極管包絡(luò)檢波器VusReCuo2021-12-1081w 3.二極管包絡(luò)檢波電路中的失真w 1)惰性失真w 惰性失真是由于RLC取值過大而造成的。 w 避免產(chǎn)生惰性失真的條件如下：21aLamR Cm(529) 2021-12-1082圖5.35 惰性失真uo0u

34、suoust2021-12-1083w 2) 負峰切割失真w 實際上，檢波電路總是要和下級放大器相連接，如圖5.36(a)所示。 w 交流負載 ZL(j)RLRLw 直流負載 ZL(0)RL2021-12-1084 圖5.36 負峰切割失真 ustuot(b)(c)tu(d)CRLusuVDuoCcR L(a)2021-12-1085w 為了避免這種失真，Uom的最小值必須大于Ua（以免二極管始終截止），即LaAVLLRUURR(1)()LomaAVLLLLaLLLRUmURRRZmRRR 在大信號檢波和gDRL50的條件下，UomUAV,故上式可簡化為 (530) 2021-12-1086圖

35、5.37 減小交、直流負載電阻值差別的檢波電路 CRL1usuVDC2R LRL2Cc2021-12-1087w 5.3.2 同步檢波電路w 1.疊加型同步檢波電路w 2.1596模擬乘法器構(gòu)成的同步檢波圖5.38 疊加型同步檢波電路模型ur包絡(luò)檢波器uusRLusVDuruuC(a)(b)2021-12-1088圖5.39 MC1596接成同步檢波器MC15968147102511 k0.1 urus350.1 100693 k12 V10 k3 k1.3 k1 k0.005 0.005 1 RL10 k8000.1 0.1 1 k1 k0.1 0.1 2021-12-10895.4 混頻電

36、路w 混頻器的主要指標如下：w (1) 混頻增益Ac:混頻器輸出電壓UI（或功率PI）與輸入信號電壓Us（或功率Ps）的比值，用分貝數(shù)表示，即1120lg,10lgssUPAGUP2021-12-1090w (2)噪聲系數(shù)NF:輸入端高頻信號信噪比與輸出端中頻信號信噪比的比值，用分貝數(shù)表示，即1/10/sNFNPPNLGP P2021-12-1091w 5.4.1 混頻電路w 1. 二極管雙平衡混頻電路w 在uL(t)為正半周時，VD1、VD2導通，VD3、VD4截止，可得圖5.40(b)。由圖可得 w 4312()2sLLVDuiiiKtRR 1212()2sLLVDuiiiKtRR 在uL

37、(t)為負半周時，VD3、VD4導通，VD1、VD2截止，可得圖5.40(c)。由圖可得2021-12-1092 圖5.40 二極管雙平衡混頻電路(b)VD1VD2T1usi1RLT2i2T3uLT1RLT2VD3usVD4i4i3T3(c)uLT1RLT2i2(a)VD1VD3VD2usVD4i1i4i3T3uL2021-12-1093w 通過RL的總電流為 01243112()()2()()22()22cos44coscos323sLLLVDsLLVDsmcLLLVDiiiiiiiuKtKtRRuKtRRUtttRR(531) 2021-12-1094圖5.41 二極管開關(guān)函數(shù)0K1(Lt

38、)Lt0K2(Lt)LtRdS1(a)(b)(c)2021-12-1095w K1(Lt)，K2(Lt)可分別展開成下列傅里葉級數(shù)121222()coscos3cos3235444()coscos3cos535LLLLLLLLKttttKtttt(532) 4cos()2smILcLDUitRR(533) 2021-12-1096w 2. 晶體三極管混頻電路w 1) 晶體三極管混頻電路的工作原理w 三極管的轉(zhuǎn)移特性，如圖5.43所示。其斜率 w 稱為三極管的跨導。這時跨導也隨時間w 不斷變化，稱為時變跨導，用g(t)表示，即0sCuBEiguCQBEigu三極管的集電極電流()()()cBEB

39、BLBBLsif uf Uuf Uu u2021-12-1097w 式中，f(UBB+uL)和f(UBB+uL)都隨uL變化，即隨時間變化，故分別用時變靜態(tài)集電極電流Ic(uL)和時變跨導gm(uL)表示，即()()ccLmLsiI ugu u在時變偏壓作用下，gm(uL)的傅里葉級數(shù)展開式為012()( )coscos2mLmmLmLgugtggtgtgm(t)中的基波分量gm1cosLt與輸入信號電壓us相乘111coscoscos()cos() 2mLsmmsmLcLcgt Uctg Utt(534) 2021-12-1098 從上式中取出I=L-c中頻電流分量，得 1Im11cosco

40、scos2ImsmImcsmIiItg Utg Ut其中 112mcmgg2021-12-1099圖5.42 三極管混頻電路usL1C1fcus(t)L2C2fIVuI(t)uLUBBUCCuBB(t)2021-12-10100圖5.43 三極管的轉(zhuǎn)移特性i0QuBE2021-12-10101w 2) 晶體三極管混頻電路形式w 3) 晶體三極管混頻電路應(yīng)用圖5.44 晶體三極管混頻器的幾種基本形式(a)usuLLusuLL(b)(c)usuLL(d)usuLLCCCC2021-12-10102圖5.45 晶體三極管混頻電路應(yīng)用2700.047 LbLa2.7 k10 kV1fI465 kHz0

41、.047 Le0.01 中頻輸出2.2 k300270 47001.5 k5202.7 kV26.8 k0.047 50 0.047 6 V2005202021-12-10103w 3. MC1596構(gòu)成的混頻電路 w 圖5.46所示為MC1596構(gòu)成的混頻電路。它是利用非線性器件實現(xiàn)兩個信號相乘。0Im1(1cos)cosamuUmtt2021-12-10104圖5.46 MC1596組成的混頻器MC15968147102511 k10 k8 V510.001 uLus350.001 1 k69uo8 V516.8 k0.001 100 100 UCC0.001 LCCRbIEE210 k5

42、1 k UBB2021-12-10105w 5.4.2 混頻過程中產(chǎn)生的干擾和失真w 1. 混頻器的干擾,0,1,2,p qLcIfpfqffp q0.70.722ILcIfffpfqff(535) 2021-12-10106w 1. 干擾哨聲w 2.寄生通道干擾0.7LcIffff 當 時，則由(535)式可得LMIpfqff(537) 由式(537)可得形成寄生通道干擾的輸入干擾信號頻率為1MLIpfffqq (538) 2021-12-10107w 當p=0,q=1時，由(538)式求得寄生通道的fM=fI，故稱為中頻干擾?；祛l器對這種干擾信號起到中頻放大作用，而且它比有用信號有更強的傳

43、輸能力。w 當p=-1,q=1時，由(538)式求得的寄生通道fK=fM=fL+fI=fc+2fI，故稱為鏡像干擾。其中fL可看成一面鏡子，則fK是fc的鏡像，如圖5.47所示。 圖5.47 鏡像干擾示意圖fcfLfKfIfI2021-12-10108w 3. 混頻器中的失真w 1) 交叉失真w 2) 互調(diào)失真 2021-12-101095.5 自動增益控制w 5.5.1 AGC電路的作用及組成 w 增益控制電路一般可分為手動及自動兩種方式。 2021-12-10110圖5.48 帶有自動增益控制電路的調(diào)幅接收機的組成方框圖混頻器高頻放大us直流放大中頻放大包絡(luò)檢波器低頻放大AGC檢波器uIU

44、AGC2021-12-10111w 5.5.2 AGC電壓的產(chǎn)生w 1.平均值式AGC電路w 平均值式AGC電路是利用檢波器輸出電壓中的平均直流分量作為AGC電壓的。圖5.49所示為典型的平均值式AGC電路，常用于超外差收音機中。 2021-12-10112圖5.49 平均值式AGC電路CuIVDC1C2R2R1R3C3UAGCC4音頻信號輸出2021-12-10113w 2. 延遲式AGC電路w 平均值式AGC電路的主要缺點是，一有外來信號，AGC電路立刻起作用，接收機的增益就因受控制而減小。這對提高接收機的靈敏度是不利的，這點對微弱信號的接收尤其是十分不利的。為了克服這個缺點，可采用延遲式

45、AGC電路。 2021-12-10114圖5.50 延遲式AGC電路音頻信號T1R2C3R1C1L1UCCT2C4R3L2R5UC7VD2R6C2R4C5C6C8UAGCVD1V2021-12-10115w 5.5.3 實現(xiàn)AGC的方法 w 由于AGC電壓UAGC通過R4及R3加到發(fā)射極上，便產(chǎn)生如下變化： AGCBEBCEuoAGCBEBCEuoUUIIIAUUIIIA2021-12-10116圖5.51 改變IE的AGC電路 T1R2C1R1CLUCCT2C2R3RLR4Vuo(a)uIUAGC2021-12-10117圖5.51 改變IE的AGC電路 T1R2C1R1CLUCCT2C2R

46、3RLVuo(b)R4R5 UAGC0BAIE/mA(c)2021-12-10118w 圖5.52(a)和(b)為另一種改變IE的AGC電路。圖中所使用的晶體三極管具有圖5.52(c)所示的特性。當靜態(tài)工作電流IE在AB范圍內(nèi)，卻有IE的特性。圖(a)所示為單調(diào)諧小信號放大器。由于AGC電壓UAGC通過R4加到基極上，所以本電路可產(chǎn)生如下變化： AGCBEBCEuoAGCBEBCEuoUUIIIAUUIIIA2021-12-10119圖5.52 另一種改變IE的AGC電路T1R2C1R1CLUCCT2C2R3RLR4 UAGCVuo(a)T1R2C1R1CLUCCT2C2R3RLVuo(b)u

47、IuIR4R5UAGC0BAIE/mA(c)2021-12-101205.6實訓:幅度調(diào)制電路及幅度解調(diào)電路的仿真w 范例一：觀察普通調(diào)幅、雙邊調(diào)幅電路的輸出波形及頻譜結(jié)構(gòu)步驟一繪出普通調(diào)幅電路圖w (1)請建立一個項目Ch5，然后繪出如圖5.53所示的電路圖。w (2)圖中U1是，載波信號源，參數(shù)設(shè)置為 2021-12-10121圖5.53 普通幅度調(diào)制電路U1U2V5V6V7V8500R1500R2VD1500R3C1100 FR551R651Re1 kR46.8 kA0.1 FC30.1 FC2R850.5 kR7650V1V2V3V4R123.9 kR133.9 kR111 kC50.

48、1 F1.5 kR14Bout12 VR1051R91 kC40.1 F8 V2021-12-10122w UOFF:直流基準電壓，設(shè)定為0V。w U A M P L : 峰 值 電 壓 ， 設(shè) 定 為350mV。w FREO:信號頻率，設(shè)定為1MHz。w TD:出現(xiàn)第一個波形的延遲時間，設(shè)定為0ms。w (3)圖中U2是調(diào)制信號源，參數(shù)設(shè)置為：w UOFF:直流基準電壓，設(shè)定為0V。w U A M P L : 峰 值 電 壓 ， 設(shè) 定 為450mV可調(diào)。w FREO:信號頻率，設(shè)定為30kHz。w TD:出現(xiàn)第一個波形的延遲時間，設(shè)定為0ms。w (4)將圖5.53中的其它元件編號和參數(shù)按

49、圖中設(shè)置。 2021-12-10123w 步驟二設(shè)置Transient Analysis(瞬態(tài)分析)w (1)在PSpice電路分析功能（分析設(shè)置）項中，選Transient Analysis(瞬態(tài)分析)。w (2)在Transient Analysis(瞬態(tài)分析)中，設(shè)置繪圖的時間增量，設(shè)定為400ns；設(shè)置瞬態(tài)分析終止時間，設(shè)定為100s。w 步驟三存檔w 在執(zhí)行PSpice分析以前最好養(yǎng)成存檔習慣，先存檔一次，以防萬一。2021-12-10124w 步驟四觀察普通調(diào)幅電路的輸出波形w 啟動PSpice進行仿真，在Probe窗口中選擇TraceAdd，打開AddTrace對話框。在窗口下方的TraceExpression欄處用鍵盤輸入“U(out)”。用鼠標選“OK”退出AddTrace窗口。這時的Probe窗口出現(xiàn)普通調(diào)幅電路的輸出波形,如圖5.54所示。利用Probe中的測試功能從圖中可以測得輸出波形的幅度。2021-12-10125圖5.54 普通調(diào)幅電路的輸出波形1.0 V0 V1.0 V10 s20 s30 s40 s50 s60 sU(out)Time2021-12-10126w 步驟五觀察普通調(diào)幅波的頻譜圖w (1)在