高頻電子線路之調角與解調ppt課件

1、第5章 調角與解調5.1 調角波的基本特征調角波的基本特征 5.2 變容管直接調頻電路變容管直接調頻電路 5.3 間接調頻電路間接調頻電路5.4 擴展線性頻偏的方法擴展線性頻偏的方法5.5 調角波的解調調角波的解調第5章 調角與解調（非線性頻率變換電路） 第5章 調角與解調引言 頻率調制和相位調制合稱為角度調制(簡稱調角)。因為相位是頻率的積分，所以頻率的變化必將引起相位的變化，反之亦然。所以調頻信號與調相信號在時域特性、頻譜寬度、調制與解調的原理和實現(xiàn)方法等方面都有密切的聯(lián)系。 角度調制與解調屬于非線性頻率變換，比屬于線性頻率變換的振幅調制與解調在原理和電路實現(xiàn)上都要困難一些。由于角度調制信

2、號在抗干擾方面比振幅調制信號要好得多，所以雖然要占用更多的帶寬，但仍得到了廣泛的應用。第5章 調角與解調 其中，在模擬通信方面，調頻制比調相制更加優(yōu)越，故大都采用調頻制。 所以，本章在介紹電路時，以調頻電路、鑒頻(頻率解調)電路為主題，但由于調頻信號與調相信號的內在聯(lián)系，調頻可以用調相電路間接實現(xiàn)，鑒頻也可以用鑒相(相位解調，也稱相位檢波)電路間接實現(xiàn)，所以實際上也介紹了一些調相與鑒相電路。第5章 調角與解調5.1 調角波的基本特征5.1.1 FM波與PM波一、FM波的表達式調制信號： 載波：調頻波：tVVmcos)(cos)cos(0tVtVVcmccmC)sincos()sincos()c

3、os()(0000tmtVttVdtVktVtVfccmmccmtfccm其中， 比例系數調頻波最大角頻偏：調頻指數最大相位偏移單位：弧度fkmfmmfmVk第5章 調角與解調二、PM波的表示式調制信號： 載波：調相波： 其中， 調相指數最大相位偏移 所以 調相波最大角頻偏三、小結1.FM波:tVVmcos)cos(0tVVccmCmpppccmVkmtmtVtV)coscos()(0pmmcpcmttmdttdsinsin)(tmtttdtttttttVkttfcmctccmcfccsinsin)()()(cos)()(0第5章 調角與解調2.PM波：tdttdtttmtVkttttmccc

4、pcpccsin)()()(cos)()(5.1.2 調角波的頻譜1.將FM、PM寫成統(tǒng)一的調角波表示式： 對該式進行分析，最終得到：其中，2.頻譜特點分析：調角信號可以用角頻率為wc的載波分量，角頻率為 的上、下邊頻分量組成。)sincos()(tmtVtVccmtnmJVtVncncm)cos()()(為奇數；，為偶數；，nmJmJnmJmJnnnn)()()()( nc第5章 調角與解調第5章 調角與解調當n為偶數時，上、下邊頻幅度相等，符號相同 當n為奇數時，上、下邊頻幅度相等，符號相反 ，m的大小不影響Pav頻譜結構與m有關，調制指數m越大，較大振幅的邊頻分量就越多，這時意味著邊頻功

5、率增加，使載波功率與邊頻分量之間功率重新分配，提高傳輸功率。FM、PM非線性頻譜變換不能用乘法器來實現(xiàn)。5.1.3 調角波的頻譜寬度前提：略去分量振幅較小的分量部分，對于一定的m，隨著n的增大，Jn(m)大小起伏，總的趨勢減小2)(2222cmnncmavVmJVP第5章 調角與解調當n(m+1)時，Jn(m)均小于0.1，即Jm2(m)， Jm3(m)等0.1。忽略振幅0.1Vcm，所以邊頻： 其中，1.當m1時， (寬帶調角波)， 其中mF：最大頻率偏移 ，與調制信號頻率無關 當增加，BW增加說明：有效頻譜寬度BW，最大頻偏wm。 實際多音復雜信號調頻時：3. 一般情況下： FmmBW)

6、1(2) 1(2mffmppVkmVkm,mfmFBWFBW222mppmmffVkmBWPMVkmBWFM222:22:max) 1(2FmBWFmmBW) 1(2) 1(2第5章 調角與解調調頻信號與調相信號的相同之處在于：(1) 二者都是等幅信號。 (2) 二者的頻率和相位都隨調制信號而變化，均產生頻偏與相偏。調頻信號與調相信號的區(qū)別在于：二者的頻率和相位隨調制信號變化的規(guī)律不一樣，但由于頻率與相位是微積分關系，故二者是有密切聯(lián)系的。(2) 調頻信號的調頻指數mf與調制頻率有關，最大頻偏與調制頻率無關，而調相信號的最大頻偏與調制頻率有關，調相指數mp與調制頻率無關。 第5章 調角與解調(

7、3) 從理論上講，調頻信號的最大角頻偏mc，由于載頻c很高，故m可以很大，即調制范圍很大。由于相位以2為周期，所以調相信號的最大相偏(調相指數)mf，故調制范圍很小。 第5章 調角與解調調頻電路v 調頻有兩種實現(xiàn)方法，分別為直接調頻和間接調頻。v 直接調頻的特點是它的調頻信號瞬時頻率按調制信號規(guī)律變化。v 可以用調制信號直接控制振蕩器的遮擋頻率來實現(xiàn)直接調頻。v 間接調頻是利用調頻與調相的內在聯(lián)系，將調制信號進行積分，用其值進行調相，便可得到所需的調頻信號。v 相應的原理框圖見書259頁 圖521正弦波振蕩器調相器wc）積分器第5章 調角與解調5.2 變容管直接調頻電路一、直接調頻直接用控制信

8、號去控制頻率的變化 高頻中常用L、C電路來產生振蕩，并使L、C的電抗變化，從而實現(xiàn)直接調頻。1.定義：根據調頻信號的瞬時頻率隨調制信號成線性變化這一基本特性，可以將調制信號作為壓控振蕩器的控制電壓，使其產生的振蕩頻率隨調制信號規(guī)律而變化，壓控振蕩器的中心頻率即為載波頻率。顯然，這是實現(xiàn)調頻的最直接方法，故稱為直接調頻。2.基本原理主要器件：變容二極管，其伏安特性與普通一樣。第5章 調角與解調 變容二極管是利用結的結電容隨反向電壓變化這一特性制成的一種壓控電抗元件。變容二極管的符號和結電容變化曲線如圖4.5.1所示。變容二極管結電容可表示為:其中為變容指數，其值隨半導體摻雜濃度和結的結構不同而變

9、化，j0為外加電壓V=0時的結電容值，VD為結的內建電位差。靜態(tài)工作點為VQ時，變容二極管結電容為:)1 (0DjjVVCC)1 (0DQjjQjVVCCC第5章 調角與解調第5章 調角與解調設在變容二極管上加的調制信號電壓為：V(t)=Vmcos，那么 ，所以 其中， 電容調制度tVVVmQcos)cos1 (tmCCjQjQDmVVVm3.變容管作為振蕩回路總電容時調頻電路等效交流電路見書267頁 圖528Rb2Rb1ReEcCcLCcVD+_VVQCbLcCc第5章 調角與解調 為了使變容二極管能正常工作，必須正確地給其提供靜態(tài)負偏壓和交流控制電壓，而且要抑制高頻振蕩信號對直流偏壓和低頻

10、控制電壓的干擾。所以，在電路設計時要適當采用高頻扼流圈、旁路電容、隔直流電容等器件。電容CC很大，對高頻短路，對低頻和直流開路所以與Cj串聯(lián)時不考慮。 若變容管上加VQV(t)，就會使得Cj隨時間變化時變電容） 。若忽略高頻電壓對Cj的影響，此時振蕩頻率為：jQcLC1，當V(t)0時的振蕩頻率，調頻信號的中心頻率受VQ控制2/2/)cos1 ()cos1 (11)(tmtmLCLCtcjQj)cos1 (tmCCjQj第5章 調角與解調振蕩頻率隨時間變化的曲線圖oCjCQtu oCjt(a)EQoff0tCoft(b)CQoff0toft(c)uEQ第5章 調角與解調在(t)的表達式中，若=

11、2，則得：( )(1cos)( )cctmtt QDmccmVVVmm最大角頻偏，與Vm輸入信號幅值成正比。不失真的線性調頻。一般情況下，2，這時(t)可以展開成冪級數：.2cos)816(cos2)816(1 )(2222tmtmmtccc所以2時，會產生非線性失真，并受控于調制信號的2，3，等諧波分量。此時中心角頻率也有偏移。第5章 調角與解調結論：調頻波最大角頻偏為減小非線性失真2 ），應該設法使變容管工作在=2的情況下，即選用=2 的超突變結變容管。為減小中心角頻率偏移，應該使m下降。4.變容管作為振蕩回路部分電容的調頻電路 在實際應用中，通常2，Cj作為回路總電容將會使調頻特性出現(xiàn)非

12、線性，輸出信號的中心頻率穩(wěn)定度也將下降。因而，通常利用對變容二極管串聯(lián)或并聯(lián)電容的方法來調整回路總電容C與電壓V之間的特性。這時，加在變容管上的調制電壓對整個LC回路的影響減小，故調頻電路的最大線性頻偏有所減小，但非線性失真和各種因素引起的載頻不穩(wěn)定性也有所減小。 mcm2第5章 調角與解調1000 pF4.3 k10 k1 k12H3AG80D10 pF15 pF15 pF輸出12H33 pFL1000 pF20H1000 pF1000 pF12 V22CC1E12H調制信號輸入偏置電壓(a)1000 pF33 pFL15 pF10 pF(b)變容二極管直接調頻電路舉例（a實際電路b等效電路

13、 該圖是一個變容二極管部分接入調頻電路。在電路里采用了兩個變容二極管背靠背連接，這也是一種常用方式。第5章 調角與解調 在變容二極管的直流偏壓上不僅加有低頻調制電壓，而且疊加有回路里的高頻振蕩電壓，故變容二極管的實際電容值會受到高頻振蕩的影響。若高頻振蕩電壓振幅太大，還可能使疊加后的瞬時電壓造成變容二極管正偏。采用兩個變容二極管對接，從圖中所示高頻等效電路可知，兩管對于高頻振蕩電壓來說是串聯(lián)的，故加在每個管上的高頻振蕩電壓振幅減半。對于直流偏壓和低頻調制電壓來說，兩管是并聯(lián)關系，故工作狀態(tài)不受影響。這種方式的缺點是調頻靈敏度有所降低，因為兩變容管串聯(lián)后總結電容減半。 33 pFL15 pF10

14、 pF(b)第5章 調角與解調將上圖b的振蕩回路簡化為下圖，這就是變容管部分接入回路的情況。這樣，回路的總電容為LC1C2Cj所以瞬時角頻率為：221222221( )(1coscos)coscos222ccccctAmtA mtAAmAmtmt 式中，)(11221jQjQQcCCCCCLCLjQjQjjCtmCCCCCCCCCC)cos1 (221221第5章 調角與解調當C1和C2的值確定后，可以求得附加中心角頻率偏移：與調制信號成線性關系的一項：分析：與全接入時2 的情況相比較 ，m一定時，部分接入的 ， 減小。 C2的引入的作用是減小高頻信號對CjQ的影響，調節(jié)C1，C2和VQ有利于

15、降低非線性失真。ccmA222jQjQccmCCpCCpppppppmmA/,/),1)(1 (2122121211mc第5章 調角與解調5.3 間接調頻電路1.實現(xiàn)間接調頻的關鍵是如何進行相位調制：對以上兩波，由于sinwt與coswt就可通過微分或積分相互轉化，所以它們的調制信號均為 。從而將PM波通過積分或微分變?yōu)镕M波。2.框圖：其中關鍵電路是調相器3.通常，實現(xiàn)相位調制的方法有如下三種：矢量合成法，變容二極管調相，可變延遲法。)coscos()(:)sincos()(:tmtVtVPMtmtVtVFMpcmfcmtVVmcos第5章 調角與解調5.3.1 矢量合成法一、基本原理這種方

16、法主要針對的是窄帶的調頻或調相信號。對于單音調相信號：)cossin(sin)coscos(coscoscos)(tmttmtVtmtVtVpcpccmpccmpm當mp/12時，上式近似為：二、框圖： 下圖所示的是普通調幅電路，調相電路和調頻電路的基本原理框圖比較。cossincos)(ttmtVtVcpccmpm第5章 調角與解調f (t)放大器cos ctAMf (t)放大器cos ctPMsin ct/2(a)(b)f (t)cos ctFMsin ct/2(c)第5章 調角與解調5.3.2 變容二極管調相電路 可控相移網絡是間接調頻電路的關鍵部件，這種網絡有多種實現(xiàn)電路，變容二極管相

17、移網絡是其中應用最廣的一種。其電路原理就是利用調制信號控制移相網絡或諧振回路的電抗或電阻元件來實現(xiàn)調相。一、電路 圖7.3.4a給出了變容二極管相移網絡的實用電路，（b是其高頻等效電路。對于高頻載波來說，三個0.001F的小電容短路，對于低頻調制信號來說，三個0.001 F的小電容開路，4.7F電容短路。 R3與C4為積分電路，L與Cj并聯(lián)諧振回路，R1與R2為隔離電阻，C1與C2高頻耦合電容。第5章 調角與解調第5章 調角與解調二、分析 設調制信號V=Vmcost經4.7F電容耦合到變容二極管上，則由電感L和變容二極管組成的LC回路的中心角頻率(t)將隨調制電壓而變化。當角頻率為c的載波信號

18、通過這個回路后，會發(fā)生什么變化呢? 圖7.3.5所示為LC回路中心角頻率(t)與輸入信號中心角頻率c相互變化關系。若將輸入視為電流信號，輸出視為電壓信號，借助圖7.3.5所示并聯(lián)LC回路阻抗的幅頻特性和相頻特性，我們來討論以下三種不同的情況： 若LC回路中心角頻率恒定為0，輸入載波的角頻率c=0，則稱回路處于諧振狀態(tài)，輸出載波信號的頻率不變，相移為零。 第5章 調角與解調第5章 調角與解調 若LC回路中心角頻率仍恒定為0，輸入是載頻c=0的等幅單頻調頻電流信號，瞬時角頻偏為mcost，則回路處于失諧狀態(tài)，如圖7.3.5(a)所示。由于0附近的幅頻特性曲線較平坦，故阻抗的幅值變化Z不大，最大變化

19、量為Zm。若令輸入電流振幅為I，則輸出電壓振幅就不是恒定的了，所產生的最大變化量為Vm=ZmI。然而，0附近的相頻特性曲線較陡峭，故產生的相移變化很大，最大變化量為m，即輸出電壓的相位與輸入電流的相位不同，有一個最大相移為m的相位差。 第5章 調角與解調 與情況相反，若輸入是角頻率恒為c的載波信號，L C 回 路 的 中 心 角 頻 率 ( t ) 發(fā) 生 變 化 ， 滿 足(t)=0+mcost，且0=c，如圖7.3.5(b)所示， 顯然，回路也處于失諧狀態(tài)，不過是由于回路阻抗特性曲線的左右平移而產生的。這時輸出電壓的振幅變化與相位變化與情況完全相似，從圖 7.3.5 可以很清楚地看到。 、

20、情況下的LC回路均稱為失諧回路。 變容二極管相移網絡屬于第種情況。現(xiàn)在來分析這種情況下輸出信號的相移表達式(t)。參照相同情況下LC回路中心角頻率表達式，在m較小時，有:20)sin1 (1)(tmwLCtwj第5章 調角與解調)()sin21 ()(00twwtmwtw在=2或者m較小時， 因為輸入載波角頻率c=0， 所以瞬時角頻率差為： tmwtwsin2)(0 根據前面對LC并聯(lián)諧振回路的分析，當失諧不大時，回路輸出電壓與輸入電流的相位差可近似表示為： 當變容二極管相移網絡的可變中心角頻率(t)對于輸入載波角頻率c失諧不大時，二者之間的相位差，也就是載波信號通過相移網絡產生的相移可用下式

21、近似表示。00)(2arctan2arctanarctan)(tQQee第5章 調角與解調tmQwtmwQtmwQteeesinarctansinarctansin22arctan)(0000mQemarctan最大相移量當m30o時，tmtVVVCRQtVVVQtmQtmQtpmQDemQDeeesinsin)(sinsinsinarctan)(43mQmep 由上式可見，變容二極管相移網絡能夠實現(xiàn)線性調相，但受回路相頻特性非線性的限制，必須滿足mf0=fc時，VD1VD2，隨著f的增加，兩者差值將加大；fVD2，隨著f的增加，兩者差值也將加大。不同頻率時VD1與VD2矢量圖.2.UD2.U

22、1.UD1.(a) f fc2U2.UD2.UD1.2U2.U1.02U2.UD2.UD1.U1.2U2.00(b) f fc(c) f fcU22U2第5章 調角與解調檢波輸出 設兩個包絡檢波器的檢波系數分別為Kd1 ，Kd2(通常Kd1=Kd12=Kd)，則兩個包絡檢波器的輸出分別為vo1=Kd1VD1 ，vo2=Kd2VD2。鑒頻器的輸出電壓為)(2121DDdoVVKvvVoo鑒頻特性 由矢量圖可以看出VD1與VD2的幅度與輸入電壓V1和V2之間的相位差有關。而包絡檢波器的輸出電壓又為VD1與VD2電壓幅度之差值，最終可以得出如下結論：4sin42212121222mmmmmmdoVV

23、VVKKVVV，其中第5章 調角與解調按上式所畫出的鑒頻特性曲線如書第304頁，圖5330所示。結論：在線性區(qū)內，鑒頻器可正常工作，超過線性區(qū)，鑒頻器不能鑒頻。鑒頻特性曲線與 的關系： 對V1曲線的影響： 小于0.49時為單峰，且 增加，峰值減?。?大于0.49為雙峰，且 增加，峰值減小峰點向兩邊移動。 對V2的影響：當 小于1時為單峰， 增加，峰值減小， 大于1時為雙峰， 增加，峰點向兩邊移動，但峰值不變。鑒頻特性曲線與 關系： 增加，線性范圍加寬； 減小，線性范圍變小，但曲線斜率高，即鑒頻靈敏度高LMkkQe，第5章 調角與解調5.5.3 比例鑒頻器 當輸入信號Vsm變化時，V2和V1均會

24、發(fā)生變化，一般我們認為V2和V1不變。 當V2和V1發(fā)生變化時，會引起檢波管VD2與VD1變化，從而引起輸出波幅變化寄生變化，故要求對這種變化幅度的波形進行加工，例如限幅電路。一、比例鑒頻器電路圖 比例鑒頻器是一種類似于疊加型相位鑒頻器，而又具有自限幅(軟限幅)能力的鑒頻器，其基本電路如下圖所示。它與互感耦合相位鑒頻器電路的頻相轉換部分相同，他們的區(qū)別在于：(1)兩個二極管順接；(2)接地點和輸出點改變； 第5章 調角與解調.U1ML2LcVD1RLOC1C2DR1R2CEoABCLUoVD2(3)在電阻(R1+R2)兩端并接一個大電容C，容量約在10F數量級。時間常數(R1+R2)C很大，約

25、0.10.25s，遠大于低頻信號的周期。 第5章 調角與解調二、基本工作原理： 下圖是比例鑒頻器的簡化等效電路，電壓、電流如圖所示。2U2.U1.2U2.VD1uD1uD2uc1uc2ORLC1CLC2R2R1i1i2D2U2.2U2.U1.VD2VD1VD2鑒頻特性分析：仍為兩個兩個檢波器輸出電壓之差，但在相同條件下，輸出電壓比疊加型鑒頻器減小了一半。)(21,)(21212ccoLccLLoVVVRRVVRRRV第5章 調角與解調VD1與VD2包絡變化反相， VC1與VC2增大量或減小量近似相等，即VC1+VC2=E0最終可以推導出：三、合成矢量圖當f=fc時VD1m=VD2m，i1=i2，但以相反方向流過負載RL，所以輸出電壓為零；當ffc時，VD1mVD2m，i1i2，輸出電壓為負；當ffc時，VD1mVD2m，i1i2，輸出電壓為正。四、結論：1.輸入信號頻率變化時，VD1m和VD2m也在變化，從而使VD1m/