ZVS移相全橋變換器設計(共20頁)

1、精選優(yōu)質文檔-傾情為你奉上電氣工程學院課 程 設 計 說 明 書 設計題目： 系 別： 年級專業(yè)： 學生姓名： 指導教師： 電氣工程學院課程設計任務書課程名稱： 電力電子與電源綜合課程設計 基層教學單位：電氣工程及自動化系 指導教師： 朱艷萍學號學生姓名（專業(yè)）班級設計題目ZVS移相全橋變換器設計設計技術參數(shù)輸入電壓：DC 450V 輸出電壓：DC 24V輸出功率：200W 開關頻率：20kHz效率：設計要求1、主電路設計：移相全橋變換器；主功率器件參數(shù)、輸出濾波器參數(shù)、主電路連接導線截面積計算與選擇；2、高頻變壓器設計：磁芯計算與選擇、原副邊匝數(shù)計算、漆包線截面積計算與選擇。3、控制電路設計

2、：電壓閉環(huán)以實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。 4、過電流保護設計參考資料1、電力電子技術(第5版) 王兆安主編 機械工業(yè)出版社 20092、脈寬調制DC/DC全橋變換器的軟開關技術 阮新波 嚴仰光 科學出版社3、電力拖動自動控制系統(tǒng) 陳伯時 機械工業(yè)出版社4、開關電源原理與設計 張占松 蔡宣三 周次第一周第二周應完成內容完成全部方案設計：周一、二：查、閱相關參考資料周二至周五：方案設計、完善周一、二：完成設計說明書周三、四：繪制A1設計圖紙周五：答辯考核指導教師簽字朱艷萍基層教學單位主任簽字孫孝峰說明：1、此表一式三份，系、學生各一份，報送院教務科一份。 2、學生那份任務書要求裝訂到課程設計報告前面。 電氣工程

3、學院 教務科電力電子與電源課程設計組內自評表題目：班級：工作質量排名姓名組內分配工作內容本人簽名1234摘要首先，本文闡述PWM DC/DC變換器的軟開關技術，且根據移相控制PWM全橋變換器的主電路拓撲結構，選定適合于本論文的零電壓開關軟開關技術的電路拓撲，并對其基本工作原理進行闡述，同時給出ZVS軟開關的實現(xiàn)策略。 其次，對選定的主電路拓撲結構進行電路設計，給出主電路中各參量的設計及參數(shù)的計算方法，包括輸入、輸出整流橋及逆變橋的器件的選型，輸入整流濾波電路的參數(shù)設計、高頻變壓器及諧振電感的參數(shù)設計以及輸出整流濾波電路的參數(shù)設計。然后，論述移相控制電路的形成，對移相控制芯片進行選擇，同時對移相

4、控制芯片UC3875進行詳細的分析和設計。對主功率管MOSFET的驅動電路進 最后，基于理論計算，對系統(tǒng)主電路進行仿真，研究其各部分設計的參數(shù)是否合乎實際電路。搭建移相控制ZVS DC/DC全橋變換器的實驗平臺，在系統(tǒng)實驗平臺上做了大量的實驗。實驗結果表明，本文所設計的DC/DC變換器能很好的實現(xiàn)軟開關，提高效率，使輸出電壓得到穩(wěn)定控制，最后通過調整移相控制電路，可實現(xiàn)直流輸出的寬范圍調整，具有很好的工程實用價值。行分析和設計。關鍵詞 開關電源;高頻變壓器;移相控制;零電壓開關;UC3875 目錄第1章緒論 早期提出的軟開關變換器是諧振變換器，準諧振變換器和多諧振變換器。實現(xiàn)了開關管的零電壓開

5、關或零電流開關，減小了開關損耗，提高了變換器的變換效率，開關頻率大大提高，減小了體積和重量。但是這些變換器的器件應力大，循環(huán)能量大，而且要采用頻率調制，不利于優(yōu)化設計濾波器。為了保留諧振變換器的優(yōu)點，實現(xiàn)開關管的軟開關，同時采用PWM控制方式，實現(xiàn)恒定頻率調節(jié)，利于優(yōu)化設計濾波器，90年代出現(xiàn)了零轉換變換器。所謂零轉換變換器，就是只是在開關管開關過程中變換器工作在諧振狀態(tài)，實現(xiàn)開關管的零電壓開關或零電流開關，其他時間均工作在PWM控制方式下。這種變換器適應通訊技術和電力系統(tǒng)的發(fā)展，對通訊開關電源和電力操作電源 本課設所做的具體工作如下:1.分析移相控制PWM全橋變換器軟開關技術的基本工作原理，

6、并分析實現(xiàn)軟開關的條件，以及整流二極管的換流情況。2.對移相控制PWM全橋變換器的主電路拓撲結構進行電路設計，研究主電路中各參量的設計方法，包括:輸入整流橋、逆變橋、輸出整流二極管的選型，輸入濾波電路母線支撐電容的設計，高頻變壓器及諧振電感的設計，輸出濾波電路中濾波電感及濾波電容的設計。3.詳細分析移相控制芯片，對驅動電路進行設計與分析。4.理論計算和仿真研究設計參數(shù)。第2章PWM DC/DC全橋變換器軟開關技術 PWM DC/DC全橋變換器全橋變換器的基本工作原理PWM DC/DC全橋變換器的基本電路結構及其波形如圖所示。T1-T4是四支主功率管，D1-D4為主功率管的反并聯(lián)二極管，TR是輸

7、出變壓器，其原副邊繞組匝數(shù)比K=N1/N2， VD1和VD2是輸出整流二極管，Lf和Cf是輸出濾波電感和電容，RL是負載。輸入直流電源電壓為Vin，輸出直流電壓為Vo。所謂移相控制方式就是T1和T2輪流導通，各導通180度電角度，T3和T4亦如此，但是T1(或T2)和T4(或T3)不同時導通，兩者導通差a電角度，如圖 (b)所示。其中T1和T2分別先于T4和T3關斷，故稱T1和T2組成的橋臂為超前橋臂，T3和T4組成的橋臂為滯后橋臂。通過控制T1-T4四只開關管，在AB兩點得到一個幅值為Vin的交流方波電壓，經過高頻變壓器的隔離和變壓后，在變壓器副邊得到一個幅值為Vin/K的交流方波電壓，然后

8、通過由VD1和VD2構成的輸出整流橋，在CD兩點得到幅值為Vin/K的直流方波電壓。Lf與和Cf組成的輸出濾波器將這個直流方波電壓中的高頻分量濾去，在輸出端得到一個平直的直流電壓，其電壓值為Vo= DVin/K，其中D是占空比，D=2*Ton/Ts，To是導通時間，Ts是開關周期，由Vo的公式知，可以通過調節(jié)占空比來調節(jié)輸出電壓Vo，又D=2*Ton/Ts =1- a/180，從而可以通過控制移相角來調節(jié)輸出電壓Vo. PWM DC/DC全橋變換器的軟開關實現(xiàn) 1.超前橋臂的軟開關實現(xiàn)在圖中，T1和T4同時導通，vAB =Vin,變壓器一次側電流流過T1和T4。在某一時刻先關斷T1，原邊電流從

9、T1上轉移到C1和C2支路上，給C1充電，同時C2被放電。由于有C1和C2,T1是零電壓關斷。在這個過程中，漏感Lrk和濾波電感與串聯(lián)，而且Lf很大，因此可以認為原邊電流Ip近似不變，類似于一個恒流源。這樣C1的電壓線性增大，同時C2的電壓線性減小。當C1的電壓上升到Vin時，C2的電壓下降到零，T2的反并聯(lián)二極管D2自然導通，此時開通T2就是零電壓開通。此時Vab=0 ,同理于T2關斷的情況。 從上面的分析可以得到:超前橋臂在關斷時，輸出濾波電感與漏感串聯(lián)，原邊電流是一個恒流源，因此超前橋臂只能實現(xiàn)零電壓開關，不能實現(xiàn)零電流開關，而且超前橋臂容易實現(xiàn)零電壓開關。 3.滯后橋臂的軟開關 1)滯

10、后橋臂的零電壓開關 如果續(xù)流狀態(tài)處于恒流模式，原邊電流流過D2和T4。當T4關斷時，原邊電流從T4上轉移到C3和C4支路上，給C4充電，同時C3被放電。由于有C3和C4,T4是零電壓關斷。當C4的電壓上升到Vin時，C3的電壓下降到零，T4的反并聯(lián)二極管D4自然導通，此時開通T4就是零電壓開通。此時vAB=0。同理于T3關斷的情況。 在T4關斷后，由于vab =-vc 4 , vAB，為負電壓，使VD2導通， VD1與VD2換流，因而短接了變壓器副邊，變壓器原邊電壓為零。此時與C3和C4諧振的能量是由漏感Llk提供的。由于Llk的電感量很小，如果Llk提供的能量不能使口和C3充放電結束就使得原

11、邊電流ip反向，那么C3上的電壓就會開始增加，此時開通T3就不能實現(xiàn)零電壓開通，而是硬開通。 從上面的分析可以得到:(1)滯后橋臂實現(xiàn)ZVS的能量是漏感的能量;(2)漏感遠遠小于輸出電感，因此滯后橋臂較超前橋臂實現(xiàn)ZVS更困難;(3)漏感能量與負載有關。負載越大，能量越大;反之越小。在負載較小時，漏感能量不足以使滯后橋臂實現(xiàn)零電壓開關，必須采用輔助電路來幫助漏感實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關。2)滯后橋臂的零電流開關 如果續(xù)流狀態(tài)處于電流復位模式，則當T4關斷時，原邊電流為零，T4是零電流關斷。當T3開通時，由于漏感的存在，原邊的電流不能突然增加，而是以一定的斜率增加，因此可以認為T3是零電流開通。

12、同理于T3關斷的情況。 從上面的分析可以得到:(1)在電流復位模式下，滯后橋臂實現(xiàn)zcs ;(2)滯后橋臂開關管兩端不能并聯(lián)電容，否則在開關管開通時，其并聯(lián)電容上的電壓不能為零，其能量將全部消耗在開關管中，使開關管發(fā)熱，而且還會在開關管中產生很大的電流尖峰，造成開關管的損壞;(3)在續(xù)流狀態(tài)時，原邊電流回到零后，不能反向增加。否則在開關管開通時，就會產生很大的開通電流尖峰，容易損壞開關管，從而失去了零電流開通的條件。 PWM DC/DC全橋變換器實現(xiàn)ZVS兩個橋臂實現(xiàn)ZVS1.實現(xiàn)ZVS的條件要實現(xiàn)開關管的零電壓開通，必須有足夠的能量用來:1)抽走將要開通的開關管的外部附加電容上的電荷;2)給

13、同一橋臂關斷的開關管的外部附加電容充電;3)考慮到變壓器原邊繞組電容，還要有一部分能量用來抽走變壓器原邊繞組寄生電容CTR上的電荷。也就是說，要實現(xiàn)開關管的零電壓開通，必須滿足下式2.超前橋臂實現(xiàn)ZVS在超前橋臂開關過程中，輸出濾波電感與是與諧振電感L;是串連的，此時用來實現(xiàn)零電壓開關的能量是濾波電感與與諧振電感Lr中的能量。另外參與諧振的還有變壓器的勵磁能量Wmag(相對很小，可忽略)，因此要實現(xiàn)超前橋臂的ZVS，只要滿足3.滯后橋臂實現(xiàn)ZVS在滯后橋臂的開關過程中，變壓器副邊是短路的，此時整個變換器就被分為兩部分，一部分是原邊電流逐漸改變流通方向，其流通路徑由全橋提供;另一部分是負載電流由

14、整流橋提供續(xù)流回路，負載側與變壓器原邊沒有能量傳遞。此時用來實現(xiàn)ZVS的能量只是諧振電感L，中的能量，如果不滿足(2-22)式，那么就無法實現(xiàn)ZVS。即由于輸出濾波電感與不參與滯后橋臂ZVS的實現(xiàn)，較超前橋臂而言，滯后橋臂實現(xiàn)ZVS就困難得多，因為輸出諧振電感比輸出濾波電感要小得多。整流二極管的換流情況 在移相控制ZVS PWM DC-DC全橋變換器中，輸出整流電路一般有兩種，一種是全橋整流方式，一種是全波整流方式。當輸出電壓比較高，輸出電流比較小時，一般采用全橋整流方式。當輸出電壓比較低，輸出電流比較大時，為了減少整流橋的通態(tài)損耗，提高變換器的效率，一般采用全波整流方式。無論采用何種整流方式

15、，變壓器在副邊占空比丟失這段時間里都工作在短路狀態(tài)，下面分析一下在這一時間段整流二極管的換流情況。全波整流方式圖給出了副邊全波整流方式的電路圖及其換流波形。變壓器副邊各自電流的參考方向如圖所示，這樣有 在t2時刻，負載電流流經VD1。在（t2-t5）時段里，變壓器原邊電流減小，其副邊繞組Ls1，的電流也減小，小于輸出濾波電感電流，即is1<iLF<isL不足以提供負載電流，此時VD2導通，由副邊繞組LS2為負載提供不足部分的電流，即根據式(2-54)和(2-55)，可以知道整流管的換流情況:1) (t2， t4)時段，ip >0，流過VD1的電流大于流過VD2的電流，即2)

16、t4時刻，iP = 0，兩個整流管中流過的電流相等，均為負載電流的一半，3)(t4,t5時段，iP<0，流過VD1的電流小于流過VD2的電流，即4) ts時刻，ip=-iLf/K , VD2中流過全部負載電流，VD1電流為零，即此時VD1關斷，VD2承擔全部負載電流，從而完成整流管的換流過程。本章小結 移相控制全橋零電壓PWM變換器應用廣泛，適合大功率、低電壓等場合。該變換器利用變壓器的漏感和功率管的寄生電容作為諧振元件，使全橋PWM變換器的四個開關管均在ZVS條件下導通。 本章分析了移相控制方式的DC/DC變換器的基本原理，且可以得出以下結論: 1)移相控制零電壓PWM變換器工作于零電

17、壓開關條件下，因而大大減小了開關損耗，有利于提高開關頻率，減小變換器的體積和重量; 2)無論副邊是全橋整流方式還是全波整流方式，變壓器原副邊的電壓電流是符合變壓器的基本規(guī)律的; 3)超前橋臂比滯后橋臂容易實現(xiàn)ZVS ;4)由于諧振電感串聯(lián)于主回路中，使得原邊電流不能突變，因此副邊存在占空比丟失的現(xiàn)象。第3章PWM DC/DC變換器控制回路設計的設計移相控制電路是高頻開關電源的重要組成部分，在很大程度上決定了開關電源的性能，其作用在于使全橋變換器的兩個橋臂開關管的導通角錯開一個角度，以獲得不同的占空比從而調節(jié)輸出電壓的高低。借助開關器件的輸出電容充放電，在輸出電容放電結束(即電壓為零)的狀態(tài)下完

18、成零電壓開通。移相控制電路原理開關電源控制系統(tǒng)的組成結構可以簡化成如圖所示的形式。 對于穩(wěn)定工作的逆變系統(tǒng)，其輸出除了受Vg的控制外，還與Vin和負載的大小有關。逆變系統(tǒng)輸出受in的影響程度稱為逆變系統(tǒng)的源效應，受負載變化的影響程度稱為逆變系統(tǒng)的負載效應。開關電源的控制電路一般應具有以下功能:(1)頻率可在較寬范圍內預調的固定頻率振蕩器;(2)占空比可調節(jié)的脈寬調制功能;(3)死區(qū)時間校準器;(4)一路或兩路具有一定驅動功率的輸出圖騰柱式電路;(5)禁止、軟啟動和電流、電壓保護功能等。移相PWM控制器是開關電源的核心部分，其基本原理圖如圖所示。1)基準源:芯片內大部分電路由它供電，同時也兼做誤

19、差放大器的基準電壓輸入。2)振蕩器:一般由恒流充電快速放電電路以及電壓比較器組成，振蕩頻率由外接RC元件所決定。3)誤差放大器:將取樣電壓vout和基準電壓比較放大，送至脈寬調制電路輸入端。4)脈寬調制器:其輸入為誤差放大器的輸出，其輸出分為兩路，一路送給門電路，另一路送給振蕩輸入端。5)分頻器:將振蕩器的輸入分頻后輸出，控制門電路輸出脈沖的頻率。6)門電路:門電路輸入分別受分頻器和脈寬調制器的輸出控制，輸出為PWM脈沖波。 本電源采用了專用移相控制芯片UC3879，它能很好的實現(xiàn)移相控制，且具有一個獨立的過電流關斷電路以實現(xiàn)故障的快速保護。 移相控制芯片UC3875 控制芯片引腳功能介紹該控

20、制芯片主要設計特點是：(1)可實現(xiàn)0100%占空比控制；(2)開關頻率可達300kHz；(3)兩個半橋的輸出驅動信號死區(qū)時間可單獨設置，最小的死區(qū)時間可設置為0；(4)輸出驅動電路采用圖騰柱式輸出，最大驅動電流為100mA；(5)可實現(xiàn)電壓模式控制或電流模式控制；(6)具有逐周期電流限制功能；(7)具有軟啟動控制功能；(8)內置10MHz 帶寬的誤差放大器。UC3875 引腳功能簡述如下：PIN 功能 1 VREF 基準電壓 10 VCC 電源電壓 2 E/AOUT 誤差放大器的輸出 11 VIN 芯片供電電源 3 E/A 誤差放大器的反相輸入 12 PWRGND 電源地 4 E/A 誤差放大

21、器的同相輸入 16 FREQSET 頻率設置端 5 C/S 電流檢測 17 CLOCK/SYNC 時鐘/同步 6 SOFTSTART 軟起動 18 SLOPE 陡度 7,15 DELAYSETA/B,C/D 輸出延遲控制 19 RAMP 斜波 14,13,9,8 OUTAOUTD 輸出AD 20 GND 信號地 控制方案分析移相全橋ZVS PWM DC/DC變換器電壓型控制方框圖如圖。(a)圖中Vref、Vf、Ve 分別為輸出電壓的給定值、反饋值和誤差。實際系統(tǒng)中，補償網絡Gv (s)的輸入為反饋電壓與給定電壓的誤差量，輸出為實際電路的占空比(0<D<1)，其中的比例系數(shù)由移相PW

22、M發(fā)生器等效環(huán)節(jié)，即將調制信號變?yōu)橛烧伎毡容敵龅谋壤h(huán)節(jié)Kmd決定；H(s)表示反饋網絡的傳遞函數(shù)； 圖 (a)可以進一步等效為(b)圖，輸出信號Vo(s) 經H(s)得到反饋信號Vf(s)，反饋信號Vf(s)與給定值Vref(s)相減得到誤差信號Ve(s)，然后送入框圖G(s)中，最后得到輸出信號Vo(s)?？梢缘玫介]環(huán)傳遞函數(shù)的表達式：控制電路設計的目標是使開關變換器在各種工況下均能穩(wěn)定工作，并達到要求的動態(tài)性能。本設計是以輸出電壓作為反饋的電壓模式控制，采用PI調節(jié)，誤差放大器由UC3875內部提供。設計的重點就是PI參數(shù)的確定。常用的電壓調節(jié)器是PI調節(jié)器以及PID調節(jié)器。通常電壓調節(jié)

23、器都采用PI調節(jié)器，參數(shù)簡單，設計整定容易。PI調節(jié)器電路如圖所示，Vref是電壓給定信號，Vf是電壓反饋信號，R1、R2和C1組成PI補償網絡，傳遞函數(shù)為：依據圖，加上PI環(huán)節(jié)后，電壓環(huán)控制系統(tǒng)方框圖如圖所示。第4章仿真與參數(shù)設計4、1參數(shù)設計主電路參數(shù)設計本變換器主要的設計指標如下：輸入直流電壓：450V；輸出功率：200w；開關頻率：20kHz；輸出功率：200W；主電路設計參數(shù)：濾波電容：L=RL(1-D)2fs=濾波電感：C=開關器件選擇 當前應用最廣泛的兩種全控型功率開關管是IGBT和MOSFET。與IGBT相比，IGBT是一種高耐壓、低導通阻抗、慢速的開關管。正因如此，MOSFE

24、T大量用于高頻、低壓、中小功率的場所;而IGBT更多用于低頻、高壓、大功率場所。綜合考慮兩種器件的特點以及本項目的實際要求，選擇MOSFET作為主電路的功率開關管。高頻變壓器的設計高頻變壓器是移相全橋變換器的一個核心器件，所以它的設計和加工非常關鍵。設計變壓器首先要選擇磁心，其次按照功率和電壓確定原副方匝比，然后根據工況選擇纏繞線，最后校核窗口面積及溫升，確認設計的可行性。1、磁芯的選擇本裝置設計開關頻率f=100kHz，變壓器工作在高頻，為減小損耗，可以選擇鐵氧體材料。磁心幾何尺寸的選擇常用面積乘積(AP)法來選擇變壓器次級電壓：其中：VD為整流二極管導通壓降，取為；VLf為濾波電感壓降，取為2V；考慮到死區(qū)和占空比丟失的因素，取D變壓器次級繞組輸出功率：P2=200W變壓器功率計算：其中，為變壓器效率，通常取為98。根據傳輸功率，查表電子變壓器手冊計算，選擇EE42磁芯。2、原副邊匝數(shù)的計算為了提高高頻變壓器的利用率，減小開關管的電流，降低輸出整流