全國研究生電子設計大賽

1、全數(shù)字FM接收機學 校：成都信息工程學院目 錄1.緒論12.系統(tǒng)總體與指標設計1系統(tǒng)總體簡介1A/D轉(zhuǎn)換器的選擇2數(shù)控振蕩器（NCO）指標2高速抽取濾波器指標3鄰頻抑制FIR低通濾波器指標3數(shù)字FM解調(diào)方法4低速抽取濾波器指標5音頻輸出63.系統(tǒng)硬件的實現(xiàn)6射頻前端8電源9A/D轉(zhuǎn)換器電路9FPGA最小系統(tǒng)電路10音頻輸出電路12功率放大電路124.設計總結(jié)16附件181. 緒論軟件無線電是上世紀末新興的一門學科，它突破了傳統(tǒng)的無線電臺以硬件為核心的功能單一、可擴展性差的設計局限性，強調(diào)以可編程的硬件作為通用平臺，盡量地用可升級、可重配置的軟件來實現(xiàn)各種無線電功能的設計新思路。軟件無線電是多頻

2、段無線電，它具有寬帶的天線、射頻前端、模-數(shù)/數(shù)-模變換，能夠支持多個空中接口和協(xié)議，在理想的狀態(tài)下，所有方面(包括物理空中接口)都可以通過軟件來定義。軟件無線電不僅能應用在通信領域，也可以應用在無線電工程的其他相關領域，如：雷達、電子戰(zhàn)、導航、廣播電視、測控等領域。針對頻帶為88108MHz，最大頻率偏差為75KHz的FM信號，本設計實現(xiàn)了一種寬帶中頻帶通直接采樣的FM全數(shù)字接收系統(tǒng)。在具體設計方面，首先，通過MATLAB進行系統(tǒng)的仿真；然后，利用FPGA平臺實現(xiàn)FM信號的解調(diào)以及音頻輸出；最后，通過丁類音頻功率放大器輸出聲音。主要技術包括：數(shù)字混頻、CIC抽取濾波及補償、FIR低通濾波、F

3、M數(shù)字解調(diào)和音頻功率放大等。2. 系統(tǒng)總體與指標設計1.1 系統(tǒng)總體簡介圖2-1 系統(tǒng)框圖1.2 A/D轉(zhuǎn)換器的選擇首先，確定A/D轉(zhuǎn)換器的采樣速率。根據(jù)過渡帶允許混疊時的帶通采樣定理。，（3-1）其中為正整數(shù)；為抗混疊濾波器的矩形系數(shù)。取為80MHz，為2，那么中心頻率為100MHz?？紤]到覆蓋FM信號88108MHz的頻道范圍，帶寬B最小為24MHz，那么由（3-2）可得，對于前端的LC帶通濾波器，這是完全可實現(xiàn)的。其次，確定A/D轉(zhuǎn)換器的分辨率。因為器件的分辨率越高，所需的輸入信號幅度越小，對模擬前端的放大量要求也越小。 A/D的分辨率主要取決于器件的轉(zhuǎn)換位數(shù)和器件的信號輸入范圍。考慮到

4、FM信號較通信信號要清晰的多，因此可以選擇轉(zhuǎn)換位數(shù)在10bit以內(nèi)，Vpp范圍在2V以上的A/D轉(zhuǎn)換器件。再次，確定A/D的模擬輸入帶寬。A/D轉(zhuǎn)換器的模擬輸入帶寬指標是衡量其內(nèi)部采樣保持性能的重要指標，A/D器件的采樣孔徑誤差越小，其模擬輸入帶寬就越寬，所能適應的輸入信號頻率也就越高。對于中頻以上的帶通采樣，模擬輸入帶寬必需高于輸入采樣信號的最高頻率。因此，A/D轉(zhuǎn)換器的模擬輸入帶寬必需在108M以上。最后，確定A/D的動態(tài)范圍以及其他接口參數(shù)?？紤]到電源的結(jié)構(gòu)，系統(tǒng)處理要求，選擇3.3V供電，TTL電平， 2進制補碼并行輸出的A/D轉(zhuǎn)換器件。綜合以上考慮，本設計選擇美國ADI公司的AD92

5、15BRU-105器件作為中頻帶通直接采樣的A/D轉(zhuǎn)換器。1.3 數(shù)控振蕩器（NCO）指標NCO是決定數(shù)字下變頻性能的最主要因素之一。NCO的性能與數(shù)據(jù)位數(shù)有關，NCO的數(shù)據(jù)位數(shù)包括相位數(shù)據(jù)位數(shù)和相位的正弦值數(shù)據(jù)的位數(shù)。根據(jù)Xilinx公司給出的DDS輸出頻率分辨率公式（3-3）假設系統(tǒng)時鐘為80MHz，相位數(shù)據(jù)位數(shù)取為32，則輸出頻率分辨率將達到Hz，滿足要求?？紤]到A/D的數(shù)據(jù)位10位，以及數(shù)字混頻后的輸出位寬不易過寬，固NCO的輸出位寬選擇16位是比較合適的。1.4 高速抽取濾波器指標當信號通過數(shù)字下變頻處理后，位寬已經(jīng)展寬到25位，數(shù)據(jù)率為80MHz。要實現(xiàn)高速抽取濾波，又能節(jié)省硬件資

6、源。級聯(lián)積分器梳妝濾波器（CIC濾波器）因有不許乘法運算的優(yōu)勢尤其適合做高速抽取，其次是適合做2M倍抽取或內(nèi)插的半帶濾波器。通常的方案是CIC加半帶濾波器的方法實現(xiàn)高速，多倍抽取。但在本設計中，考慮到硬件資源以及算法的精簡性，采用CIC直接高倍抽取加CIC補償?shù)姆椒?。首先，設計一個抽取倍數(shù)為128，延時參數(shù)為1，6級級聯(lián)的CIC濾波器?？紤]到高倍抽取帶來的通帶畸變，必須在后級加以補償，提高通帶特性。所以，在速率將為625KHz后，馬上要進行CIC補償濾波。經(jīng)過補償?shù)腃IC濾波器的幅頻響應，通帶局部放大圖如圖3-2所示。補償后的濾波器3dB通帶截至頻率在200KHz附近，在250KHz和450K

7、Hz附近阻帶衰減最大，達到了-50dB。在保全有用信號的同時，完全能夠抑制抽取帶來的混疊效應。圖3-2 經(jīng)過補償?shù)腃IC濾波器的幅頻響應，通帶局部放大圖1.5 鄰頻抑制FIR低通濾波器指標完成高速抽取濾波后，數(shù)據(jù)速率已經(jīng)降低到625KHz，可以做高階的FIR濾波。由于一般FM信號的頻偏在75KHz以內(nèi)，所以設計的FIR低通濾波器通帶頻率指標必須稍稍大于75KHz。FM信號不同頻道之間的間隔為200KHz，所以阻帶頻率不超過200KHz最好。本設計主要考慮，上一級濾波得阻帶衰減并不是特別理想，需要進一步抑制阻帶內(nèi)的無用信號。因此，采用高階阻帶特性好的FIR低通濾波器。采用Equiripple方法

8、設計，其幅頻響應局部放大圖如圖3-3所示?？梢姡鑾p在圖3-3 FIR低通濾波器幅頻響應局部放大圖115KHz附近時達到了-80dB，滿足設計要求。該濾波器為68階FIR濾波器。1.6 數(shù)字FM解調(diào)方法解調(diào)是軟件無線電中最為關鍵的信號處理能力。本文使用I/Q信號對接收數(shù)據(jù)進行解調(diào)，F(xiàn)M的表達式為：（3-4）對信號進行正交分解后得：同相分量：正交分量：對正交與同相分量之比值反正切運算：（3-5）可以得到：（3-6）利用上式就可以得到瞬時頻率.1.7 低速抽取濾波器指標在數(shù)據(jù)率為625KHz時，進行完FM數(shù)字解調(diào)后，直接面對的就是音頻信號。而要解出FM單聲道信號只需進一步做通帶頻率為15KHz

9、的低通濾波即可。但是，本設計有一個限制條件，語音輸出采用的飛利浦的UDA1341語音芯片，其最高采樣率在50KHz以內(nèi)，不同設置模式稍有差別。因此，要完全耦合上該語音芯片，現(xiàn)今的數(shù)據(jù)速率太快。還需要進一步抽取濾波，使得輸出速率能耦合上語音芯片。根據(jù)UDA1341的數(shù)據(jù)手冊，可以計算出在時，取10MHz剛好滿足該模式的最大最小范圍，其最大最小范圍是78131納秒。同時，剛好等于Hz，是625KHz的1/16。因此，只需在現(xiàn)有速率下繼續(xù)做16倍抽取即可。本設計依然可以采用高速抽取濾波的結(jié)構(gòu)，但是要注意的是，這時的阻帶截止頻率不能超過Hz，而通帶截止頻率又達到了15000Hz。對于需要補償?shù)腃IC結(jié)

10、構(gòu)來說，這種條件是極為苛刻的。因此，直接利用該結(jié)構(gòu)抽取到想要的數(shù)據(jù)速率上是不容易實現(xiàn)的。這里采用兩級抽取的方式，先用CIC加補償?shù)慕Y(jié)構(gòu)做8倍抽取，再利用高階的FIR低通濾波器做2倍抽取。設計的CIC濾波器的抽取因子為8，延時為1，階數(shù)為6。通帶畸變帶來的信號畸變也是顯而易見的，要保證語音信號的質(zhì)量，必須進一步做CIC補償濾波。幅頻響應如圖3-4所示。圖3-4 CIC補償濾波幅頻響應然后，設計高階的FIR低通濾波器進行2倍抽取濾波。該級抽取濾波時的數(shù)據(jù)速率已經(jīng)降為了極低的78125Hz，那么在此基礎上做的2倍抽取FIR濾波器特性可以做到近乎理想狀態(tài)，這也是有必要的，因為前級濾波器的阻帶衰減最大不

11、過45dB，要有較好的抗混疊特性，下級濾波器的阻帶衰減肯定要求較高。與此同時，該級濾波器的輸出直接輸出語音信號，要保證聲音質(zhì)量，通帶特性和過渡帶寬都需要比較高的技術指標。最終的設計參數(shù)如下：其幅頻響應圖如圖3-5所示。圖3-5 FIR濾波器幅頻響應1.8 音頻輸出經(jīng)過數(shù)據(jù)速率匹配以后的數(shù)據(jù)直接通過IIS接口傳輸?shù)経DA1341語音芯片，就可以原聲播放了。然后，外接D類音頻功率放大芯片TPA3004D2制作的功放電路，該電路采用了250KHZ脈寬調(diào)制技術。250KHZ的開關頻率、T1具有良好的傳真度、很低的開關損耗等優(yōu)勢使得TPA3000D效率達到了85%以上，系統(tǒng)中的熱量損耗大大減小，因此節(jié)省

12、了體積大的散熱器和穿孔的空間，降低了元件的采購成本。在不采用散熱器的情況下也可實現(xiàn)連續(xù)功率輸出。3. 系統(tǒng)硬件的設計本設計主要器件采用Xilinx的XC6SLX9-2TQG144實現(xiàn)多速率抽取濾波，F(xiàn)M解調(diào)以及音頻輸出功能。前端A/D轉(zhuǎn)換器采用ADI公司的AD9215BRU器件。硬件系統(tǒng)框圖如圖4-1所示。圖4-1 硬件系統(tǒng)框圖圖4-2音頻功率放大器結(jié)構(gòu)圖1.9 射頻前端射頻前端框圖如圖4-3，天線使用自制銅絲天線。濾波器采用LC三階橢圓濾波器設計而成。濾波器原理圖如圖4-4所示。放大電路采用ERA-2SM芯片進行五級級聯(lián)組成，該芯片在100MHz范圍。采用12V供電，外接上拉電感作為輸出。原

13、理圖如圖4-5所示。圖4-3 射頻前端框圖LC濾波器采用三階橢圓濾波器，LC諧振頻率由式4-1計算得到：（4-1）電路中所使用的電容和電感的參數(shù)為修正后的參數(shù)。圖4-4 三階LC帶通濾波器原理圖圖4-5 放大電路原理圖1.10 電源電源模塊要為各芯片供電，主要完成由+24V到+5V，然后+5V的轉(zhuǎn)換。電源結(jié)構(gòu)如圖4-6所示。電源地分別與數(shù)字地和模擬地用0歐電阻連接。電源芯片采用LM2596S-5V、APE1085-3.3、APE1086、AMS1117-1.8、AMS1117-1.2。圖4-6 電源結(jié)構(gòu)圖1.11 A/D轉(zhuǎn)換器電路該電路配置AD9215BRU工作在差分輸入模式，預留了外部時鐘與

14、內(nèi)部時鐘接口，電路兼容12bit同系列芯片。圖4-7A/D模塊原理圖1.12 FPGA配置電路兼容Master Serial Mode與Single-Device Master SelectMAP配置模式圖4-8 FPGA配置電路圖1.13 音頻輸出電路音頻電路使用UDA1341TS芯片在FPGA與音頻輸入輸出之間連接，完成音頻的解碼。圖4-9 音頻輸入輸出電路原理圖1.14 功率放大電路7V，因此在輸入功放芯片之前應進行適當?shù)姆糯?。圖4-10 前級幅度放大電路圖如圖4-10所示，R2、C3組成交流反饋回路，R5為反饋電阻，C2、C4為輸入輸出耦合電容，R1、R4構(gòu)成分壓并由R3為運放提供直流

15、工作點電壓。由Multisim9仿真得到一組參數(shù)如圖4-10標注。均衡器設計：音頻范圍為20Hz20KHz，將此音頻電號分為高、中、低三個頻段。所選中心頻率分別為：高頻10Kz、中頻6KHz、低頻300Hz。均衡器設計方案如圖4-11所示。圖4-11 均衡器設計方案圖LC型均衡器電路中存在電感元件，易造成飽和失真，并且容易拾取外界的電磁干擾，使噪聲增大。鑒于以上原因，在此選用有源濾波器代替，其也有一定增益，且具有重量輕、體積小、方便調(diào)試等優(yōu)點使得均衡器效果更佳，現(xiàn)采用二階網(wǎng)絡。設計增益一般在2.5倍，切忌不能過大，否則容易產(chǎn)生自激振蕩。如圖4-11所示，音頻由輸入端進入均衡器，通過各個頻段的濾

16、波、提升和抑制，最終輸出。圖4-12 均衡器原理圖由計算、并由Multisim9仿真得到均衡器的一組數(shù)據(jù)如表格4-1均衡器參數(shù)表格所示。由于濾波器原本的移相功能會導致輸出音頻高、中、低音混亂，所以在輸出端接R14、R15、R16、R17以整合輸出語音信號。表格4-1 均衡器參數(shù)表格截止頻率電容C1電容C2電阻R1電阻R2電容C3電阻R3300HZUf51K51K300HZ/10KHZ100pF100pF49K49K1000pF16K10KHZ220pF220pF72K72K功率輸出部分：由于Pin13Pin24與Pin37Pin38是完全對稱的。在這里只討論左聲道（Pin13Pin24）即可。

17、圖4-13 芯片功率輸出引腳圖如圖4-13所示，圖中穩(wěn)壓二極管又叫齊納二極管。是一種直到臨界反向擊穿電壓前具有很高電阻的半導體器件。在這臨界擊穿點上，反向電阻值迅速降低，在這個低阻區(qū)間電流增加而電壓保持不變，所以穩(wěn)壓管主要被作為穩(wěn)壓器或電壓基準元件使用。穩(wěn)壓二極管的選取應注意：芯片的輸出為PWM脈寬調(diào)制信號，其波形為突變的電壓信號。在電感上會產(chǎn)生峰值很大的反生電動勢，根據(jù)輸出功率為12W，負載阻值為8可知輸出電壓為10V左右。為了保護H橋，應選擇11V的穩(wěn)壓管，型號為：IN5241。由于芯片沒有將濾波器集成在內(nèi)，所以輸出的PWM信號要通過一個低通濾波器才能還原出音頻信號以驅(qū)動揚聲器。當電路中有

18、低頻敏感回路或麥克風到放大器的導線較長時，會有干擾噪聲。所以在回路中要加一個濾波器。傳統(tǒng)的丁類調(diào)制方案就其差分輸出而言，每路輸出都有180°的相位差，并從接地到電源電壓VCC之間變化。使用LC濾波器，使得較高的切換電流在LC中循環(huán)，而不被揚聲器消耗掉，從而提高芯片的效率。綜上，如圖4-14 LC電路能還原語音信號、過濾噪聲干擾、并且可以提高芯片的效率。圖4-14LC低通原理圖耳機輸出部分：如圖4-15耳機輸出電路所示，此部分為Pin25Pin36，重點是模式控制，耳機輸出只作介紹。圖4-15 耳機輸出原理圖MODE_OUT（0V5V）。邏輯高時放大器工作在可變輸出模式，此時丁類功放停止工作；邏輯低時放大器工作在丁類功放模式。在丁類功放模式下，VAROUTL與VAROUTR可變輸出被用作外接放大器的線性輸入。此腳經(jīng)AVDD提升后接到耳機插座彈簧片上。使用耳機時彈簧片懸空，MODE置為高電平，丁類功放不工作，聲音信號直接通過TPA6110A2從耳機輸出；當不接耳機時MODE為低電平，丁類功放工作驅(qū)動揚聲器，此時VAROUL與VAROUTR仍有信號輸出。放大