電流模PWM降壓DC-DC片內(nèi)補(bǔ)償電路的設(shè)計實現(xiàn)

1、    電流模PWM降壓DC-DC片內(nèi)補(bǔ)償電路的設(shè)計實現(xiàn)    電流模PWM降壓DC-DC片內(nèi)補(bǔ)償電路的設(shè)計實現(xiàn)    類別：電源技術(shù)      摘要:對單片電流模降壓DC-DC的內(nèi)部電流環(huán)與電壓環(huán)的穩(wěn)定性進(jìn)行了分析研究，分別采用分段線性斜坡補(bǔ)償與內(nèi)置頻率補(bǔ)償技術(shù)，有效消除環(huán)路亞諧波振蕩并克服了穩(wěn)定性對輸出負(fù)載以及誤差放大器增益的依賴，提高了芯片的瞬態(tài)響應(yīng)速度及輸出帶負(fù)載能力。采用TSMC 0.25m BCD工藝設(shè)計

2、實現(xiàn)了一款高電壓電流模PWM降壓型的DC-DC芯片， spectre仿真結(jié)果表明，輸出電流可達(dá)2 A，其線性調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率均小于0.3 % ，輸出電壓對負(fù)載1 A時的階躍響應(yīng)時間小于70s。 DC-DC轉(zhuǎn)換器因體積小、重量輕、效率高、性能穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)在電子、電器設(shè)備和家電領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用，進(jìn)入了快速發(fā)展期。在DC_DC芯片中，電流模PWM技術(shù)由于其瞬態(tài)性能好、輸出精度高、增益帶寬大以及實時過流限制等優(yōu)點(diǎn)得到廣泛應(yīng)用。其中系統(tǒng)的穩(wěn)定性決定了該芯片能否正常工作，對其線性調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率等關(guān)鍵性能指標(biāo)有較大的影響，是芯片設(shè)計的關(guān)鍵技術(shù)。隨著單片集成技術(shù)的發(fā)展及進(jìn)一步簡化應(yīng)用電路的需求，設(shè)計高

3、穩(wěn)定性的開關(guān)變換器成為了一大挑戰(zhàn)。目前的補(bǔ)償技術(shù)分片外補(bǔ)償和片內(nèi)補(bǔ)償。相比而言，片外補(bǔ)償方案相對簡單易于實現(xiàn)，需要有單獨(dú)的引腳，現(xiàn)大多芯片采用了該方案。片內(nèi)補(bǔ)償方案可簡化外部應(yīng)用電路并縮減PCB面積，特別適用于便攜式、小體積等應(yīng)用需求，但片內(nèi)補(bǔ)償設(shè)計的不好，不僅會增大芯片面積，而且會導(dǎo)致芯片不正常工作。 本文通過分析電流模PWM降壓型DC-DC的環(huán)路穩(wěn)定性，提出了內(nèi)部補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ瑢崿F(xiàn)電流環(huán)與電壓環(huán)的穩(wěn)定性。分段線性斜坡補(bǔ)償技術(shù)既能有效防止占空比大于50 %時系統(tǒng)的亞諧波振蕩，又能改善在高占空比時一般線性補(bǔ)償技術(shù)的帶載能力低、瞬態(tài)響應(yīng)慢等缺點(diǎn) 。內(nèi)置的頻率補(bǔ)償電路通過等效電容，以內(nèi)部的小電容等效

4、取代外部的大電容，從而合理地進(jìn)行電壓環(huán)路補(bǔ)償、調(diào)節(jié)控制環(huán)路的頻率響應(yīng)以保證環(huán)路的穩(wěn)定性及優(yōu)化瞬態(tài)響應(yīng)。 1電流環(huán)補(bǔ)償 圖1所示為電流模降壓型DC-DC的結(jié)構(gòu)框圖。 整個閉環(huán)系統(tǒng)由三部分組成: 調(diào)制模塊、補(bǔ)償模塊及反饋網(wǎng)絡(luò)。調(diào)制模塊由主開關(guān)、同步開關(guān)、電流檢測、斜坡補(bǔ)償、PWM比較器、邏輯驅(qū)動、電感、輸出電容以及負(fù)載電阻構(gòu)成，采樣電感電流并調(diào)制VC 信號，產(chǎn)生與之相應(yīng)的占空比。補(bǔ)償模塊作用于反饋回路， 放大基準(zhǔn)電壓VREF與VFB的壓差，產(chǎn)生調(diào)控電壓VC ;反饋網(wǎng)絡(luò)將輸出電壓VOUT轉(zhuǎn)變?yōu)榉答侂妷篤FB。同時提供足夠的相位裕度保證環(huán)路的穩(wěn)定性。補(bǔ)償模塊的輸出、電感電流檢測信號以及斜坡補(bǔ)償信號共同

5、控制開關(guān)管工作的占空比，最終控制輸出電壓的變化。 圖1電流模降壓型DC-DC的結(jié)構(gòu)框圖 1.1電流環(huán)斜坡補(bǔ)償原理 采樣電流的大小直接影響開關(guān)管的占空比，但是當(dāng)開關(guān)管的占空比大于50 %時，電路中的噪聲信號會被放大，電感電流的波形會出現(xiàn)數(shù)倍于時鐘周期的包絡(luò)，結(jié)果導(dǎo)致電感電流的峰峰值增大，輸出紋波增大，帶載能力降低等一系列問題，這種現(xiàn)象稱為亞諧波振蕩。要使電感電流收斂于時鐘周期，最有效的方法是在采樣電流上加入斜坡補(bǔ)償信號，其斜率： 其中mc 是斜坡補(bǔ)償信號的斜率， m2 是電感電流的下降斜率。 傳統(tǒng)的一階線性補(bǔ)償是在采樣電流上加入隨占空比線性增加的斜坡補(bǔ)償信號， 為了滿足在所有占空比下都不會出現(xiàn)亞

6、諧波振蕩，其斜率應(yīng)該是： 其中VOmax是輸出端的最大電壓。 補(bǔ)償電流與占空比的關(guān)系如圖2所示。傳統(tǒng)的一階線性斜坡補(bǔ)償對于占空比小于50 %也加入補(bǔ)償信號，該技術(shù)雖能補(bǔ)償系統(tǒng)電流環(huán)穩(wěn)定，但由于補(bǔ)償模塊的輸出電壓幅度有限，在小占空比下加入的過補(bǔ)償無疑會損耗芯片的帶載能力，使得系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)變慢。為了改善一階線性補(bǔ)償?shù)娜毕荩疚牟捎昧朔侄尉€性補(bǔ)償?shù)姆椒ā?圖2補(bǔ)償電流與占空比的關(guān)系圖 分段線性斜坡補(bǔ)償技術(shù)，就是將占空比分成數(shù)個相鄰的區(qū)間，在每段中補(bǔ)償曲線使用該區(qū)間內(nèi)最大斜率，即區(qū)間內(nèi)最右側(cè)點(diǎn)對應(yīng)的補(bǔ)償斜率。如圖2所示，在不同占空比區(qū)間使用不同的補(bǔ)償曲率，既滿足電流環(huán)的穩(wěn)定要求，又能合理減小補(bǔ)償電流，

7、在同一占空比下增大了芯片的帶載能力，實現(xiàn)全區(qū)間內(nèi)斜坡補(bǔ)償信號都能使系統(tǒng)擺脫亞諧波振蕩，并提高芯片的瞬態(tài)響應(yīng)速度?；趯﹄娐穬?yōu)化能力的提高和電路復(fù)雜程度的折衷，在電路設(shè)計時采用三段線性補(bǔ)償技術(shù)。 1.2電流環(huán)斜坡補(bǔ)償電路設(shè)計 本文所設(shè)計的三段線性斜坡補(bǔ)償電路如圖3所示。VCC是內(nèi)建2.5 V的電壓源， RAMP是從振蕩器出來的三角波信號，幅度為0.6 V1.6 V。Q1、Q2 是射隨三極管，BE結(jié)壓差為0.6 V。通過Q1、Q2 的開關(guān)將斜坡補(bǔ)償信號按占空比分為0 30 %， 30 % 60 %， 60 % 100 %三段。對應(yīng)于Q1、Q2 關(guān)斷時，A點(diǎn)電壓0.3 V，B 點(diǎn)電壓0.6 V。 圖

8、3三段線性斜坡補(bǔ)償電路 當(dāng)RAMP信號低于0.9 V，補(bǔ)償信號處于第一段補(bǔ)償區(qū)間即無補(bǔ)償信號;當(dāng)RAMP大于0.9 V時，Q1 導(dǎo)通， Q2 關(guān)斷，補(bǔ)償信號處于第一段補(bǔ)償區(qū)間，根據(jù)疊代定理，此時A、B 點(diǎn)電位可分別表示如下: 其中RA1 = R5 (R4 + R3 )是Q1 導(dǎo)通、Q2 關(guān)斷時A端到地的等效電阻。 取電阻R1 阻值約為R5 的7 倍， 則這段區(qū)間內(nèi)SLOPE端輸出電流斜率如下: 當(dāng)RAMP點(diǎn)電位大于1.2 V左右，即Q2 開始導(dǎo)通，進(jìn)入60 %100 %占空比區(qū)間。SLOPE端輸出電流由Q1 和Q2 共同提供，斜率如下: 其中電阻RA2 =R5 (R4 +R2 R3 )是Q1、

9、Q2 同時導(dǎo)通時A端到地的等效電阻;而RB2 = R3 (R4 + R1 R5 )是此時B端到地的等效電阻。 設(shè)計SLOPE端產(chǎn)生的斜坡補(bǔ)償電流通過電阻轉(zhuǎn)換為電壓信號，與采樣電流ISENSE轉(zhuǎn)換的電壓信號疊加， 共同加到PWM 比較器的反向端。若記SLOPE的轉(zhuǎn)換電阻為RI ， ISENSE的轉(zhuǎn)換電阻為Rsense ，則最終系統(tǒng)斜坡補(bǔ)償電流斜率如下: 由式(7)可知，分段線性補(bǔ)償?shù)男甭士梢杂呻娮鑂2 與R5 確定，對于各段的補(bǔ)償電流，只要滿足式(1)與式(7)的要求，即可保證系統(tǒng)電流環(huán)的穩(wěn)定性。 2電壓環(huán)補(bǔ)償 對于芯片電壓環(huán)路的穩(wěn)定性分析，首先要了解其環(huán)路增益的組成。如圖1所示，系統(tǒng)的環(huán)路增益

10、等于電阻反饋網(wǎng)絡(luò)增益H ( s)、誤差放大器電壓增益AEA ( s)以及內(nèi)部調(diào)制器增益GVC ( s)之積。由于DC_DC在每個周期中主開關(guān)以及同步開關(guān)交替工作來維持輸出電壓的穩(wěn)定， 是一種非線性工作狀態(tài)， 線性電路分析方法并不適用。一般用空間狀態(tài)表或等效電路的方法進(jìn)行分析。根據(jù)等效電路的方法，對CCM模式下環(huán)路進(jìn)行頻域分析，并建立AC環(huán)路模型。 2.1電壓環(huán)頻率補(bǔ)償原理 調(diào)制器增益是由PWM的輸入端電壓到系統(tǒng)輸出電壓VOUT的增益，在忽略斜坡補(bǔ)償時，為： 存在極點(diǎn)： 其中fp1是輸出負(fù)載形成的極點(diǎn)， 頻率較低， 一般在交越頻率點(diǎn)fc 內(nèi); 而fz1是CO 與其串聯(lián)等效內(nèi)阻RESR形成的零點(diǎn)，

11、由于RESR阻值較低，一般遠(yuǎn)大于交越頻率點(diǎn)。 電阻反饋網(wǎng)絡(luò)增益一般由電阻分壓器確定，由于R1、R2 相對負(fù)載RL 要大的多， 而C1 遠(yuǎn)小于輸出電容CO ，故C1、R1、R2 等效到輸出端的容值與阻值被并入RL 與CO 中，反饋網(wǎng)絡(luò)不存在極點(diǎn)： 反饋網(wǎng)絡(luò)存在零點(diǎn)，該點(diǎn)一般在交越頻率點(diǎn)fc 外，若相位裕度稍差時可以通過此點(diǎn)提高相位裕度，補(bǔ)償環(huán)路穩(wěn)定性。 誤差放大器的增益主要用于提高環(huán)路增益，補(bǔ)償環(huán)路的穩(wěn)定性。圖1中的誤差放大器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)提供的增益： 其中是放大器的DC增益，放大器中存在3個零極點(diǎn)，分別是： 其中fp2一般是系統(tǒng)的主極點(diǎn)， 它將內(nèi)置電容C2 與C3 放大A0 倍而取代了外接的大電容

12、。fz3是用于補(bǔ)償?shù)南到y(tǒng)零點(diǎn)，為了要使環(huán)路相位裕度足夠大，一般fz3小于fC 的四分之一。fp3點(diǎn)與fz3有關(guān)，合理地分配C2 與C3 的比例使C2 為C3 的20倍以上，即可將fp3點(diǎn)推到遠(yuǎn)離交越頻率點(diǎn)fc 外，不會對系統(tǒng)的相位裕度產(chǎn)生干擾。 由上面增益與零極點(diǎn)的計算公式，可以推出系統(tǒng)電壓環(huán)的增益為: 忽略fz1、fz2、fp3各點(diǎn)，可以通過T ( jf) | f = f c = 1求出 式(12)說明在輸出端電壓固定的情況下，交越頻率點(diǎn)也是固定的。 在輕負(fù)載時環(huán)路增益與各模塊的增益波特圖如圖4所示。對于誤差放大器，雖然其增益A0 隨溫度、工藝的變化而浮動，但主極點(diǎn)也隨增益的變化而相應(yīng)變化，

13、結(jié)果其隨頻率變化的斜率是固定不變的。并且在交越頻率處的計算與增益A0、跨導(dǎo)gEA與開環(huán)輸出阻抗ro 無關(guān)，是一個理想的固定點(diǎn)。為了排除fp3點(diǎn)對相位裕度的干擾，可通過計算將fz2與fp3重合。 圖4電壓環(huán)環(huán)路增益波特圖 圖5為電流模DC_DC系統(tǒng)的電壓環(huán)簡化流圖，通過計算其環(huán)路增益來分析系統(tǒng)的閉環(huán)響應(yīng)， 進(jìn)而理解外界條件變化對輸出的干擾。圖5中的閉環(huán)傳輸函數(shù)為: 其中輸入到輸出的增益： 圖5電流模DC-DC的電壓環(huán)簡化流圖 對于大信號來說， VOUT是基準(zhǔn)電壓VREF的1/H，VREF的小信號體現(xiàn)在輸出端， 而輸出電流的變化被衰減RL/T倍，即誤差放大器的DC增益越大，輸出電流對輸出電壓的干擾

14、越小，輸出的負(fù)載調(diào)整率越好。 輸入電壓到輸出電壓的增益為0，輸出電壓與輸入電壓無關(guān)，即線性調(diào)整率理論上接近0。 2.2誤差放大器的電路設(shè)計 本文所設(shè)計的誤差放大器及頻率補(bǔ)償?shù)碾娐啡鐖D6所示。根據(jù)上面的分析要保持輸出端有良好的負(fù)載調(diào)整率，誤差放大器的DC增益要足夠大。在實際應(yīng)用中R3 R5 阻值一般大于100 k，為使運(yùn)放的開環(huán)增益不受R3 R5 的影響，輸出阻抗要超過R5 的阻值。 圖6誤差放大器及頻率補(bǔ)償?shù)碾娐穲D 圖6中M1 M4、M7 是電流鏡，將偏置電流鏡像到各支路。M8 M11是產(chǎn)生低壓電源使用的共源共柵偏置電路，給M14 M17提供靜態(tài)偏置電流與飽和偏置電壓信號。M5、M6、M12

15、M17是單級折疊式共源共柵放大器，其輸出阻抗相對較大ro = ro6 gm15ro15 ( ro17 ro13 ) ，比普通的差分運(yùn)放的輸出阻抗高出一個量級，滿足高輸出阻抗的要求。且誤差放大器的DC增益A0 = gm 13 ro6 gm 15 ro15 ( ro17 ro13 ) ，可以達(dá)到60 dB，滿足大增益的要求。C2、C3、R3 R5 對應(yīng)圖1中的頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。M7、R6、R7、Q1、Q2 是誤差放大器輸出的高鉗位電路，當(dāng)輸入端正向壓差過高時，控制VC 的電壓鉗位在1.2 V。通過對C2、C3、R3 R5 進(jìn)行合理設(shè)置，將fc 頻率設(shè)置在系統(tǒng)主開關(guān)頻率的十分之一處，并將系統(tǒng)電壓環(huán)的相位

16、裕度調(diào)制在60°左右，實現(xiàn)快速而穩(wěn)定地響應(yīng)。 3仿真驗證結(jié)果 芯片基于TSMC 0.25 m BCD 工藝， 在( - 40 ， 125 ) 溫度范圍內(nèi)，利用X2R的陶瓷電容與10H的電感模型，采用spectre對電路進(jìn)行了仿真驗證，結(jié)果表明，在各種輸入輸出電壓下，額定設(shè)計范圍內(nèi)均未發(fā)現(xiàn)電感電流的亞諧波振蕩，補(bǔ)償電路工作正常，芯片工作穩(wěn)定，環(huán)路具有良好的穩(wěn)定性，最大負(fù)載電流可達(dá)到2 A，常溫下負(fù)載調(diào)整率以及線性調(diào)整率均小于0.3 %。 圖7所示為輸入電壓12 V，輸出電壓3.3 V負(fù)載電流0.8 A 條件下， 電感電流IL 、輸出端電壓VOUT、誤差放大器輸出VC、采樣信號與斜坡信號的疊加VS 的波形。當(dāng)VS 大于VC 時， PWM比較器翻轉(zhuǎn)，主開關(guān)管關(guān)斷，同步開關(guān)管導(dǎo)通，電感開始放電。通過VS 可以看到實現(xiàn)了斜坡斜率隨占空比變化的目的。圖8所示為輸入電壓12 V，輸出電壓3.3 V時的負(fù)載電流階躍響應(yīng)波形， 輸出電壓的響應(yīng)時間小于70s， 電壓瞬變小于150 mV，穩(wěn)定后變壓幅度變化不到1 mV，具有良好的輸出瞬態(tài)響應(yīng)。 圖7各輸出端仿真波形 圖8負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)波形 4結(jié)論 本文利用BCD工藝設(shè)計實現(xiàn)了一款具有良好穩(wěn)定性的片內(nèi)補(bǔ)償?shù)母唠妷弘?/p>