高動(dòng)態(tài)GPS信號(hào)的載波跟蹤方案研究及其仿真

1、高動(dòng)態(tài)GPS信號(hào)的載波跟蹤方案研究及其仿真劉曉琴，徐長(zhǎng)雷(安徽農(nóng)業(yè)大學(xué)經(jīng)濟(jì)技術(shù)學(xué)院，安徽合肥 230601)摘要： 構(gòu)造快速可靠的系統(tǒng)仿真平臺(tái)、實(shí)現(xiàn)高動(dòng)態(tài)載波跟蹤對(duì)GPS接收算法的研究及硬件的設(shè)計(jì)提供有效的幫助。分析了多普勒頻偏對(duì)GPS接收機(jī)的影響，并討論了頻偏的估計(jì)方法，提出了高動(dòng)態(tài)下的自適應(yīng)設(shè)置帶寬的聯(lián)合載波跟蹤方案。相位跟蹤部分增添了鎖定/假鎖檢測(cè)機(jī)制，并分析了跟蹤系統(tǒng)的各個(gè)環(huán)節(jié)。在Matlab/Simulink 環(huán)境下，實(shí)現(xiàn)了該載波跟蹤方案的仿真。結(jié)果表明該仿真平臺(tái)有效、可靠；也表明該方案具有較好的高動(dòng)態(tài)跟蹤和數(shù)據(jù)解調(diào)性能。關(guān)鍵字：高動(dòng)態(tài)；載波跟蹤；仿真；環(huán)路濾波器；科斯塔斯環(huán) 中圖分

2、類號(hào)：TN914.43 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：AResearch and Simulation of Carrier Tracking Method for High-Dynamic GPS SignalsLIU Xiao-qin, XU Chang-lei(Economy and Technology Institute Anhui Agricultural University,Anhui Hefei 230601)Abstract: Constructing fast and reliable system simulation platform and realizing high-dynami

3、c carrier tracking provides effective help to the research of GPS receive algorithms as well as the design of hardware.The influence of Doppler Frequency Shifts to GPS receiver is analyzed. An estimation method of frequency offset is discussed,and the joint carrier tracking scheme with adaptive band

4、width designed is proposed.The locked/false-locked detection mechanism is added to the phase tracking part,and the aspects of the tracking system are analyzed.The simulation of the carrier tracking on Matlab/simulink is realized. The result shows the availability and reliability of this platform,and

5、 also shows the better high-dynamic tracking and data demodulation performance of the scheme.Key words: High dynamic;Carrier tracking;Simulation;Loop Filter;Costas Loop一、引言GPS系統(tǒng)采用的是擴(kuò)頻通信體制，利用L波段的兩種載頻作載波(兩載波L1和L2分別為：1575.42MHz和1227.6MHz)，對(duì)偽隨機(jī)碼(C/A碼和P碼)和導(dǎo)航電文進(jìn)行擴(kuò)頻調(diào)制。而載波同步是擴(kuò)頻通信中的關(guān)鍵技術(shù)，在低動(dòng)態(tài)下易于實(shí)現(xiàn)，而在高動(dòng)態(tài)環(huán)境下，由于

6、衛(wèi)星的運(yùn)動(dòng)引起了載波頻偏和C/A碼偏移，因多徑效應(yīng)和多普勒頻移對(duì)碼捕獲后的載波的提取有很大的影響，可能產(chǎn)生失鎖現(xiàn)象，精確提取載波是很難的。所以，高動(dòng)態(tài)下，載波恢復(fù)是擴(kuò)頻通信的難點(diǎn)。二、系統(tǒng)構(gòu)架 通常的GPS接收機(jī)，常采用Costas環(huán)實(shí)現(xiàn)載波頻率及相位恢復(fù)，雖然Costas環(huán)對(duì)具有較好的抗高斯噪聲性能，但對(duì)動(dòng)態(tài)多普勒頻移的容忍能力較差。為保證GPS接收機(jī)在高動(dòng)態(tài)環(huán)境下通信的性能，若使用鎖相環(huán)，就必須提高工作帶寬，而必然會(huì)降低跟蹤能力；若采用鎖頻環(huán)，將在動(dòng)態(tài)性上比鎖相環(huán)多幾dB的信噪比閾值(即跟蹤能力)優(yōu)勢(shì)1，但其跟蹤精度相對(duì)較差。為了解決這一矛盾，在載波跟蹤設(shè)計(jì)中采用了初始跟蹤用動(dòng)態(tài)能力強(qiáng)的四

7、相鑒頻器跟蹤頻率變化，環(huán)路濾波器帶寬要求寬，能較快地消除大部分多普勒頻移的影響；在剩余頻差不大的范圍內(nèi)，用熱噪聲誤差小的FLL跟蹤使剩余頻差相差至很小時(shí)，轉(zhuǎn)入Costas環(huán)跟蹤的方案。當(dāng)動(dòng)態(tài)性變化時(shí)，環(huán)路根據(jù)設(shè)置的門(mén)限實(shí)現(xiàn)鑒頻/鑒相跟蹤方式的靈活切換，同時(shí)根據(jù)多普勒頻率自適應(yīng)估計(jì)值靈活地設(shè)置環(huán)路帶寬，而且給Costas環(huán)增加了鎖定/假鎖檢測(cè)機(jī)制。這種跟蹤算法的結(jié)構(gòu)如圖1所示。其中，F(xiàn)DD是叉積鑒頻器，PD為鑒相器，是卡爾曼環(huán)路濾波器傳遞函數(shù)，是Costas環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)， NCO是數(shù)控振蕩器。三、高動(dòng)態(tài)下多普勒頻偏對(duì)系統(tǒng)性能的影響普通GPS接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍為-5KHz+5KHz多普勒，加

8、速度為3g；而高動(dòng)態(tài)的加速度為20g,由于各種因素的影響，GPS信號(hào)的載頻偏差或階躍有可能達(dá)到幾十KHz到幾百KHz。若多普勒頻率=1000Hz，則輸入的中頻信號(hào)頻率高于本地載波1000Hz，等效于在1ms的相關(guān)時(shí)間里差了1Hz。經(jīng)1ms采樣求和，當(dāng)頻率差大于1000Hz時(shí)，I/Q信號(hào)已失去本來(lái)意義。則較大的頻偏會(huì)引起捕獲性能的下降。圖1 高動(dòng)態(tài)環(huán)境下載波跟蹤方案原理圖數(shù)字IF多普勒自適應(yīng)估計(jì)NCO數(shù)字正交下變頻頻率判決相位判決FDDPD四相鑒頻器Hf(s)自適應(yīng)設(shè)置帶寬多普勒頻偏造成的信號(hào)誤差惡化系數(shù)2為: (1)圖2 多普勒頻偏造成的檢測(cè)概率下降(N,deltf,Tc)：頻偏為deltfH

9、z,N為相關(guān)區(qū)間，Tc=0.8，為每個(gè)Chip的信噪比(dB)。 檢 測(cè) 概 率 下 降 (N,deltf,Tc) f：(128,10,Tc) e：(128,600,Tc) d：(256,10,Tc) c：(256,600,Tc) b：(512,600,Tc) a：(512,5000,Tc) 在一定的頻偏下，N越大，性能惡化越嚴(yán)重；在N不變下，頻偏越大，性能惡化也越重，由多普勒頻偏造成的檢測(cè)概率下降曲線如圖2所示。多普勒頻偏(Hz)圖3 多普勒頻偏造成的信噪比惡化信噪比/dB 其次，多普勒頻偏對(duì)相關(guān)峰值的影響，所帶來(lái)的信噪比惡化方程2為： (2)頻偏會(huì)造成檢測(cè)能量的損失，檢測(cè)概率降低，使信噪比

10、降低(如圖3所示)，T為C/A碼的周期。四、高動(dòng)態(tài)載波同步方案在碼捕獲完成后，由于存在較大的多普勒頻移，碼跟蹤和載波同步電路仍不能正常工作，因此，在碼捕獲完成后，對(duì)數(shù)字匹配濾波器的輸出樣本進(jìn)行處理，完成多普勒頻移的估計(jì)，將多普勒頻移的估計(jì)值作為載波同步環(huán)中環(huán)路濾波器的初始值，從而校正多普勒頻移，在運(yùn)行過(guò)程中，根據(jù)其值設(shè)置環(huán)路參數(shù)。4.1多普勒頻移自適應(yīng)估計(jì)從1ms電文中得到的頻率分辨率大約 1kHz,對(duì)跟蹤環(huán)來(lái)說(shuō)，這個(gè)值太粗糙了，適合跟蹤過(guò)程的頻率必須在幾十Hz之內(nèi)。若在m時(shí)刻，1ms電文(n)中最高頻率分量是(k表示輸入信號(hào)的頻率分量)，有DFT輸出： （3）此時(shí)相位為： （4） 假設(shè)在m時(shí)

11、刻之后很短時(shí)間的n時(shí)刻，1ms電文的DFT分量也是最強(qiáng)分量，因?yàn)檩斎敕至吭诤芏虝r(shí)間內(nèi)不會(huì)迅速變化，則n時(shí)刻輸入信號(hào)相位為： （5）用運(yùn)算速度快的FFT來(lái)計(jì)算X(k)，用兩相位及時(shí)調(diào)整頻率： （6）此中需要合適地選取變換的數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù)N，用這樣的結(jié)合來(lái)糾正并更新頻率。為了保持其值的唯一性，相位差在實(shí)際中必須小于。 4.2鑒頻/鑒相特性4.2.1 四相鑒頻器3 偽碼捕獲后，載波多普勒頻移被牽引到一定頻率范圍內(nèi)，此時(shí)頻率估計(jì)誤差仍然較大，有可能超出叉積鑒頻器的跟蹤范圍。因此首先用四相鑒頻器將誤差降低到叉積鑒頻器的跟蹤范圍內(nèi)，將頻率進(jìn)一步牽引到自動(dòng)叉積跟蹤頻帶的線性范圍內(nèi)。 積分清除器(I&D)的

12、輸出可表示為： （7） （8）其校正量通過(guò)比較兩個(gè)連續(xù)時(shí)序同相/正交信號(hào)分量獲得，計(jì)算同一時(shí)刻同相、正交信號(hào)分量絕對(duì)值之差為： （9）其中，A是信號(hào)幅度，D(k)是數(shù)據(jù)信息，是誤差信號(hào)，頻偏，T是數(shù)據(jù)持續(xù)時(shí)間，是相位差。由于載波跟蹤時(shí)碼相位估計(jì)對(duì)準(zhǔn)在一個(gè)碼片范圍內(nèi)，則,的符號(hào)與的符號(hào)相同，可將載波頻率誤差分割成4個(gè)區(qū)間，設(shè)校正量為，則有： (10) 4.2.1符號(hào)叉積鑒頻器頻率跟蹤實(shí)質(zhì)上是載波相位的差分跟蹤，本方案采用符號(hào)叉積鑒頻器3 4 5，其環(huán)路原理圖如圖4所示。令 (11) （12）叉積鑒頻器的控制量可以表示為： (13)令連續(xù)測(cè)量的輸出數(shù)據(jù)位不變，即有：，(為多普勒頻偏)。連續(xù)采樣相位

13、變化為，當(dāng)，。輸出與單位時(shí)間間隔內(nèi)相位變化成正比，可以用此輸出量控制載波NCO調(diào)整頻率輸出，達(dá)到跟蹤頻率的目的，其鑒頻特性如圖5所示。則GPS信號(hào)的頻率跟蹤環(huán)的跟蹤范圍為：圖4 符號(hào)叉積鑒頻環(huán)路原理圖輸入 輸入I(k)I(k-1)Q(k)Q(k-1)+ +I&D延遲T延遲Tsign(*)I&D歸 一 化 跟 蹤 輸 出 fdT 圖5 鑒頻器頻率跟蹤范圍4.2.2 鑒相器Sign( )IQ圖6 相位檢測(cè)器對(duì)于BPSK/QPSK調(diào)制信號(hào)，最常采用的載波同步方式是Costas環(huán)。在設(shè)計(jì)中，采用改進(jìn)的Costas環(huán)，因改進(jìn)的Costas環(huán)具有鋸齒型鑒相特性，減小了環(huán)路的“懸擱”現(xiàn)象的影

14、響，如圖6所示，相位檢測(cè)器由符號(hào)函數(shù)(Sign(*)和相乘器組成。其鑒相特性方程為： （14） 其中，符號(hào)函數(shù)為：令相位誤差為theta，其鑒相特性如圖7所示。圖7 修正Costas環(huán)的鑒相特性 4.3 頻偏與相偏的校正本地頻率源NCO67采用直接頻率合成器DDS來(lái)實(shí)現(xiàn),其結(jié)構(gòu)如圖8所示。其輸入信號(hào)：一是相位控制寄存器輸入端的相位控制信號(hào),即Costas環(huán)路濾波器輸出的相位誤差信號(hào)；二是頻率控制寄存器輸入端的頻偏控制信號(hào),即卡爾曼濾波輸出的。在輸出端,通過(guò)DDS內(nèi)部與進(jìn)行累加產(chǎn)生，并以此作為正余弦查詢表查詢地址得到cos和sin，此輸出可以提供BPSK/QPSK數(shù)字化正交相干解調(diào)時(shí)所需要的數(shù)字

15、式相干載波。相位控制寄存器正/余弦表頻率控制寄存器相位寄存器cos/sin圖8 DDS內(nèi)部框圖采樣點(diǎn)采樣點(diǎn)相 位 估 計(jì) 地 址 寄 存 器 圖9 地址寄存器以及相位累加器的工作過(guò)程實(shí)現(xiàn)NCO的數(shù)字式方程(易于軟件實(shí)現(xiàn))： （15）其中，是NCO的增益。地址寄存器以及相位累加器的工作過(guò)程如圖9所示。4.4 環(huán)路濾波器4.4.1 多普勒頻率輔助的頻偏卡爾曼濾波器從式(13)得到鑒頻器的輸出控制量頻率誤差，該誤差值通過(guò)帶寬為的二階Jaffe-Rechtin濾波器5，濾波器輸出的頻率校正量計(jì)算如下： （16） （17） 其中，T為相關(guān)累加器的間隔積分時(shí)間，所以的設(shè)計(jì)影響著環(huán)路的性能。在對(duì)頻率誤差進(jìn)行

16、卡爾曼濾波時(shí),采用遞推算法實(shí)時(shí)算出濾波系數(shù)。4.4.2 Costas環(huán)路濾波器Q支路信號(hào)輸入S(t)I支路解調(diào)信息輸出 圖10 科斯塔斯環(huán)原理框圖數(shù)字環(huán)路濾波器相 位檢測(cè)器低通濾波器低通濾波器VCO900殘余頻差和相差靠Costas5 891012環(huán)路來(lái)補(bǔ)償,如圖10所示。令BPSK信號(hào)為,=0或，。并設(shè)環(huán)路鎖定，且不考慮噪聲的影響，則壓控振蕩器(VCO)輸出的兩路互為正交的本地載波分別為： (18) (19) 當(dāng)很小時(shí)，誤差信號(hào)為： (20)其中，為相位差。當(dāng)鎖定時(shí)，就是所需的同步載波，而就是導(dǎo)航電文輸出。由于一階鎖相環(huán)的鎖定范圍是有限的，在設(shè)計(jì)中使用的是二階鎖相環(huán)9。設(shè)環(huán)路濾波器傳遞函數(shù)的

17、一般形式是： (21)令、。對(duì)進(jìn)行雙線性變換，可得環(huán)路濾波器的數(shù)字實(shí)現(xiàn)函數(shù)為： (22)圖11 環(huán)路濾波器數(shù)字實(shí)現(xiàn)其中，是采樣時(shí)間。于是，環(huán)路濾波器模型的數(shù)字實(shí)現(xiàn)由圖11來(lái)實(shí)現(xiàn)。IkQk圖12 相位判決在Costas環(huán)設(shè)計(jì)過(guò)程中，增添了鎖定/假鎖檢測(cè)機(jī)制8，該機(jī)制的功能主要是完成Costas環(huán)的鎖定指示和假鎖指示等功能，其模型仿真如5.1部分中所示。4.5 門(mén)限判決及切換4.5.1 頻率判決 偽碼捕獲后,載波多普勒頻移范圍已被牽引到500Hz以內(nèi),但仍有可能超出符號(hào)叉積鑒頻器的工作范圍, 根據(jù)多次測(cè)試鎖頻環(huán)路跟蹤高動(dòng)態(tài)信號(hào)結(jié)果,驗(yàn)證需要先用四相鑒頻器將頻率牽引到15Hz以下。四相鑒頻器的輸出頻

18、率誤差控制量為。當(dāng)15Hz時(shí)，切換到符號(hào)叉積鑒頻器，否則，切換到四相鑒頻器。4.5.2 相位判決 相位判決值如圖12所示，相位門(mén)限取。當(dāng)很小時(shí), 與成正比,將代入，則相位判決閾值=0.176。若>0.176，則切換到FLL跟蹤環(huán)，否則切換到Costas跟蹤環(huán)。4.6 自適應(yīng)設(shè)置環(huán)路帶寬對(duì)于GPS系統(tǒng)，我們知道：已知的是GPS信號(hào)的兩個(gè)載頻，未知且實(shí)時(shí)變化的是多普勒頻偏，這里采用如4.1部分所述算法估計(jì)出多普勒頻偏，利用其估計(jì)值來(lái)計(jì)算環(huán)路參數(shù)。本設(shè)計(jì)采用自適應(yīng)環(huán)路濾波即變帶寬策略的方法，其工作過(guò)程為：剛開(kāi)機(jī)時(shí)，可以預(yù)置環(huán)路參數(shù)，使環(huán)路帶寬很大，這樣利于快捕，以確保相位抖動(dòng)在鎖相環(huán)鎖定的范圍

19、內(nèi)，當(dāng)捕獲完成，進(jìn)入跟蹤階段時(shí)，再根據(jù)估計(jì)出的多普勒頻偏，重新調(diào)整環(huán)路參數(shù)的值，使環(huán)路帶寬能夠與輸入信號(hào)的帶寬相匹配，這樣進(jìn)一步改善解調(diào)器輸出信噪比。在以后的解調(diào)過(guò)程中，還要?jiǎng)討B(tài)地估算多普勒頻偏的值，根據(jù)估算值，動(dòng)態(tài)地調(diào)整環(huán)路參數(shù)，以提高跟蹤精度。五、仿真與分析5.1 Costas環(huán)的Simulink實(shí)現(xiàn)在Matlab中用simulink實(shí)現(xiàn)Costas環(huán)，其仿真參數(shù)有：數(shù)據(jù)率為10Hz；載波頻率為1KHz；采樣頻率為20KHz。Costas環(huán)的simulink頂層框圖如圖13所示。 5.1.1 C/A Code模塊圖13中，C/A Code由用兩組10位線性移位寄存器G1、G2的模2 和組成

20、，仿真時(shí)用兩組10個(gè)單位延遲模塊組成，其生成多項(xiàng)式為： (23) (24) 不同衛(wèi)星的C/A 碼通過(guò)G2不同的時(shí)延確定，時(shí)延效果由G2不同的抽頭位置進(jìn)行異或完成。如第一顆GPS衛(wèi)星的G2抽頭為2、6，第二顆為3、7等。為了簡(jiǎn)化復(fù)雜度，本載波跟蹤系統(tǒng)只對(duì)載波進(jìn)行跟蹤。圖14 相干鎖定、假鎖檢測(cè)器仿真框圖圖13 Costas環(huán)的simulink頂層框圖 5.1.2 Modulator模塊根據(jù)的形式生成載波信號(hào)，GPS信號(hào)采用的是BPSK調(diào)制，如圖15所示。圖15 Costas環(huán)接收的載波信號(hào)仿真框圖及其波形時(shí)間/s 幅度 5.1.3 Costas PLL模塊Costas環(huán)路的simulink框圖如

21、圖16所示。圖16 Costas環(huán)路的simulink框圖 圖16中，VCO實(shí)現(xiàn)采用了希爾伯特變換以產(chǎn)生同相正交兩路信號(hào)。Hilbert Transform結(jié)構(gòu)及其輸出波形如圖17所示。圖17 Hilbert變換結(jié)構(gòu)及輸出波形幅度時(shí)間/s 因接收的調(diào)制信號(hào)與經(jīng)Hilbert變換后的兩支路相乘產(chǎn)生高頻分量，必須加入低通濾波器將其濾除。在本系統(tǒng)中采用6階Butterworth低通濾波器。為了提高跟蹤性能，給Costas環(huán)添加了鎖定/假鎖檢測(cè)機(jī)制，如圖14所示，分別來(lái)自I、Q兩支路信號(hào)自乘后，再進(jìn)行相加運(yùn)算，對(duì)結(jié)果用積分清洗器進(jìn)行濾波后與門(mén)限進(jìn)行比較，并輸出鎖定指示結(jié)果。I、Q是來(lái)自Costas環(huán)兩

22、支路經(jīng)過(guò)Butterworth濾波器的信號(hào)，Loop Error signal來(lái)自于相位檢測(cè)器輸出的誤差信號(hào)，用兩個(gè)比較器實(shí)現(xiàn)門(mén)限檢測(cè)。 鎖定/假鎖指示用于指示該環(huán)路是否處于鎖定/假鎖狀態(tài)，適當(dāng)選取門(mén)限，利用該機(jī)制可以提高鎖定性能。圖16中，用Slider Gain來(lái)調(diào)整環(huán)路增益，以實(shí)現(xiàn)快速的跟蹤。5.2 FLL及四相鑒頻器的Simulink實(shí)現(xiàn) FLL環(huán)路及四相鑒頻器的simulink框圖分別如圖18、19所示。圖18是符號(hào)叉積鑒頻環(huán)路，用加窗積分器和Butterworth濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)卡爾曼濾波器。在自適應(yīng)設(shè)置環(huán)路帶寬時(shí)，采用自適應(yīng)估計(jì)的頻偏大小給巴特沃斯環(huán)路濾波器參數(shù)(0 to 1)動(dòng)態(tài)賦

23、值。圖18的輸出送往VCO；圖19的輸出送往環(huán)路濾波器，之后再調(diào)解VCO。FLL及四相鑒頻器的環(huán)路的其余部分與圖16相同。圖19 四相鑒頻器環(huán)路的simulink框圖圖18 FLL環(huán)路的simulink框圖 根據(jù)4.5部分的分析，通過(guò)對(duì)頻率和相位門(mén)限進(jìn)行判決，切換到不同的跟蹤環(huán)路，實(shí)現(xiàn)對(duì)高動(dòng)態(tài)載波的跟蹤。5.3 仿真結(jié)果及分析 5.3.1 Costas環(huán)恢復(fù)出來(lái)的載波信號(hào)及發(fā)送端的載波波形及收發(fā)的數(shù)據(jù)波形(如圖20、21所示)原始載波及有頻偏時(shí)的載波原始載波原始載波時(shí)間/s時(shí)間/s時(shí)間/s幅度幅度幅度 恢復(fù)載波恢復(fù)載波恢復(fù)載波(b)(c) (a)時(shí)間/s時(shí)間/s時(shí)間/s幅度幅度幅度 圖20 不

24、同情況下的載波恢復(fù)過(guò)程 圖20中，(a)是載波同步的建立過(guò)程，存在一段時(shí)延；(b)是白噪聲干擾時(shí)的載波同步，存在一定的相位差；(c)是白噪聲干擾和多普勒(f=100Hz)時(shí)的Costas環(huán)載波同步過(guò)程。用Costas環(huán)解調(diào)數(shù)據(jù)的過(guò)程如圖21所示。原始數(shù)據(jù)原始數(shù)據(jù)原始數(shù)據(jù)幅度幅度時(shí)間/s時(shí)間/s時(shí)間/s幅度 恢復(fù)數(shù)據(jù)恢復(fù)數(shù)據(jù)恢復(fù)數(shù)據(jù)圖21 Costas環(huán)解調(diào)及檢測(cè)信號(hào)波形圖時(shí)間/s時(shí)間/s幅度幅度時(shí)間/s幅度 圖21中，(a)是無(wú)白噪聲干擾時(shí)，Costas環(huán)解調(diào)數(shù)據(jù)輸出有一定的相位差，能夠正確解調(diào)輸出數(shù)據(jù)；(b)是在白噪聲干擾時(shí)，Costas環(huán)解調(diào)數(shù)據(jù)輸出過(guò)程；(c)是在白噪聲干擾和多普勒頻偏時(shí)

25、的Costas環(huán)解調(diào)過(guò)程。在仿真過(guò)程中出現(xiàn)了連續(xù)的偏離鎖定狀態(tài)，此時(shí)可能無(wú)法正確解調(diào)，同時(shí)存在明顯的假鎖現(xiàn)象，必須調(diào)節(jié)門(mén)限。5.3.2 FLL/ Costas/本設(shè)計(jì)方案性能比較(如圖22所示)(a) FLL幅度采樣點(diǎn)(b) Costas幅度采樣點(diǎn)(c) 所設(shè)計(jì)的方案圖22 性能比較幅度采樣點(diǎn)圖22中，(a)是單一的FLL跟蹤信號(hào)的情況，(b)是單一的Costas環(huán)跟蹤信號(hào)需要很長(zhǎng)的時(shí)間(在約500采樣點(diǎn))，(c)是所設(shè)計(jì)的方案在很短的時(shí)間里可跟蹤到載波，且跟蹤精度有一定的提高。 從圖22可見(jiàn)，本文所設(shè)計(jì)的載波跟蹤方案具有較好的跟蹤性能，與理論分析相符。5.4.3 載波跟蹤的動(dòng)態(tài)性能分析接收機(jī)

26、載波跟蹤環(huán)的動(dòng)態(tài)特性與環(huán)路帶寬和環(huán)路階數(shù)有關(guān),一般將帶寬作為環(huán)路動(dòng)態(tài)性能的參數(shù)。信噪比越高,跟蹤環(huán)的動(dòng)態(tài)容忍能力越強(qiáng)，當(dāng)信噪比較高時(shí),跟蹤環(huán)的動(dòng)態(tài)性能隨帶寬的增加而增強(qiáng),但當(dāng)信噪比低時(shí),帶寬增加,熱噪聲誤差增大,環(huán)路信噪比下降。六、結(jié)論本文分析了高動(dòng)態(tài)下多普勒頻偏對(duì)GPS接收機(jī)的性能影響，提出了一種聯(lián)合四相鑒頻器、自適應(yīng)設(shè)置帶寬的符號(hào)叉積自動(dòng)頻率跟蹤算法和改進(jìn)的科斯塔斯環(huán)的載波跟蹤設(shè)計(jì)方案，論述了自適應(yīng)頻偏估計(jì)的方法，并分析組成該方案的各個(gè)關(guān)鍵模塊，本文的一個(gè)重要思想就是結(jié)合多普勒頻率在GPS信號(hào)接收中的變化，提出了一種自適應(yīng)設(shè)置環(huán)路帶寬的思想，可實(shí)現(xiàn)方便的變帶寬和變?cè)鲆娓?。建立了基于Mat

27、lab/Simulink動(dòng)態(tài)仿真環(huán)境的系統(tǒng)仿真平臺(tái)，并在此基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)了用所設(shè)計(jì)的方案進(jìn)行了載波跟蹤的仿真模型。經(jīng)理論分析和仿真試驗(yàn)表明該算法具有較好的動(dòng)態(tài)跟蹤性能。該方案和模型對(duì)擴(kuò)頻系統(tǒng)的載波環(huán)設(shè)計(jì)及接收機(jī)開(kāi)發(fā)具有一定的參考及應(yīng)用價(jià)值，而且可以為硬件的研制提供重要的指導(dǎo)作用。 本文作者創(chuàng)新點(diǎn)：改進(jìn)了頻偏的估計(jì)方法，提出了高動(dòng)態(tài)下的自適應(yīng)設(shè)置帶寬的聯(lián)合載波跟蹤方案。相位跟蹤部分增添了鎖定/假鎖檢測(cè)機(jī)制。參考文獻(xiàn)1 王諾,戴逸民.改進(jìn)的數(shù)字化TDRSS中頻信號(hào)捕獲跟蹤系統(tǒng)J.通信學(xué)報(bào),2003,6(24)：9098.2 劉兆輝.TDRSS中多普勒頻移估計(jì)和補(bǔ)償方法的研究D.合肥工業(yè)大學(xué)碩士學(xué)位論文,2006,3.3 孫禮,王銀鋒,何川等.GPS信號(hào)捕獲與跟蹤策略確定及實(shí)現(xiàn)J.北京航空航天大學(xué)學(xué)報(bào),1999年4月第25卷第2期：134137.4 程乃