增強電源設(shè)計中PFC段性能的兩種簡單調(diào)整方法

1、增強電源設(shè)計中pfc段性能的兩種簡單調(diào)整方法大多數(shù)的現(xiàn)代電源都要求從輸入線路所汲取的包含諧波含量。事實上，規(guī)范標準要求線路電流臨近正弦波形，而且相位與線路同相。為此，通常在橋與大之間插入所謂的pfc預穩(wěn)壓器。這個中間段設(shè)計輸出恒定的直流電壓，同時從輸入線路汲取正弦電流。pfc段通常采納升壓配置，要求輸出電壓比線路可能最高的電壓電平都要高。這就是為什么歐洲或是通用主電源輸入條件下輸出穩(wěn)壓電平普遍設(shè)定在約390v的緣由。對于較低功率的應用而言，臨界導電模式(crm)(也稱作邊界、邊界線甚至是瞬態(tài)導電模式)通常是首選的控制技術(shù)。這種控制技術(shù)容易，市場上有采納這種技術(shù)的不同的商用控制器，簡單設(shè)計。然而

2、，高輸入電壓時，假如輸入和輸出電壓之間的差距小，pfc段會變得不穩(wěn)定。本文將解釋解決這種問題的辦法。pfc段一個越發(fā)頻繁的問題是通常發(fā)生在啟動時的大電流過沖，而不論采納的是何種控制技術(shù)。臨界導電模式工作臨界導電模式(crm)工作是低功率應用中最頻繁的解決計劃。這種控制辦法可以采納可變頻率控制原理來描述特征，即電流先升高至所需線路電流的2倍，然后下降至零，接著再升高至正電流，期間沒有死區(qū)時光(dead-time)，1所示。這種控制辦法需要電路精確地檢測電感的磁芯復位。圖1 臨界導電模式工作零電流檢測確定退磁完成的常見解決計劃在于感測電感電壓，更詳細地說，就是檢測電感電壓何時降至零。監(jiān)測線圈電壓并

3、非經(jīng)濟的解決計劃。相反，這升壓電感與小型繞組相關(guān)，這繞組(稱作“零電壓檢測器”或zcd繞組)提供了電感電壓的一個縮小版本，能夠用于控制器上，2所示。zcd繞組采納耦合形式，因而它在導電時光(反激配置)期間展現(xiàn)出負電壓，3中所示。這繞組提供：vaux=-nvin，當mosfet導通時；vaux=n(vout-vin)，當mosfet開路時。其中，n是輔助繞組與主繞組之間的匝數(shù)比。圖2 ncp1607驅(qū)動的應用段典型應用暗示圖圖3 波形當zcd電壓(vaux)開頭下降時線圈電流會達到零。許多crm控制器內(nèi)部比較vaux與臨近0v的zcd參考電壓，檢測出下降沿，并及時啟動下一個驅(qū)動信號。為了實現(xiàn)強固

4、的工作，應用了磁滯機制，并事實上產(chǎn)生較高的(upper)閾值(vaux升高時有效)及較低的(lower)閾值(vaux下降時有效)。出于不同緣由(如安森美ncp1607 pfc控制器中的zcd引腳的多功能性)，在大多數(shù)商用器件中這些閾值都相對較高(在1v及2v之間)。例如，ncp1607數(shù)據(jù)表中可以發(fā)覺下述的zcd閾值規(guī)范(引腳5是監(jiān)測zcd信號的電路)。vpin5升高：最低值為2.1v，典型值為2.3v，最大值為2.5v；vpin5下降：最低值為1.5v，典型值為1.6v，最大值為1.8v。要恰當?shù)貦z測零電流，vaux信號必需高于較高的閾值。極高輸入線路時的不精確零電流檢測圖4及圖5顯示出在

5、高線路時會面向的一個問題。vaux電壓在退磁相位期間較小，而這時vin較高，由于vaux與輸出輸入電壓差成正比vaux=n(vout-vin)。此外，4所示，輸入電壓在開關(guān)頻率展現(xiàn)出溝通含量。因此，vaux波形并不平坦，相反，它還包含紋波。在低線路時，這紋波可以忽視不計。在高線路時，vaux幅度在退磁相位期間較小。因此，這些振蕩可能大到足以導致過早檢測電感磁芯復位。實際上，4和圖5所示的那樣，零電流檢測的精度降低了。圖4 不精確零電流檢測導致的不穩(wěn)定性圖5 延續(xù)導電模式工作圖4顯示浮現(xiàn)不穩(wěn)定性問題時高輸入線路(正弦波頂端，此處vin約為380v)下的vaux電壓。我們可以看到mosfet關(guān)閉時

6、，vaux電壓輕微躍升至高于zcd閾值。因為其大紋波的緣故，在退磁相位期間，vaux電壓首先增強，然后下降。因為在某些開關(guān)周期的末段vaux臨近zcd閾值，這vaux電壓下降導致零電壓在電感磁芯徹低復位前就翻轉(zhuǎn)(trip)。圖5證明了這一論斷。有時，升壓仍在導電時，pfc段開頭新的周期。這個現(xiàn)象主要導致線路電流失真(見紅色跡線)、功率因數(shù)退化，并可能有一些頻率處在人耳可聽到的噪聲。充實高線路工作的容易調(diào)節(jié)辦法6所示，在vcc與引腳5(zcd引腳)之間布設(shè)一顆，能夠減輕或抑制這個現(xiàn)象。這樣一來，zcd引腳上就產(chǎn)生了偏置。圖6 zcd引腳上的調(diào)節(jié)在測試的應用中，vcc為15v，且rzcd=68k。

7、在vcc與引腳5之間增強一顆電阻roff=680k，就轉(zhuǎn)變了施加在引腳5(zcd引腳)上的電壓。退磁相位期間zcd引腳上施加的實際vaux電壓就變?yōu)椋?1)然后，施加在引腳5上的電壓就偏置。實際上，這就像是vaux電壓與減小了1.36v的zcd閾值比較。這樣一來，新的實際zcd閾值就是：vpin5升高：最低值為0.74v，典型值為0.94v,最大值為1.14v；vpin5下降：最低值為0.14v，典型值為0.24v,最大值為0.44v。這些降低的zcd閾值增強了zcd的精度，并能抑制ccm工作，在相同條件下獲得的波特圖（見圖7）就證明了這一點。圖7 調(diào)節(jié)充實器件工作必需注重，vpin5下降(我

8、們的案例中是1.5v)時，偏置必需保持在低于zcd最低閾值。這是為了確保新的實際zcd閾值(vpin5下降時) 保持高于0v。否則，系統(tǒng)可能難于檢測磁芯復位并因此啟動新的開關(guān)序列。出于這個目的，應該考慮到vcc的變幻。啟動時的大過沖pfc段從輸入線路正弦波電壓源汲取正弦電流，因此，它們?yōu)樨撦d提供僅匹配平均需求的方波正弦功率。輸出電容(大電容)“汲取”實際提供的功率與負載消耗的功率之差值。 饋送給負載的功率低于需求時，輸出電容放電，補償功率差額。 提供的功率超過負載功耗時，輸出電容充電，存儲多余的能量。因此，輸出電壓展現(xiàn)出輸入線路頻率2倍的低頻溝通含量。不利的是，pfc電流整形(current-

9、shaping)辦法均基于控制信號無紋波的假設(shè)。否則，就不能夠優(yōu)化功率因數(shù)，由于輸入線路電流重新復制了控制信號失真。這就是盡人皆知的pfc電路動態(tài)性能差的緣由。它們的穩(wěn)壓環(huán)路帶寬設(shè)得極低，從而抑制100hz或120hz紋波，否則輸出電壓就會注入這紋波。因為系統(tǒng)極慢，pfc段遭遇陡峭的負載或輸入電壓變幻時，會在大電容上展現(xiàn)出大的過沖(over-shoot)或欠沖(under-shoot)。啟動序列就是這些瞬態(tài)中的一種，能夠產(chǎn)生大的電壓過應力(over-stress)。圖8 輸出電壓紋波圖9展示能在啟動相位期間觀看到的那類過沖。這波特圖是用法由ncp1607驅(qū)動、負載是下行轉(zhuǎn)換器的pfc段獲得的。

10、圖9 啟動相位期間的過沖承受啟動過沖應用軟啟動是減小過沖的一種自然挑選。然而，設(shè)計人員所挑選的控制器并不必需具有這個功能特性。此外，從定義來看，這種功能減緩了啟動速度，而這并非總是可以接受。另外一種容易的挑選涉及在反饋感測電阻分壓器處增強一個電容，10所示。在這個圖中，我們假定感測網(wǎng)絡(luò)中上部的電阻分割為兩個電阻，而電容cfb并聯(lián)銜接在其中一個電阻的兩端。圖10 小幅調(diào)節(jié)反饋網(wǎng)絡(luò)假如控制電路中嵌入了傳統(tǒng)的誤差，讓我們分析電容cfb的影響。在穩(wěn)態(tài)，cfb轉(zhuǎn)變了傳遞函數(shù)。通過檢測，我們立刻注重到它增強了：處于下述頻率的一個零點：(2)處于下述頻率的一個極點：(3)控制器集成了傳導誤差放大器(ota)

11、時，狀況就有點不同。這是由于反饋引腳(誤差放大器的反相輸入)不再是虛接地(virtual ground)。因此，電阻分壓器中下部位置的電阻(rfbl)影響了極點頻率的表達式。事實上，采納ota時：(4)然而，pfc輸出電壓的穩(wěn)壓電平通常處于390v范圍，而控制器參考電壓處在少數(shù)幾伏的范圍。因此，與(rfbu1+rfbu2)相比，rfbl微??；假如rfbu1與rfbu2處在相同范圍，或假如rfbu1小于rfbu2，我們就可以考慮：rfbl=rfbu2。實際上，設(shè)計人員基于這些考慮因素，能夠得出近似cfb產(chǎn)生的極點頻率，即：(5)最后，兩種配置中都獲得相同的極點。這些條件(rfbu1rfbu2)或

12、(rfbu1rfbu2)并非限制性條件。相反，滿足這些條件是明智之舉，由于rfbu1兩端的電壓及相應的cfb兩端的電壓取決于rfbu1值與(rfbu1+rfbu2+rfbl)總電阻值的相對照較關(guān)系。這就是為什么它們是現(xiàn)實可行的緣由。假如rfbu1與rfbu2這兩個電阻擁有類似阻值，(6)假如rfbl=rfbu2：(7)最后，假如與rfbu2相比rfbu1微小，我們就獲得在控制至輸出傳遞函數(shù)中抵消(cancel)的極點和零點。這樣，增強cfb就對環(huán)路和交越頻率沒有影響。假如rfbu1與rfbu2處在相同范圍，低頻增益就稍微增強，交越頻率就以跟fp與fz的相同比率增強。實際上，特殊是在rfbl=r

13、fbu2時，這個增強的電容并不會大幅轉(zhuǎn)變pfc段的動態(tài)性能。然而，在啟動相位期間，這個電容發(fā)揮重要作用。當輸出電壓升高時，cfb電容也充電。cfb充電電流增強到反饋電流中，所以穩(wěn)壓電平暫時降低。這增強的電流與cfb電容值成正比，并取決于輸出電壓的陡峭度，因此，在輸出電壓迅速充電時，這個影響更引人注目。實際驗證在應用中已經(jīng)測試了調(diào)節(jié)辦法，反饋網(wǎng)絡(luò)如下所示：rfbu1rfbu2=470krfbl=6.2k電阻rfbu1兩端放置了一個100nf電容。它必需是一種高壓電容，由于若我們假定輸出電壓最大值為450v，它兩端的電壓可能達到223v。作為一項閱歷法則(rule of the thumb)，我們

14、挑選了100nf電容值，這樣，在觀測到過沖時，時光常數(shù)（rfbu1cfb）就處在啟動時光的范圍之內(nèi)。圖11比較沒有時的啟動序列(左圖)與有cfb時的啟動相位(右圖)。這些波特圖清晰顯示電容的影響。cfb充電電流人為地增強了輸出電壓(即圖中的vbulk)充電期間的反饋電流，導致預期的控制信號(vcontrol)放電。因此就沒有觀測到輸出電壓過沖。我們可進一步指明，啟動時光未受顯然影響。圖11 有cfb(左圖)及沒有cfb(右圖)時的啟動特性圖12顯示了沒有cfb時(左圖)及有cfb時(右圖)pfc段對突兀的負載轉(zhuǎn)變(120w階躍)的響應。我們的案例中(rfbu1=rfbu2)，cfb產(chǎn)生并不會互相抵消的額外極點及額外零點，且輕微轉(zhuǎn)變環(huán)路特性。然而，最重要的是，采納cfb還是充實了響應，由于較大的輸出偏差(output deviation)使這些負載階躍類似于啟動瞬態(tài)。因此，cfb在這里同樣協(xié)助控制電路浮現(xiàn)預料中的所期望的電平復原。12 沒有cfb時(左圖)及有cfb時(右圖)pfc段對負載階躍變幻的響應