加速自校正直流漂移的可編程增益放大器

1、25卷 第8期2008年8月微電子學與計算機MICROELECTRONICS&COMPUTERVol.25 No.8August2008加速自校正直流漂移的可編程增益放大器易 青,楊洪文,郭桂良,閻躍鵬(中國科學院微電子研究所,北京100029)摘 要:設計了一種應用于移動數(shù)字多媒體廣播系統(tǒng)終端的可編程增益放大器.該可編程增益放大器采用源極反饋電阻可變的差分放大器結構,且?guī)в兄绷髌菩Ｕ娐?分析了校正直流漂移時間的決定因素,通過采用雙帶寬切換的方法加速校正過程.分析了引發(fā)輸出直流漂移發(fā)生變化的因素,設計了增益控制信號觸發(fā)的雙帶寬控制信號發(fā)生電路.可編程增益放大器采用TSMC0.25

2、mCMOS工藝.仿真結果表明,放大器的動態(tài)范圍為3084db,2db步進,對輸入直流漂移的校正效果為-21.45db,加速后的直流漂移校正時間約15 s.關鍵詞:可編程增益放大器;直流漂移;雙帶寬;加速自校正中圖分類號:TN722.1 文獻標識碼:A 文章編號:1000-7180(2008)08-0092-04AProgrammableGainAmplifierwithSpeed EnhancedDC OffsetCorrectionYIQing,YANGHong wen,GUOGui liang,YANYue peng(InstituteofMicroelectronics,ChineseA

3、cademyofSciences,Beijing100029,China)Abstract:Aprogrammablegainamplifier(PGA)isdesignedfortheclientofmobilemultimediabroadcastingsystem.ThePGAconsistsofthedifferentialamplifierwithvariablesourcedegenerationresistorandtheDC offsetcorrectioncircuit.ThedecisivefactorofthetimeofDC offsetcorrectionisanal

4、yzed.ThespeedofDC offsetcorrectionisacceleratedbyal ternationofdualbandwidth.ThefactorswhichcausethechangeofoutputDC offsetarealsoanalyzed.Thesignalgenera tioncircuitwhichcontrolsthedualbandwidthisdesignedtobesensitivetogain controllingsignal.ThePGAisfabricatedusingTSMC0.25 mCMOStechnology.Theresult

5、ofsimulationrevealsthatthegainrangeis3084dbwith2dbstepresolution.TheeffectofDC offsetcorrectionis 21.45db,andthetimeconsumptionoftheDC offsetcorrectionisabout15usbecauseofthespeed enhancement.Keywords:programmablegainamplifier;DC offset;dualbandwidth;speed enhancedcorrection1 引言在射頻接收前端電路中,由于天線接收的信號非

6、常微弱,因此需要經(jīng)過放大器來將信號放大并送入后續(xù)電路.然而天線所接收到的信號強度是變化的,如果采用增益固定的放大器,信號經(jīng)過放大器后就可能出現(xiàn)飽和失真,因此需要可變增益放大器,根據(jù)輸入信號的強度的不同設置不同的增益值,使得信號被放大后的幅度基本固定.直接下變頻的接收系統(tǒng)中,由于器件失配或本振泄露后自混頻,會出現(xiàn)直流漂移現(xiàn)象,如不進行校正,直流漂移經(jīng)過放大后收稿日期:2007-11-12可能造成信號飽和1.文中設計的可變增益放大器是增益步進的可編程增益放大器,該可編程增益放大器應用于移動數(shù)字多媒體廣播的移動終端系統(tǒng),其增益范圍為54db(2db步進),具有校正直流漂移功能,且采用加速校正技術,可

7、大大降低校正時間.2 電路結構文中提出的可編程增益放大器包括三部分:(1)信號放大電路;(2)直流漂移校正電路;(3)直流漂移校正的加速電路及其控制電路.放大器結構框圖如圖1所示.第8期易青,等:加速自校正直流漂移的可編程增益放大器932.2 直流漂移校正電路直接下變頻接收機結構中,直流漂移是一個嚴重的問題,在差分結構的放大器中,尤其是增益較大的情況下,微小的直流漂移都可能導致放大器的輸出飽和,因此需要直流漂移校正電路.常用的直流漂圖1 可編程增益放大器結構框圖移校正技術有:大電容耦合4;低通濾波器負反饋電路;采用DSP進行算法補償.在上面提及的校正技術中,大電容耦合的方法需要的電容值很大,不

8、適合CMOS電路的高度集成;采用DSP進行算法補償需要額外的數(shù)字電路,不容易實現(xiàn);因此文中采用了低通濾波器負反饋電路6,如圖2中右側(cè)虛線框內(nèi)電路所示.其基本原理:利用低通濾波器對放大器的輸出進行采樣,采樣得到的直流漂移被送入一個簡單的放大電路,放大后經(jīng)過負反饋連接方式送回原放大器電路中,從而達到校正直流漂移的效果.假設放大器的增益為A,直流漂移校正電路的反饋因子為F,整個負反饋回路框圖如圖3(a)所示.52.1 放大器結構文中提出的可編程增益放大器的增益范圍為3084db,2db步進,由于最大增益為84db,單級放大器難以實現(xiàn),因此采用5級級聯(lián)的結構.各級增益分配如下:第一級為0db、10db

9、兩檔增益可調(diào)放大器;第二級、第三級和第四級為10db、20db兩檔增益可調(diào)放大器;第五級為014db(2db步進)8檔增益可調(diào)放大器.放大器的增益一般表示為跨導和負載的乘積:Gain=Gm Rout,因此實現(xiàn)增益可變有兩種方法:(1)調(diào)節(jié)放大器的跨導;(2)調(diào)節(jié)放大器的負載,文中采取第一種方法.放大器基本結構為采用源極反饋電阻的差分放大器2.其等效跨導為gm,1+gm Rs式中,gm為差分對中場效應管的跨導,Rs為源極反饋電阻.因此可以通過調(diào)節(jié)源極反饋電阻的阻值來Gm=調(diào)節(jié)等效跨導值3,從而調(diào)節(jié)放大器的增益.放大器的每一級基本結構都相似,其基本原理如圖2中左側(cè)虛線框內(nèi)電路所示.圖3 直流漂移校

10、正負反饋回路框圖Vos為放大器的輸入直流漂移值,Vos由兩部分組成:本振泄漏自混頻引起的直流漂移和放大器中器件失配引起的直流失調(diào),經(jīng)直流漂移校正電路后圖2 可編程增益放大器的放大電路和直流漂移校正電路直流漂移值為Y.則有os.1+F若F 1,則Y A Vos.可見存在輸入直流Y=漂移時,采用直流漂移校正電路可有效地校正放大器的輸出直流漂移值,從而避免輸出飽和.2.3 加速直流漂移校正時間的雙帶寬電路及其控制電路 調(diào)節(jié)源極反饋電阻的方式為開關控制的電阻陣列,第一級至第四級放大器的源極反饋電阻陣列均為一個電阻和一個開關控制的電阻并聯(lián)實現(xiàn)兩檔增益可調(diào),第五級放大器的源極反饋電阻陣列為一個電阻和七個開

11、關控制的電阻并聯(lián)實現(xiàn)八檔增益可調(diào).94微電子學與計算機2008年為低通濾波器對放大器的輸出進行采樣需要一定的穩(wěn)定時間,低通濾波器采樣的穩(wěn)定時間決定于其RC常數(shù),如圖3(b)所示.校正后的輸出直流漂移值為一個和時間相關的函數(shù)Y(t):Y(t)=A Vos-F Y (t),Y (t) Cm= t,R式中,R為直流漂移校正電路中的電阻,Cm為等效密勒電容.由于接收機接收的信號不穩(wěn)定,放大器的輸入信號幅度也不穩(wěn)定,因此需要調(diào)節(jié)放大器的增益大小.為了簡化問題的分析,假定在增益調(diào)節(jié)之前,放大器的輸出直流偏移已經(jīng)被完全校正.假設輸入直流漂移為x,增益從g1變化為g2.在增益為g1時,有X=g1 x,g1 x

12、.1+F增益變?yōu)間2后,有Y=Y =X=g2 xY (t)=g2 x-(g2 x-g1 x) exp-t (1+F)/RCm,1+FY(t)=g2 x-Fg2 x-(g2 x-g1 x) exp-t (1+F)/RCm,阻陣列實現(xiàn):一個大電阻和一個開關控制的小電阻并聯(lián).在電路正常工作時,開關打開,電阻陣列表現(xiàn)為大電阻,低通濾波器工作在較低的截止頻率下,以保證低頻段信號的完整性;在需要快速校正直流漂移時!即增益或輸入直流漂移發(fā)生變化時,開關閉合,電阻陣列的阻值與小電阻值大約相等,低通濾波器工作在較高的截止頻率下,RC常數(shù)也較小,因此校正直流漂移所需時間也較小,在直流漂移校正結束后,再將開關打開,

13、低通濾波器轉(zhuǎn)為工作在較低的截止頻率下,使整個電路正常工作.可令控制信號為高電平時,開關閉合;反之,開關打開.這樣只需要一個脈沖即可控制低通濾波器在高低帶寬之間切換,在電路正常工作時,帶寬控制信號為低電平,校正時,帶寬控制信號為高電平.帶寬控制信號的脈沖可由增益控制信號的上升沿或下降沿來觸發(fā).對于增益切換引起的輸出直流漂移的變化,這樣的觸發(fā)機制無疑可以加速校正時間;對于輸入直流漂移變化引起的輸出直流漂移的變化,帶寬控制信號的脈沖不能及時被觸發(fā),輸出直流漂移的變化將在下一增益變化時被校正,雖然如此,但是可編程增益放大器的輸出信號功率檢測周期很短!遠小于沒有雙帶寬技術下校正輸出直流漂移所需時間,所以

14、該觸發(fā)機制還是能加速校正時間.帶寬控制信號的生成電路如圖4(a)所示,增益控制信號經(jīng)過延時電路后再和本身做異或邏輯運算,其輸入輸出波形如圖4(b)所示.可見輸出直流漂移Y(t)決定于低通濾波器RC常數(shù)的大小.在可編程增益放大器應用的系統(tǒng)中,信號調(diào)制方式是OFDM,每個子頻帶的寬度為2.4kHz,為了保護子頻帶的完整性,低通濾波器的截止頻率設置為小于2kHz,這意味著其RC常數(shù)非常大,因此校正時間也將非常大.可編程增益放大器的輸入直流漂移值也不是固定值,可能會出現(xiàn)跳變的情況.假設放大器增益為g,輸入直流漂移從x1變化為x2.和上面的推導相似,可得出輸出直流漂移Y(t)的表達式:Y(t)=g x2

15、-Fg x2-(g x2-g x1) exp-t (1+F)/RCm.1+F綜上所述,當增益或輸入直流漂移發(fā)生變化時,輸出直流漂移需要重新校正,其校正時間取決于低通濾波器的RC常數(shù),在電路正常工作下,由于低通濾波器截止頻率低,校正時間很長.為了加速校正時間,文中采取了雙帶寬電路7,雙帶寬是指直流漂移校正電路中的低通濾波器可以工作在兩種截止頻圖4 帶寬控制信號生成電路及波形圖延時電路所產(chǎn)生的延時長短決定輸出信號脈沖的寬度,即決定了加速校正直流漂移的時間長短,因此延時長短應設定為比低通濾波器采樣放大器輸出偏差所需時間長,使得在整個校正時間內(nèi)輸出直流漂移能完全被校正.由于增益控制信號不止一個,所以對

16、所有增益控制信號觸發(fā)的帶寬控制信號應再經(jīng)第8期易青,等:加速自校正直流漂移的可編程增益放大器95過一次或運算,使得最終的帶寬控制信號對每一個增益控制信號都敏感.移問題,而且直流漂移抑制電路運用了雙帶寬技術,可大幅減小校正直流漂移所需時間.而且放大器具有54db寬動態(tài)范圍,由于考慮到放大器用于接收機系統(tǒng),不需要增益衰減,所以設定動態(tài)范圍3084db.總的來說,該可編程增益放大器滿足各種增益可變放大的需求,尤其適用于需要寬動態(tài)范圍、高速的移動接收設備.參考文獻:1BehzadRazavi.Designconsiderationsfordirect conversionreceiversJ.IEEE

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